JP6049605B2 - 無線電力伝送装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁界共鳴方式により電力を非接触で伝送する無線電力伝送装置に関する。

従来、ワイヤレス給電方式として磁界共鳴方式が知られている。磁界共鳴方式は、送電装置の送電部と受電装置の受電部にそれぞれＱ値の高いＬＣ共振器を設け、両ＬＣ共振器のコイルを磁界結合させて送電装置から受電装置に電力を伝送する方式である。磁界共鳴方式は、送電装置の送電用ＬＣ共振器と受電装置の受電用ＬＣ共振器を磁界共鳴させて電力を伝送するため、電磁誘導方式よりも電力の伝送空間を長くできる利点がある。

磁界共鳴方式による非接触電力伝送システムでは、電力伝送効率の観点から、電力の供給源である高周波電源とその高周波電源から供給される電力を消費する負荷との間のインピーダンス整合を行うことが不可欠である。

従来、磁界共鳴方式による非接触電力伝送システムにおいて、巻数比を変更することができる可変トランスを用いたインピーダンス整合技術が提案されている。

例えば、特開２０１２−１１０１５４号公報には、図１６に示す無線電力伝送装置が提案されている。

図１６に示す無線電力伝送装置１００は、電圧源１０１と電圧源負荷１０２の後段に接続される第１インピーダンス変換部１０３として、一次巻線と二次巻線にそれぞれ複数のタップが設けられ、各タップと入出力端子との接続を切り換えることにより巻数比を変更することができる可変トランスを用いたものである。

可変トランスの一次巻線と二次巻線の巻数比を１：Ｎとすると、可変トランスの一次巻線から後段側（負荷側）を見た一次側インピーダンスＺ₁と、二次巻線から後段側（負荷側）を見た二次側インピーダンスＺ₂との間には、Ｚ₁：Ｚ₂＝１：Ｎ²の関係がある。この関係式より、可変トランスによって二次側インピーダンスＺ₂をＺ₁＝Ｚ₂／Ｎ²に変換することができるので、無線電力伝送装置１００は、巻数比（１：Ｎ）を調節にすることにより、電圧源１０１及び電圧源負荷１０２からなる電源回路と可変トランスよりも後段側の回路とのインピーダンス整合を図り、電圧源１０１で発生した電力を最適な電力伝送効率で負荷に供給する構成である。

また、例えば、特開２０１２−０１００８３号公報には、アンテナと送信機との間に設けられるアンテナ整合回路として、図１６に示した可変トランスと同様の構成の可変トランスを用いたアンテナ整合回路が提案されている。

特開２０１２−１１０１５４号公報 特開２０１２−０１００８３号公報

磁界共鳴方式による非接触電力伝送システムの送電装置が高周波電源と送電用ＬＣ共振器を含み、高周波電源と送電用ＬＣ共振器との間のインピーダンス整合をトランスによって行うことを基本構成とする場合、高周波電源は一般に５０Ωに対して効率よく電力が供給できるように設計されるため、可変トランスの二次側インピーダンスＺ₂は、トランスのインピーダンス変換機能の観点から、純抵抗と見なせる程度にリアクタンス成分が抵抗成分に対して非常に小さいことが必要になる。

受電用ＬＣ共振器から負荷側を見たインピーダンスが純抵抗Ｒ_rと見なせる場合、送電用ＬＣ共振器と受電用ＬＣ共振器との間で磁界共鳴の状態（送電用ＬＣ共振器の共振周波数ｆ_tと受電用ＬＣ共振器の共振周波数ｆ_rとが一致している状態）では、両ＬＣ共振器は、インピーダンスＲ_rを両ＬＣ共振器の結合係数ｋをパラメタータとした係数Ｋでインピーダンス変換する機能を果たす。

従って、結合係数ｋが固定される場合（例えば、送電用ＬＣ共振器と受電用ＬＣ共振器の距離が一定の場合）は、トランスの二次側インピーダンスＺ₂に対応するインピーダンスＲ_rがほぼ固定されるので、巻数比が固定のトランスを用いて高周波電源と送電用ＬＣ共振器との間のインピーダンス整合を行うことができる。

しかしながら、実際の非接触電力伝送システムでは、送電装置から受電装置に電力を伝送する際の受電装置内の給電を受ける負荷のインピーダンスや送電用ＬＣ共振器と受電用ＬＣ共振器との結合係数ｋ等が変動する場合が多く、電力伝送時の非接触電力伝送システムの電気回路的な状態は必ずしも安定していると言えない。

このような非接触電力伝送システムに対して、送電装置内に設けられるインピーダンス変換用のトランスは、巻数比が可変で、かつ、その巻数比の変更を高速に制御することができる可変トランスとすることが望ましいが、上記した特許文献１，２には、一次巻線と二次巻線の一方若しくは両方に複数のタップを設け、各タップをスイッチングして巻数比を可変にするトランスが示されるのみで、具体的な可変トランスの構成やその可変トランスを用いてインピーダンス整合を行う場合の制御方法については示されていない。

本発明は、上記の課題に鑑みなされもので、インピーダンス整合回路として巻数比が可変の可変トランスを用い、可及的に高い電力伝送効率で電力伝送を行うことができる磁界共鳴方式による無線電力伝送装置を提供することを目的とする。

本発明に係る無線電力伝送装置は、磁界共鳴方式により受電装置に非接触で交流電力を伝送する無線電力伝送装置であって、前記交流電力を発生する電力発生手段と、前記電力発生手段で発生した交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振器を有し、そのＬＣ共振器を前記受電装置の受電用ＬＣ共振器と磁界共鳴させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に設けられ、巻数比を複数の巻数比に変更可能な可変トランスからなるインピーダンス変換手段と、を備え、前記可変トランスは、一次巻線と二次巻線のいずれか一方又は両方に設けられた複数のタップと、前記可変トランスの入出力端子と前記複数のタップとの間の接続を切り換える半導体スイッチング素子を用いた複数の交流スイッチ回路と、前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、前記インピーダンス検出手段で検出したインピーダンスを前記電力発生手段に出力制御の負荷インピーダンスとして設定されている所定の目標インピーダンスに変換する前記可変トランスの巻数比を算出し、前記複数の巻数比のうち算出した巻数比に最も近い巻数比を求め、前記複数の交流スイッチ回路のうち、その巻数比に対応する交流スイッチ回路のみをオン状態に制御する巻数比制御手段と、を含むことを特徴とする（請求項１）。

本発明に係る無線電力伝送装置は、磁界共鳴方式により受電装置に非接触で交流電力を伝送する無線電力伝送装置であって、前記交流電力を発生する電力発生手段と、前記電力発生手段で発生した交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振器を有し、そのＬＣ共振器を前記受電装置の受電用ＬＣ共振器と磁界共鳴させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に設けられ、巻数比を複数の巻数比に変更可能な可変トランスからなるインピーダンス変換手段と、を備え、前記可変トランスは、一次巻線と二次巻線のいずれか一方又は両方に設けられた複数のタップと、前記可変トランスの入出力端子と前記複数のタップとの間の接続を切り換える半導体スイッチング素子を用いた複数の交流スイッチ回路と、前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、予め設定された前記可変トランスの入力端における反射波電力の進行波電力に対する電力比の範囲と前記複数の巻数比に基づいて、巻数比毎に前記電力比の範囲を満たす前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスの範囲を算出し、前記複数の巻数比のうち、前記インピーダンス検出手段で検出したインピーダンスが含まれる前記インピーダンスの範囲に対応する巻数比を求め、前記複数の交流スイッチ回路のうち、その巻数比に対応する交流スイッチ回路のみをオン状態に制御する巻数比制御手段と、を含むことを特徴とする（請求項２）。

本発明に係る無線電力伝送装置によれば、インピーダンス変換手段を、一次巻線と二次巻線のいずれか一方又は両方に設けられた複数のタップと入出力端子との間の接続を半導体スイッチング素子を用いた複数の交流スイッチ回路で切り換える可変トランスで構成し、その可変トランスの二次巻線から受電装置側を見たインピーダンスと電力発生手段に設定されている所定の目標インピーダンスとに基づいて、可変トランスの巻数比を、複数の巻数比のうちインピーダンス変換手段の入力端における反射波電力を最小にする巻数比に制御するようにしたので、可変トランスの二次巻線から受電装置側を見たインピーダンスが変動する場合でも可変トランスの巻数比を、インピーダンス変換手段の入力端における反射波電力を最小にする巻数比に高速で切り換えることができ、可及的に高い電力伝送効率で受電装置に電力伝送をすることができる。

本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示す図である。 送電部と受電部の構成を示す図である。 結合係数の変化とスミスチャート上での負荷側インピーダンスの変化の関係を示した図である。 トランスのインピーダンス変換作用を説明するための図である。 第１のインピーダンス変換部の構成の一例を示す図である。 スイッチ回路の具体的な回路例を示す図である。 図５（ａ）に示す可変トランスの５つのスイッチ回路に図６（ａ）に示す交流スイッチ回路を適用した場合の接続図である。 図５（ｂ）に示す可変トランスの５つのスイッチ回路に図６（ｂ）に示す交流スイッチ回路を適用した場合の接続図である。 ＲＦ検出ユニットの内部構成の一例を示す図である。 スイッチ駆動ユニット内のドライブ信号を生成する回路の一例を示す図である。 制御ユニットによるトランスの巻数比の切換制御の手順を示すフローチャートである。 巻数比が可変のトランスを用いたシミュレーション回路を示す図である。 図１２に示すシミュレーション回路を用いてトランスの巻数比を切り換えた場合の当該トランスの出力波形をシミュレーションした結果の一例を示す図である。 ２つの可変トランスを縦属接続した構成の可変トランスの一例を示す図である。 ２つの可変トランスを縦属接続した構成の可変トランスの他の例を示す図である。 従来の無線電力伝送装置の構成を示す図である。

図１は、本発明に係る非接触電力伝送システムの構成を示すブロック図である。

図１に示す非接触電力伝送システム１は、磁界共鳴方式により送電装置２から受電装置３に数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波電力を非接触で伝送するシステムである。送電装置２は、電源部２１と第１のインピーダンス変換部２２と送電部２３とを備え、受電装置３は、受電部３１と負荷３２とを備える。

電源部２１は、所定の周波数（数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波）の高周波電力を発生する高周波電源で構成される。その高周波電源は、高周波信号（電圧信号）を発生する高周波信号発生回路と、高周波信号発生回路で発生した高周波信号を増幅するＤ級アンプ等のパワーアンプと、このパワーアンプに直流の電源電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、パワーアンプから出力される高周波電力を制御する制御部とを含む。電源部２１は、一般に５０［Ω］の負荷が接続された場合に最適な電力伝送効率で高周波電力を出力するように設計されている。従って、電源部２１の出力端は、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａに直接接続されるか、若しくは特性インピーダンス５０［Ω］の同軸ケーブルによって接続されている。

第１のインピーダンス変換部２２は、当該第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａから受電装置３側を見たインピーダンスＺ_A（以下、「入力側インピーダンスＺ_A」という。）が所定のインピーダンス変換の目標値に可及的に近い値となるように、当該第１のインピーダンス変換部２２の出力端Ｂから受電装置３側（負荷側）を見たインピーダンスＺ_B（以下、「出力側インピーダンスＺ_B」という。）を変換する。インピーダンス変換の目標値とは、電源部２１の設計で、最適な電力伝送効率で高周波電力を出力することができる負荷インピーダンスとして設定されているインピーダンスＺ_t（以下、「目標インピーダンスＺ_t」という。）である。本実施形態では、電源部２１に負荷インピーダンスとして非接触電力伝送システムの伝送系の特性インピーダンスＺ_oが設定されているので、目標インピーダンスＺ_tは特性インピーダンスＺ_oである。

第１のインピーダンス変換部２２の入力側インピーダンスＺ_Aが目標インピーダンスＺ_tに近くなるほど、入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rが小さくなり、受電装置３に伝送される高周波電力を大きくすることができる。第１のインピーダンス変換部２２の内部構成については後述する。

送電部２３は、第１のインピーダンス変換部２２から出力される高周波電力を受電装置３の受電部３１に非接触で伝送する。送電部２３は、図２に示されるように、１ターンのコイル２３１と複数ターンのソレノイドコイル２３２とで構成される。コイル２３１とソレノイドコイル２３２は、コイル面を平行にして近接配置されている（電磁的に密結合されている）。コイル２３１は、第１のインピーダンス変換部２２から出力される高周波電力をソレノイドコイル２３２に伝送する機能を果たす。

ソレノイドコイル２３２は、当該ソレノイドコイル２３２に空間分布するキャパシタンスによって直列共振回路として動作する。図１の送電部２３内のＬ_tとＣ_tの直列回路は、ソレノイドコイル２３２のインダクタンス成分Ｌ_tと空間分布のキャパシタンス成分Ｃ_tの直列共振回路を表している。ソレノイドコイル２３２（以下、「送電用ＬＣ共振器２３２」という。）は、その共振周波数ｆ_t（＝１／［２π・√（Ｌ_t・Ｃ_t）］）が電源部２１から出力される高周波電力の周波数ｆ_g（以下、「電源周波数ｆ_g」という。）［ＭＨｚ］に設定されている。

受電部３１は、送電装置２の送電部２３との間で磁界共鳴をして当該送電部２３から高周波電力を受電する。受電部３１は、図２に示されるように、送電部２３と同一の基本構成を有し、コイル面を互いに平行にして近接配置された１ターンのコイル３１１と複数ターンのソレノイドコイル３１２とで構成される。コイル３１１は、ソレノイドコイル３１２が受電した高周波電力を負荷３２に供給するために、当該ソレノイドコイル３１２から高周波電力を取り出す機能を果たす。

ソレノイドコイル３１２は、当該ソレノイドコイル３１２に空間分布するキャパシタンスによって直列共振回路として動作する。図１の受電部３１内のＬ_rとＣ_rの直列回路は、ソレノイドコイル３１２のインダクタンス成分Ｌ_rと空間分布のキャパシタンス成分Ｃ_rの直列共振回路を表している。ソレノイドコイル３１２（以下、「受電用ＬＣ共振器３１２」という。）も、その共振周波数ｆ_r（＝１／［２π・√（Ｌ_r・Ｃ_r）］）が電源周波数ｆ_gに設定されている。

負荷３２は、受電部３１が受電した高周波電力を消費する回路ブロックである。例えば、受電装置３が携帯端末装置に内蔵されている場合、負荷３２は、受電部３１が受電した高周波電力を駆動電源として所定の処理を行う処理ブロックである。

磁界共鳴方式による非接触電力伝送は、送電用ＬＣ共振器（ソレノイド）２３２と受電用ＬＣ共振器（ソレノイド）３１２を相互インダクタンスＭ［Ｈ］によって磁界結合し、磁気共鳴を利用して送電用ＬＣ共振器２３２から受電用ＬＣ共振器３１２に高周波電力を伝送する方式である。磁気共鳴の状態が成立している場合（送電用ＬＣ共振器２３２の共振周波数ｆ_tと受電用ＬＣ共振器３１２の共振周波数ｆ_rが略一致している場合）、受電用ＬＣ共振器３１２の出力端から負荷３２側を見たインピーダンスＺ_L’＝Ｒ_L’＋ｊ・Ｘ_L’が抵抗成分Ｒ_L’と見做せる程リアクタンス成分Ｘ_L’が抵抗成分Ｒ_L’に対して十分に小さい状態になっていれば、送電用ＬＣ共振器２３２の入力端から受電装置３側を見たインピーダンス、すなわち、出力側インピーダンスＺ_Bもそのリアクタンス成分Ｘ_Bは抵抗成分Ｒ_Bに対して十分に小さい値となる。

すなわち、磁気共鳴の状態が成立しているときには、受電用ＬＣ共振器３１２に接続されるインピーダンスＺ_L’が抵抗値Ｒ_L’と見做せる状態であれば、送電用ＬＣ共振器２３２と受電用ＬＣ共振器３１２は、その抵抗値Ｒ_L’を他の抵抗値Ｒ_Bに変換するインピーダンス変換器として機能する。そして、抵抗値Ｒ_L’から変換される抵抗値Ｒ_Bは、送電用ＬＣ共振器２３２と受電用ＬＣ共振器３１２の磁界結合の度合いを表す結合係数ｋ（０＜ｋ＜１）によって変化する。

送電用ＬＣ共振器２３２の自己インダクタンスをＬ₁［Ｈ］、受電用ＬＣ共振器３１２の自己インダクタンスをＬ₂［Ｈ］とすると、結合係数ｋは、ｋ＝Ｍ／√（Ｌ₁・Ｌ₂）で表わされる。相互インダクタンスＭは、送電用ＬＣ共振器２３２と受電用ＬＣ共振器３１２との間の距離ｄに反比例して小さくなるから、結合係数ｋもその距離ｄに反比例して小さくなる。すなわち、距離ｄを大きくすると、結合係数ｋは小さくなり、距離ｄを小さくすると、結合係数ｋは大きくなる。

図３は、結合係数ｋの変化とスミスチャート上での出力側インピーダンスＺ_Bの変化の関係を示した図である。

図３に示すように、結合係数ｋを変化させると（送電用ＬＣ共振器２３２と受電用ＬＣ共振器３１２との間の距離ｄを変化させると）、出力側インピーダンスＺ_Bは、スミスチャートの実軸上若しくは実軸の近傍を実軸に沿って移動するように変化する。結合係数ｋを「１」に近付けると（距離ｄを短くすると）、出力側インピーダンスＺ_Bは「∞」の方向に変化し、結合係数ｋを「０」に近付けると（距離ｄを長くすると）、出力側インピーダンスＺ_Bは「０」の方向に変化する。

第１のインピーダンス変換部２２は、送電用ＬＣ共振器２３２及び受電用ＬＣ共振器３１２で変換されたインピーダンスＺ_L’のインピーダンス変換値（出力側インピーダンスＺ_Bに相当）を、更に目標インピーダンスＺ_tに近い値（スミスチャートの中心（Ｚ_B／Ｚ_t＝１．０）に近い値）に変換して第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rが可及的に小さくなるようにする。

第１のインピーダンス変換部２２は、一次巻線と二次巻線の巻数比Ｎが可変のトランス（以下、「可変トランス」という。）によって構成されている。図４に示すように、トランスＴの一次巻線ｍ₁と二次巻線ｍ₂の巻数をそれぞれｎ₁，ｎ₂とし、二次巻線ｍ₂にインピーダンスＺ₂＝Ｒ₂の負荷が接続されている場合、一次巻線ｍ₁から負荷側を見たインピーダンスＺ₁は、二次巻線ｍ₂から負荷側を見たインピーダンスＺ₂との間にＺ₁：Ｚ₂＝ｎ₁ ²：ｎ₂ ²、Ｎ＝ｎ₂／ｎ₁の関係があることから、Ｚ₁＝（ｎ₁／ｎ₂）²・Ｚ₂＝Ｒ₂／Ｎ²で表わされる。

従って、第１のインピーダンス変換部２２の出力側インピーダンスＺ_B≒Ｒ_BはＲ_B／Ｎ²に変換され、第１のインピーダンス変換部２２の入力側インピーダンスＺ_AはＲ_B／Ｎ²となる。Ｒ_B＜目標インピーダンスＺ_t（５０Ω）であれば、Ｎ²を１より小さい適当な値に設定し、Ｒ_B＞目標インピーダンスＺ_t（５０Ω）であれば、Ｎ²を１より大きい適当な値に設定することにより、入力側インピーダンスＺ_Aを目標インピーダンスＺ_t（５０Ω）に近い値に変換することができる。

上記のように、本発明に係る送電装置２は、受電用ＬＣ共振器３１２の出力端から負荷３２側を見たインピーダンスＺ_L’が抵抗値Ｒ_L’と見做せる状態で、送電用ＬＣ共振器２３２と受電用ＬＣ共振器３１２とが磁界共鳴状態になっていれば、その抵抗値Ｒ_L’が結合係数ｋに応じた抵抗値Ｒ_Bにインピーダンス変換されることを前提に、巻数比Ｎが可変の可変トランスを用いて抵抗値Ｒ_Bを目標インピーダンスＺ_t（５０Ω）に近い抵抗値Ｒ_Aに変換して第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rを可及的に小さくし、効率良く高周波電力を受電装置３に伝送する。

負荷３２のインピーダンスＺ_Lは、一般に複素数であり、受電用ＬＣ共振器３１２と負荷３２との間の伝送線路等のリアクタンス分を考慮すると、実際の受電装置３では受電用ＬＣ共振器３１２の後段にインピーダンスＺ_L’が抵抗成分Ｒ_L’と見做せる程にリアクタンス成分Ｘ_L’を抵抗成分Ｒ_L’に対して十分に小さくするためのインピーダンス変換器若しくはインピーダンス整合器が設けられるが、図１ではそのインピーダンス変換器若しくはインピーダンス整合器は省略している。従って、以下の説明では、受電用ＬＣ共振器３１２の出力端から負荷３２側を見たインピーダンスＺ_L’が抵抗値Ｒ_L’と見做せる状態にインピーダンス変換されているものとして説明する。

図５は、第１のインピーダンス変換部２２に適用される可変トランスの構成を示す図である。

図５に示す可変トランスは、トランスＴの一次巻線ｍ₁と二次巻線ｍ₂のいずれか一方若しくは両方に複数のタップを設け、一次巻線ｍ₁にタップが設けられている場合は、一次巻線ｍ₁の一方端及び各タップと入力端子ａ又は入力端子ａ’との間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_1i（ｉは、一次巻線ｍ₁側のスイッチ回路ＳＣ₁を区別するための符号。ｉ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）を設け、二次巻線ｍ₂にタップが設けられている場合は、二次巻線ｍ₂の一方端及び各タップと出力端子ｂ又は出力端子ｂ’との間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_2j（ｊは、二次巻線ｍ₂側のスイッチ回路ＳＣ₂を区別するための符号。ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）を設け、一次巻線ｍ₁側のいずれか１個のスイッチ回路ＳＣ_1iと二次巻線ｍ₂側のいずれか１個のスイッチ回路ＳＣ_2jをオン状態（導通状態）にすることによってトランスＴの巻数比Ｎを可変にする構成である。一次巻線ｍ₁にだけ複数のスイッチ回路ＳＣ_1iが設けられている場合や二次巻線ｍ₂にだけ複数のスイッチ回路ＳＣ_2jが設けられている場合は、複数のスイッチ回路ＳＣ_1i，ＳＣ_2jのいずれか１個をオン状態（導通状態）にすることによってトランスＴの巻数比Ｎが可変される。

なお、図示はしていないが、一次巻線ｍ₁の入力端子ａ’と二次巻線の出力端子ｂ’はグランドに接地される。

図５（ａ）〜図５（ｄ）のいずれの構成例にも、スイッチ回路毎にドライブ信号Ｓ_D1i，Ｓ_D2jを生成してスイッチ回路ＳＣ_1i，ＳＣ_2jに出力するスイッチ駆動ユニット２２１と、スイッチ駆動ユニット２２１のドライブ信号Ｓ_D1i，Ｓ_D2jの生成動作を制御する制御ユニット２２２と、第１のインピーダンス変換部２２の出力端Ｂにおける高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θ（高周波電圧ｖと高周波電流ｉの位相差）を検出するＲＦ検出ユニット２２３とが設けられている。

ＲＦ検出ユニット２２３は、制御ユニット２２２が高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θの検出値を用いて出力側インピーダンスＺ_B（第１のインピーダンス変換部２２の出力端Ｂから受電装置３側を見たインピーダンス）を算出するために設けられている。従って、ＲＦ検出ユニット２２３で検出される高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θは、制御ユニット２２２に入力される。

制御ユニット２２２は、高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θの検出値を用いて出力側インピーダンスＺ_Bを算出し、その出力側インピーダンスＺ_Bと目標インピーダンスＺ_tとに基づいて第１のインピーダンス変換部２２の巻数比を決定し、その巻数比の情報をドライブ信号Ｓ_D1i，Ｓ_D2jの生成動作の制御信号としてスイッチ駆動ユニット２２１に出力する。

スイッチ駆動ユニット２２１は、制御ユニット２２２から入力される巻数比の情報に基づいてドライブ信号Ｓ_D1a〜Ｓ_D1e及びドライブ信号Ｓ_D2a〜Ｓ_D2eの信号レベルを制御する。スイッチ回路ＳＣが一次巻線ｍ₁側にだけ設けられている場合若しくは二次巻線ｍ₂側にだけ設けられている場合は、ドライブ信号Ｓ_D1a〜Ｓ_D1eとドライブ信号Ｓ_D2a〜Ｓ_D2eのいずれか一方しかないので、スイッチ駆動ユニット２２１は、ドライブ信号Ｓ_D1a〜Ｓ_D1eの中のいずれか１つ若しくはドライブ信号Ｓ_D2a〜Ｓ_D2eの中のいずれか１つをオン状態（導通状態）にするように制御する。また、スイッチ回路ＳＣが一次巻線ｍ₁側と二次巻線ｍ₂側の両方に設けられている場合は、スイッチ駆動ユニット２２１は、スイッチ回路ＳＣ_1a〜ＳＣ_1eの中のいずれか１つとスイッチ回路ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eの中のいずれか１つをオン状態（導通状態）にするように制御する。スイッチ駆動ユニット２２１、制御ユニット２２２及びＲＦ検出ユニット２２３の構成については後述する。

図５（ａ）は、二次巻線ｍ₂にだけ４個のタップを設け、二次巻線ｍ₂の上側の線端及び各タップと上側の出力端子ｂとの間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2b，ＳＣ_2c，ＳＣ_2d，ＳＣ_2eを設けた例である。図５（ｂ）は、図５（ａ）に対して、二次巻線ｍ₂の線端に接続されるスイッチ回路の位置を二次巻線ｍ₂の下側の線端に変更し、５個のスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2b，ＳＣ_2c，ＳＣ_2d，ＳＣ_2eの接続先を下側の出力端子ｂ’に変更したものである。図５（ｃ）は、一次巻線ｍ₁にだけ４個のタップを設け、一次巻線ｍ₁の上側の線端及び各タップと上側の入力端子ａとの間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_1a，ＳＣ_1b，ＳＣ_1c，ＳＣ_1d，ＳＣ_1eを設けた例である。図５（ｄ）は、一次巻線ｍ₁に２個のタップを設け、一次巻線ｍ₁の上側の線端及び各タップと上側の入力端子ａとの間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_1a，ＳＣ_1b，ＳＣ_1cを設けるとともに、二次巻線ｍ₂に１個のタップを設け、二次巻線ｍ₂の上側の線端及びタップと上側の出力端子ｂとの間にそれぞれスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2bを設けたものである。

スイッチ回路ＳＣ_1a〜ＳＣ_1e，ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eには、例えば、図６に示す２個の半導体スイッチ素子を用いた交流スイッチ回路が用いられる。図６（ａ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Aは、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる２つのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を、極性を逆向きにして直列に接続し（スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のソース同士を接続し）、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のゲートを接続した回路である。なお、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は、スイッチング特性を有する任意の半導体スイッチング素子を用いることができるが、ＭＯＳＦＥＴを用いることが好ましい。

交流スイッチ回路ＳＷ_Aは、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートに各ソースに対してハイレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオン状態（導通状態）になって交流信号を流すようになり、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートに各ソースに対してローレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオフ状態（遮断状態）になって交流信号を遮断する。スイッチング素子Ｑ₁のゲートに入力されるドライブ信号Ｓ_D1とスイッチング素子Ｑ₂のゲートに入力されるドライブ信号Ｓ_D2の波形は同一となるので、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートは互いに接続されて交流スイッチ回路ＳＷ_Aの制御端子Ｔ_Cに接続されている。制御端子Ｔ_Cには、ハイレベルとローレベルのいずかのレベルをとるドライブ信号Ｓ_Dが入力される。

図７は、図６（ａ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Aを図５に示す可変トランスに用いる場合の一例を示したもので、特に、図５（ａ）のスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2b，ＳＣ_2c，ＳＣ_2d，ＳＣ_2eに交流スイッチ回路ＳＷ_Aを適用したものである。

５つのスイッチ回路ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eは、スイッチング素子Ｑ₁のドレイン側が二次巻線ｍ₂の上側の線端又はタップに接続され、スイッチング素子Ｑ₂のドレイン側がＲＦ検出ユニット２２３の入力端に接続されている。二次巻線ｍ₂の下側の線端は第１のインピーダンス変換部２２の出力端子ｂ’に接続されている。

各スイッチ回路ＳＣ_2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）の制御端子Ｔ_Cj（ｊは、スイッチ回路の区別するための符号。ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）にはスイッチ駆動ユニット２２１からドライブ信号Ｓ_D2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）が入力されるが、５つのドライブ信号Ｓ_D2iのレベルは、いずれか１つだけがハイレベルとなり、他の４つはローレベルとなるように、スイッチ駆動ユニット２２１によって制御される。従って、図７に示す可変トランスでは、スイッチ駆動ユニット２２１によりスイッチ回路ＳＣ_2jでＲＦ検出ユニット２２３を介して出力端子ｂに接続される二次巻線ｍ₂の接続位置（上側の先端と４つのタップ）が切り換えられ、これによりトランスＴの巻数比Ｎが切り換わる。

図６（ｂ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Bは、ダイオードＤ₁とＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ₁を直列に接続した第１の回路と、ダイオードＤ₂とＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ₂を直列に接続した第２の回路を並列に接続した回路である。第１の回路ではダイオードＤ₁のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）のドレインとが接続され、第２の回路ではダイオードＤ₂のアノードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂）のドレインとが接続されており、第１の回路と第２の回路は、ダイオードＤ₁のアノードとダイオードＤ₂のカソード、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁），（Ｑ₂）のソース同士をそれぞれ接続するように、並列に接続されている。

交流スイッチ回路ＳＷ_Bは、スイッチング素子Ｑ₁のゲートにソースに対してハイレベルのドライブ信号が入力され、スイッチング素子Ｑ₂のゲートにソースに対してローレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオン状態（導通状態）になって交流信号を流すようになり、スイッチング素子Ｑ₁のゲートにソースに対してローレベルのドライブ信号が入力され、スイッチング素子Ｑ₂のゲートにソースに対してハイレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオフ状態（遮断状態）になって交流信号を遮断する。

スイッチング素子Ｑ₁のゲートに入力されるドライブ信号Ｓ_D1とスイッチング素子Ｑ₂のゲートに入力されるドライブ信号Ｓ_D2の波形は互いにレベルが反転した矩形波となるので、交流スイッチ回路ＳＷ_Bにはドライブ信号Ｓ_D1が入力される制御端子Ｔ_C1とドライブ信号Ｓ_D2が入力される制御端子Ｔ_C2が設けられ、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートはそれぞれ制御端子Ｔ_C1と制御端子Ｔ_C2に接続されている。

図８は、図６（ｂ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Bを図５に示す可変トランスに用いる場合の一例を示したもので、特に、図５（ｂ）のスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2b，ＳＣ_2c，ＳＣ_2d，ＳＣ_2eに交流スイッチ回路ＳＷ_Bを適用したものである。

５つのスイッチ回路ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eは、ダイオードＤ₁，Ｄ₂同士を接続した接続点が二次巻線ｍ₂の下側の線端又はタップに接続され、ＭＯＳＦＥＴのソース同士を接続した接続点が第１のインピーダンス変換部２２の出力端子ｂ’に接続されている。

各スイッチ回路ＳＣ_2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）の一対の制御端子Ｔ_C1j，制御端子Ｔ_C2j，（ｊは、スイッチ回路の区別するための符号。ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）にはスイッチ駆動ユニット２２１から互いにレベルが反転した一対のドライブ信号Ｓ_D1j，Ｓ_D2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）が入力されるが、五対のドライブ信号Ｓ_D1j，Ｓ_D2jのレベルは、いずれか一対だけが（Ｓ_D1，Ｓ_D2）＝（ハイレベル，ローレベル）となり、他の四対は（Ｓ_D1，Ｓ_D2）＝（ローレベル，ハイレベル）となるように、スイッチ駆動ユニット２２１によって制御される。従って、図７に示す可変トランスでは、スイッチ駆動ユニット２２１によりスイッチ回路ＳＣ_2jで出力端子ｂ’に接続される二次巻線ｍ₂の接続位置（下側の先端と４つのタップ）が切り換えられ、これによりトランスＴの巻数比Ｎが切り換わる。

図６（ｃ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Cは、図６（ｂ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Bにおいて、第２の回路内のスイッチング素子Ｑ₂をＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴに置き換えたものである。この第２の回路ではダイオードＤ₂のアノードにＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソースが接続され、第１の回路内のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソースと第２の回路内のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのドレインが接続されている。

交流スイッチ回路ＳＷ_Cでは、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートに各ソースに対してハイレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオン状態（導通状態）になって交流信号を流すようになり、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の各ゲートに各ソースに対してローレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオフ状態（遮断状態）になって交流信号を遮断する。

図６（ｄ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Dは、図６（ａ）に示す交流スイッチ回路ＳＷ_Aにおいて、スイッチング素子Ｑ₂（右側のＭＯＳＦＥＴ）をＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴに置き換えたものである。交流スイッチ回路ＳＷ_Dでは、スイッチング素子Ｑ₁のソースとスイッチング素子Ｑ₂のドレインが接続され、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のゲートがそれぞけ制御端子Ｔ_C1と制御端子Ｔ_C2に接続されている。

交流スイッチ回路ＳＷ_Dでは、スイッチング素子Ｑ₁のゲートにソースに対してハイレベルのドライブ信号が入力され、スイッチング素子Ｑ₂のゲートにソースに対してローレベル（マイナス電圧）のドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオン状態（導通状態）になって交流信号を流すようになり、スイッチング素子Ｑ₁のゲートにローレベルのドライブ信号が入力され、スイッチング素子Ｑ₂のゲートにハイレベルのドライブ信号が入力されると、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はオフ状態（遮断状態）になって交流信号を遮断する。

図６（ａ）〜（ｄ）の２つのＭＯＳＦＥＴにそれぞれ並列に接続されたダイオードの記号は、ＭＯＳＦＥＴ内部のボディダイオードである。交流スイッチ回路ＳＷ_A〜ＳＷ_Dにおいて、スイッチング素子Ｑ₁用のＭＯＳＦＥＴとスイッチング素子Ｑ₂用のＭＯＳＦＥＴのスイッチング特性は略同一であり、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の整流特性も略同一である。

図５に戻り、ＲＦ検出ユニット２２３は、出力端子ｂの直前に配置されている。図５（ａ）では、ＲＦ検出ユニット２２３の入力端とトランスＴの二次巻線ｍ₂の上側の線端及び各タップとの間に５個のスイッチ回路ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eがそれぞれ設けられ、図５（ｄ）では、ＲＦ検出ユニット２２３の入力端とトランスＴの二次巻線ｍ₂の上側の線端及びタップとの間に２個のスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2bがそれぞれ設けられているが、図５（ｂ），（ｃ）では、ＲＦ検出ユニット２２３がトランスＴの二次巻線ｍ₂の上側の線端と出力端子ｂの間に設けられている。

図９は、ＲＦ検出ユニット２２３の内部構成の一例を示す図である。

ＲＦ検出ユニット２２３は、電流検出器２２３ａと、電圧検出器２２３ｂと、２つのアンプ２２３ｃ，２２３ｄと、ローカル発振器２２３ｅと、２つのミキサー２２３ｆ，２２３ｇと、２つのローパスフィルタ２２３ｈ，２２３ｉと、信号処理回路２２３ｊとを含む。

電流検出器２２３ａは、変流器（ＣＴ）と抵抗で構成され、トランスＴの二次巻線ｍ₂を流れる高周波電流ｉのレベルを測定可能なレベルに変換して出力する。電圧検出器２２３ｂは、２つのコンデンサの直列回路で構成され、高周波電圧ｖのレベルを２つのコンデンサで測定可能なレベルに分圧して出力する。アンプ２２３ｃ，２２３ｄは、電流検出器２２３ａから出力される高周波電流ｉと電圧検出器２２３ｂから出力される高周波電圧ｖをそれぞれ所定の増幅率で増幅する。

ローカル発振器２２３ｅは、電源周波数ｆ_g［ＭＨｚ］とは異なるローカル周波数ｆ_locのローカル信号ｓ_locを発生する。ミキサー２２３ｆは、アンプ２２３ｃから出力される高周波電流ｉとローカル信号ｓ_locを混合（乗算）し、ミキサー２２３ｇは、アンプ２２３ｄから出力される高周波電圧ｖにローカル信号ｓ_locを混合（乗算）する。

ローパスフィルタ２２３ｈは、ミキサー２２３ｆから出力される電流検出信号のうち、電源周波数ｆ_gとローカル周波数ｆ_locの差の周波数ｆ_D（＝｜ｆ_g−ｆ_loc｜）よりも高い周波数を除去して周波数ｆ_Dを有する電流検出信号Ｓ_iDを出力し、ローパスフィルタ２２３ｉは、ミキサー２２３ｇから出力され電圧検出信号のうち、差の周波数ｆ_DLよりも高い周波数を除去して周波数ｆ_Dを有する電圧検出信号Ｓ_vDを出力する。

信号処理回路２２３ｊは、ローパスフィルタ２２３ｉから出力される電圧検出信号Ｓ_vDとローパスフィルタ２２３ｈから出力される電流検出信号Ｓ_iDを用いて両検出信号Ｓ_vD，Ｓ_iDの大きさ及び位相差θを算出する。信号処理回路２２３ｊは、例えば、電圧検出信号Ｓ_vDの負から正のゼロクロス点と電流検出信号Ｓ_iDの負から正のゼロクロス点との時間間隔を演算することにより、位相差θを算出する。信号処理回路２２３ｊは、算出した電圧検出信号Ｓ_vD（大きさ）及び電流検出信号Ｓ_vD（大きさ）と位相差θを制御ユニット２２２に出力する。

制御ユニット２２２は、マイクロコンピュータやＦＰＧＡ等のディジタル演算処理回路で構成される。制御ユニット２２２は、ＲＦ検出ユニット２２３から入力される高周波電流ｉ_d、高周波電圧ｖ_d及び位相差θを用いて出力側インピーダンスＺ_B（第１のインピーダンス変換部２２の出力端Ｂから受電装置３側を見たインピーダンス）を算出する。制御ユニット２２２は、Ｚ_B＝Ｒ_B＋j・Ｘ_Bとすると、
Ｒ_B＝（ｖ_d／ｉ_d）・cos(θ) …（１）
Ｘ_B＝（ｖ_d／ｉ_d）・sin(θ) …（２）
の演算式を演算することにより、出力側インピーダンスＺ_Bの抵抗成分Ｒ_Bとリアクタンス成分Ｘ_Bを算出する。

制御ユニット２２２は、算出した出力側インピーダンスＺ_Bと、５つの巻数比Ｎ_jとに基づいて第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを決定し、その巻数比Ｎの情報をスイッチ駆動ユニット２２１に出力する。

制御ユニット２２２は、以下の方法によって第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを決定する。第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを５つの巻数比Ｎ_j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）に切り換えた場合、各巻数比Ｎ_jにおける入力側インピーダンスＺ_Aj（ｊは、巻数比Ｎ_iの値であることを示す。）は、Ｚ_Ai＝Ｚ_B／Ｎ_j ²となる。本実施形態では、目標インピーダンスＺ_tが特性インピーダンスＺ_o＝５０［Ω］であるから、第１の方法は、５つの巻数比Ｎ_iについてＺ_Ai／Ｚ_t＝Ｚ_Ai／Ｚ_o＝Ｚ_B／（Ｚ_o×Ｎ_j ²）を演算し、その演算値のうち１．０に最も近い値に対応する巻数比Ｎ_jをスイッチ駆動ユニット２２１に出力する巻数比Ｎに決定する方法である。

第１の方法は、第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを、５つの巻数比Ｎ_iのうちＺ_A／Ｚ_oが「１．０」に近い値（図３のスミスチャートの中心に近い値）を有する巻数比Ｎ_iに調整した場合に第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_fが最も小さくなるという考え方に基づいて巻数比Ｎを決定する方法である。

第２の方法は、第１のインピーダンス変換部２２の入力側インピーダンスＺ_Aを目標インピーダンスＺ_tに変換する巻数比を「Ｎ_t」とすると、Ｎ_t ²＝Ｚ_B／Ｚ_t＝Ｚ_B／Ｚ_oの関係式より、巻数比Ｎ_t（推定値）を演算し、５つの巻数比Ｎ_iのうちその演算値Ｎ_tに最も近い巻数比Ｎ_jをスイッチ駆動ユニット２２１に出力する巻数比Ｎに決定する方法である。第２の方法は、実測した出力側インピーダンスＺ_Bに対してＺ_A／Ｚ_oが「１．０」となる巻数比Ｎ_tを求め、５つの巻数比Ｎ_iのうち巻数比Ｎ_tに最も近い巻数比Ｎ_iに対するＺ_Ai／Ｚ_oが「１．０」に最も近い値になるという考え方に基づいて巻数比Ｎを決定する方法であり、第１の方法と実質的に同じ考え方である。

第１及び第２の方法は、出力側インピーダンスＺ_Bを各巻数比Ｎ_iで入力側インピーダンスＺ_Aにインピーダンス変換した場合に入力側インピーダンスＺ_Aが目標インピーダンスＺ_t（＝Ｚ_o）に最も近くなる巻数比Ｎ_iを選択する制御方法である。

スイッチ駆動ユニット２２１は、制御ユニット２２２から入力される巻数比Ｎ_jに対応するスイッチ回路ＳＣ_2jをオン状態にし、他のスイッチ回路ＳＣ_2jをオフ状態にするように、各スイッチ回路ＳＣ_2jに出力されるドライブ信号Ｓ_D2jのレベルを制御する。

図１０は、スイッチ駆動ユニット２２１内のドライブ信号Ｓ_D2jを生成する回路の一例を示す図である。図１０（ａ）は、図７に示す可変トランス内のスイッチ駆動ユニット２２１に設けられるドライブ信号生成回路であり、図１０（ｂ）は、図８に示す可変トランス内のスイッチ駆動ユニット２２１に設けられるドライブ信号生成回路である。

図７に示す可変トランス内のスイッチ駆動ユニット２２１には、５つのスイッチ回路ＳＣ_2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）に対応して図１０（ａ）に示すドライブ信号生成回路２２１Ａが５つ設けられている。

図示は省略しているが、５つのドライブ信号生成回路２２１Ａの前段に各ドライブ信号生成回路２２１ＡへのドライブパルスＤＰを生成するドライブパルス生成部と制御ユニット２２２から入力される巻数比Ｎ_jに基づいて５つのドライブパルスのレベルを制御する制御部が設けられている。スイッチ駆動ユニット２２１内の制御部は、制御ユニット２２２から入力される巻数比Ｎ_jに対応するスイッチ回路ＳＣ_2jのドライブパルスＤＰのレベルをハイレベルに制御し、他のスイッチ回路ＳＣ_2jのドライブパルスＤＰのレベルをローレベルに制御する。

ドライブ信号生成回路２２１Ａは、ドライブパルス生成部から入力されるドライブパルスＤＰのレベルをＭＯＦＦＥＴのオン・オフ駆動が可能なレベルに増幅する増幅回路で構成されている。

ドライブ信号生成回路２２１Ａは、ドライブパルスＤＰの入力回路を構成するフォトカプラ２２１Ａ−ａと、フォトカプラ２２１Ａ−ａの出力を増幅するアンプ２２１Ａ−ｂとで構成される。フォトカプラ２２１Ａ−ａの駆動電源Ｖ１ａ，Ｖ１ａ’は、低電圧の電源である。アンプ２２１Ａ−ｂの駆動電源Ｖ１ｂ，Ｖ１ｂ’は、駆動電源Ｖ１ａ，Ｖ１ａ’よりも電圧値（絶対値）が大きい電源である。フォトカプラ２２１Ａ−ａの駆動電源Ｖ１ａ，Ｖ１ａ’とアンプ２２１Ａ−ｂの駆動電源Ｖ１ｂ，Ｖ１ｂ’は電気的に絶縁されている。フォトカプラ２２１Ａ−ａの一方の入力端子は、抵抗ｒを介して電源（カプラ内のフォトダイオード発光用の電源）に接続され、他方の入力端子は、ドライブパルスＤＰでフォトダイオードの発光を制御するためのＭＯＳＦＥＴが接続されている。フォトカプラ２２１Ａ−ａを介して入力されたドライブパルスＤＰはアンプ２２１Ａ−ｂで増幅されてドライブ信号Ｓ_Dとして出力される。ドライブ信号Ｓ_Dはスイッチ回路ＳＣ₂の制御端子Ｔ_C（２つのＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴに対する制御端子）に入力される。

図８に示す可変トランス内のスイッチ駆動ユニット２２１にも、５つのスイッチ回路ＳＣ_2j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）に対応して図１０（ｂ）に示すドライブ信号生成回路２２１Ｂが５つ設けられている。図１０（ｂ）も、各ドライブ信号生成回路２２１Ｂへのドライブパルスを生成するドライブパルス生成部と制御ユニット２２２から入力される巻数比Ｎ_jに基づいて５つのドライブパルスのレベルを制御する制御部の図示は省略している。

ドライブ信号生成回路２２１Ｂは、ドライブパルス生成部から入力されるドライブパルスＤＰのレベルをＭＯＦＦＥＴのオン・オフ駆動が可能なレベルに増幅する増幅回路で構成されている。

ドライブ信号生成回路２２１Ｂは、図１０（ａ）に示したドライブ信号生成回路２２１Ａと、同ドライブ信号生成回路２２１Ａのアンプ２２１Ａ−ｂの前段にレベルを反転するインバータ２２１Ａ−ｃを設けたドライブ信号生成回路２２１Ａ’を並列に配置し、抵抗ｒとドライブパルス入力用のＭＯＳＦＥＴの間にドライブ信号生成回路２２１Ａのフォトカプラ２２１Ａ−ａ１の入力端子とドライブ信号生成回路２２１Ａ’のフォトカプラ２２１Ａ−ａ２の入力端子を直列に接続したものである。従って、２つのドライブ信号生成回路２２１Ａ，２２１Ａ’には同一波形のドライブパルスＤＰが入力される。

ドライブ信号生成回路２２１Ｂでは、一方のドライブ信号生成回路２２１ＡからドライブパルスＤＰのレベルを増幅した信号がドライブ信号Ｓ_D1として出力され、他方のドライブ信号生成回路２２１Ａ’からドライブパルスＤＰのレベルを反転した後、それを増幅した信号がドライブ信号Ｓ_D2として出力される。ドライブ信号Ｓ_D1はスイッチ回路ＳＣ₂の一方の制御端子Ｔ_C1（Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに対する制御端子）に入力され、ドライブ信号Ｓ_D2はスイッチ回路ＳＣ₂の他方の制御端子Ｔ_C2（Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴに対する制御端子）に入力される。

次に、制御ユニット２２２によるトランスＴの巻数比Ｎの切換制御について、図１１のフローチャートを用いて説明する。以下の説明では、図５（ａ）に示す構成例を参照しながら説明する。

制御ユニット２２２は、５つのスイッチ回路ＳＣ_2a〜ＳＣ_2eのうち、予め初期設定用に設定されたスイッチ回路ＳＣ₂をオン状態にし、他のスイッチ回路ＳＣ₂をオフ状態にする（Ｓ１）。例えば、スイッチ回路ＳＣ_2eが初期設定用に設定されている場合は、制御ユニット２２２は、スイッチ駆動ユニット２２１に巻数比Ｎ_eの情報を出力してスイッチ回路ＳＣ_2eだけをオン状態にする。

続いて、電源部２１から高周波電力の出力が開始された後（Ｓ２）、制御ユニット２２２は、ＲＦ検出ユニット２２３から高周波電圧ｖ、高周波電流ｉ及び位相差θを入力し（Ｓ３）、それらを用いて出力側インピーダンスＺ_Bを算出する（Ｓ４）。続いて、制御ユニット２２２は、その出力側インピーダンスＺ_Bが電力伝送の可能な範囲内のインピーダンスであるか否かを判別する（Ｓ５）。上述したように、出力側インピーダンスＺ_Bのリアクタンス成分Ｘ_Bが抵抗成分Ｒ_Bに対して無視できる程度に小さい値でない場合は、第１のインピーダンス変換部２２によってインピーダンス変換を行っても有効な電力伝送ができないので、ステップＳ５は、出力側インピーダンスＺ_Bの算出値から電力伝送ができるか否かを判別するものである。この処理では、制御ユニット２２２は、例えば、｜Ｘ_B／Ｒ_B｜を演算し、その演算値が予め設定された範囲内であるか否かによって電力伝送ができるか否かを判別する。

制御ユニット２２２は、ステップＳ４で算出した出力側インピーダンスＺ_Bが電力伝送の可能な範囲外であれば（Ｓ５：ＮＯ）、ステップＳ３に戻り、上記のステップＳ３〜Ｓ５の処理を行う。一方、ステップＳ４で算出した出力側インピーダンスＺ_Bが電力伝送の可能な範囲内であれば（Ｓ５：ＹＥＳ）、制御ユニット２２２は、算出した出力側インピーダンスＺ_B及び５つの巻数比Ｎ_jを用いて、上述した第１の方法若しくは第２の方法の演算処理をして巻数比Ｎ_jを決定する（Ｓ６）。

続いて、制御ユニット２２２は、決定した巻数比Ｎ_jが現在の巻数比Ｎと同じであるか否かを判別し（Ｓ７）、同じであれば（Ｓ７：ＹＥＳ）、ステップＳ３に戻り、同じでなければ（Ｓ７：ＮＯ）、スイッチ駆動ユニット２２１に出力して（Ｓ８）、ステップＳ３に戻り、以下、上述したステップＳ３〜Ｓ６の処理を繰り返す。

スイッチ駆動ユニット２２１は、ステップＳ７で制御ユニット２２２から巻数比Ｎ_jの情報が入力されると、５個のドライブパルスＤＰ_j（ｊは、スイッチ回路ＳＣ_2jに対応するドライブパルスであることを示す。）のレベルを、入力された巻数比Ｎ_jに対応するドライブパルスＤＰ_jをハイレベルにし、他のドライブパルスＤＰ_jをローレベルにして、入力された巻数比Ｎ_jに対応するスイッチ回路ＳＣ_2jのみをオン状態にする。例えば、入力された巻数比Ｎ_jが「Ｎ_a」の場合、スイッチ駆動ユニット２２１は、ドライブパルスＤＰ_aをハイレベルにし、他のドライブパルスＤＰ_b〜ＤＰ_eをローレベルにして巻数比Ｎ_aに対応するスイッチ回路ＳＣ_2aのみをオン状態にする。

従って、ステップＳ３に戻り、制御ユニット２２２が再度ステップＳ３〜Ｓ６の処理を行うときには、トランスＴの巻数比Ｎは巻数比Ｎ_aに切り換えられており、制御ユニット２２２は、その巻数比Ｎ_aに対して第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを切り換える制御を行う。

上記のように、本実施形態に係る送電装置２によれば、第１のインピーダンス変換部２２を半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）によって巻数比Ｎが切り換えられる可変トランスで構成し、第１のインピーダンス変換部２２の出力側インピーダンスＺ_Bをモニタしながら、当該出力側インピーダンスＺ_Bと切換可能な複数の巻数比Ｎ_jとに基づいて演算したＺ_B／（Ｚ_o×Ｎ_j ²）が「１．０」に最も近く値となる巻数比Ｎ_jに切換制御するので、高速で第１のインピーダンス変換部２２の巻数比Ｎを複数の巻数比Ｎ_jの中から最適値に制御することができる。

従って、送電装置２の送電用ＬＣ共振器２３２と受電装置３の受電用ＬＣ共振器３１２との間の磁界共鳴状態や結合係数等の変化により電力伝送効率が変化する場合にも電力伝送効率の急激な変動を抑制することができる。

図１３は、図１２に示すシミュレーション回路を用いてトランスＴの巻数比Ｎを切り換えた場合のトランスＴの出力波形をシミュレーションした結果の一例を示す図である。

図１２に示すシミュレーション回路は、図７に示す可変トランスにおいて、トランスＴの一次巻線ｍ₁に高周波電源Ｇを接続し、スイッチ駆動ユニット２２１、制御ユニット２２２及びＲＦ検出ユニット２２３を除去してトランスＴの二次巻線ｍ₂の一方の出力端子ｂには純抵抗の負荷Ｒを接続し、他方の出力端子ｂ’はグランドに接地した回路構成である。

図１３に示すシミュレーション結果は、高周波電源Ｇから６．７８［ＭＨｚ］の高周波電圧ｖ_inを出力し、スイッチ回路ＳＣ_2b，ＳＣ_2dはオフ状態にしてスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2c，ＳＣ_2eを順番にオン状態からオフ状態に切り換えた場合の出力応答特性を示したものである。

スイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2c，ＳＣ_2eに対応する巻数比Ｎ_a，Ｎ_c，Ｎ_eの大きさは、Ｎ_a＜Ｎ_c＜Ｎ_eであるから、可変トランスによって変換される入力側インピーダンスＺ_Aa，Ｚ_Ac，Ｚ_Aeの大きさはＺ_Ae＜Ｚ_Ac＜Ｚ_Aaとなる。負荷Ｒに出力される高周波電圧ｖ_outのレベルがスイッチ回路ＳＣ_2a，ＳＣ_2c，ＳＣ_2eの順に大きくなっているが、これは、Ｒ／（Ｚ_o×Ｎ_j ²）の値が巻数比Ｎ_a，Ｎ_c，Ｎ_eの順に「１．０」に近い値になり、高周波電源Ｇと一次巻線ｍ₁との接続点における反射波電力Ｐ_rが巻数比Ｎ_a，Ｎ_c，Ｎ_eの順に小さくなっている（電力伝送効率が高くなっている）ことを示している。

３つのドライブ信号Ｓ_D2a，Ｓ_D2c，Ｓ_D2eの各レベルを順番に切り換えた場合の各切換点における高周波電圧ｖ_outのレベルが急峻に切り換わり、本発明に係る可変トランスの構成によってインピーダンスの高速変換を実現できることが確認できた。

上記の実施形態では、制御ユニット２２２での巻数比Ｎの決定方法として、５つの巻数比Ｎ_iについてＺ_B／（Ｚ_o×Ｎ_j ²）（推定値）を演算し、その演算値のうち「１．０」に最も近い値を有する巻数比Ｎ_jを選択する第１の方法と、実測した出力側インピーダンスＺ_Bに対して巻数比Ｎ_t＝Ｚ_B／Ｚ_oを演算し、５つの巻数比Ｎ_iのうちその演算値Ｎ_tに最も近い巻数比Ｎ_jを選択する第２の方法を説明したが、以下に説明する第３の方法で巻数比Ｎを決定するようにしてもよい。

電力伝送効率の観点から送電装置２から受電装置３に電力伝送を行う条件として、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rの進行波電力Ｐ_fに対する電力比ＰＲ＝Ｐ_r／Ｐ_fを所定の範囲内に設定することができる。

第１のインピーダンス変換部２２の入力側インピーダンスＺ_Aが特性インピーダンスＺ_oになっている場合に第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射係数γが０になるとすると、第１のインピーダンス変換部２２によって出力側インピーダンスＺ_Bが入力側インピーダンスＺ_A＝Ｒ_Aに変換される場合、入力側インピーダンスＲ_Aと反射係数γの関係式は、
γ＝（Ｒ_A−Ｚ₀）／（Ｒ_A＋Ｚ₀）
＝（Ｒ_A’−１）／（Ｒ_A’＋１） …（３）
但し、Ｒ_A’＝Ｒ_A／Ｚ₀
で表わすことができる。

電力比ＰＲは反射係数γの２乗に比例するから、ＰＲ＝γ²とし、電力伝送が可能な電力比ＰＲの範囲を０≦ＰＲ≦Ｈ（Ｈ＜１）とすると、０≦（Ｒ_A’−１）²／（Ｒ_A’＋１）²≦Ｈ、−√(Ｈ)≦｜（Ｒ_A’−１）／（Ｒ_A’＋１）｜≦√(Ｈ)より、
０≦Ｒ_A’≦１では、−√(Ｈ)≦（Ｒ_A’−１）／（Ｒ_A’＋１）≦０ …（４）
１≦Ｒ_A’では、０≦（Ｒ_A’−１）／（Ｒ_A’＋１）≦√(Ｈ) …（５）
となる。

（４），（５）式から入力側インピーダンスＲ_Aの範囲を求めると、
Ｚ_o・(１-√(Ｈ)/(１+√(Ｈ))≦Ｒ_A≦Ｚ_o・(１+√(Ｈ)/(１-√(Ｈ)) …（６）
が得られる。

５つの巻数比Ｎ_j（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）に対する入力側インピーダンスＺ_Aの推定値Ｒ_Ajは、Ｒ_Aj＝Ｒ_B／Ｎ_j ²であるから、この式を（６）式に代入すると、各巻数比Ｎ_jについて、
Ｚ_o・Ｎ_j ²・Ａ≦Ｒ_B≦Ｚ_o・Ｎ_j ²・Ｂ …（７）
但し、Ａ＝(１−√(Ｈ)／(１＋√(Ｈ)、Ｂ＝(１＋√(Ｈ)／(１−√(Ｈ)
の電力伝送が可能な出力側インピーダンスＲ_Bの範囲を示す式が得られる。

（７）式で表わされるｊ＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅについての５つの条件式のうち、算出した出力側インピーダンスＺ_Bが含まれる条件式に対応する巻数比Ｎ_jは、電力比ＰＲをＨ以下にする巻数比Ｎ_jに相当するから、その巻数比Ｎ_jを選択する方法（以下、「第３の方法」という。）によって巻数比Ｎ_jを決定することができる。

第３の方法は、第１のインピーダンス変換部２２の切換可能な全ての巻数比Ｎ_jについて、予め（７）式の条件式を設定しておき、算出した出力側インピーダンスＺ_Bがいずれの条件式を満たすかを判別するだけであるので、最適な巻数比Ｎ_jを決定する処理が簡単である。

その一方、複数の巻数比Ｎ_jは離散値であるので、巻数比Ｎ_jの選び方によって出力側インピーダンスＺ_Bが重複して満足する条件式となる場合が生じる。例えば、図７の回路構成で一次巻線ｍ₁と二次巻線ｍ₂の５つの巻数比Ｎ_a〜Ｎ_eがＮ_a＝０．１、Ｎ_b＝０．４、Ｎ_c＝１．２、Ｎ_d＝３．６、Ｎ_a＝１０．０に設定され、電力伝送が可能な電力比ＰＲの範囲がＰＲ≦０．３に設定され、特性インピーダンスＺ_o＝５０［Ω］であるとすると、これらの条件を（７）式に入れれば、各巻数比Ｎ_jの電力伝送が可能な出力側インピーダンスＺ_Bの範囲は、
Ｎ_a：０．１５≦Ｒ_B≦１．７１ …（８ａ）
Ｎ_b：２．３４≦Ｒ_B≦２７．３８ …（８ｂ）
Ｎ_c：２１．０４≦Ｒ_B≦２４６．３９ …（８ｃ）
Ｎ_d：１８９．３６≦Ｒ_B≦２２１７．５０ …（８ｄ）
Ｎ_e：８１４６１．１１≦Ｒ_B≦１７１１０．３２…（８ｅ）
となる。

上記の例では、（８ｂ）〜（８ｅ）の条件式で電力伝送が可能な出力側インピーダンスＺ_Bの範囲が重複するので、算出した出力側インピーダンスＺ_Bが（８ｂ）〜（８ｅ）の条件式の境界部分で重複する場合が生じる。算出した出力側インピーダンスＺ_Bの抵抗成分Ｒ_Bが２つの条件式を満足する場合は、２つの巻線比Ｎ_jについて、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射係数γの大きさ｜γ｜を算出し、小さい方（電力比ＰＲの小さい方に相当）に対応する巻数比Ｎ_jを選択するようにすればよい。

例えば、算出した出力側インピーダンスＺ_Bの抵抗成分Ｒ_Bが１９０［Ω］の場合、（８ｃ）と（８ｄ）の条件式を満たすので、各巻数比Ｎ_c，Ｎ_dについて、抵抗成分Ｒ_Bのインピーダンス変換値Ｒ_Aを算出し、そのインピーダンス変換値Ｒ_Aと目標インピーダンスＺ_oを用いて（３）式により巻数比Ｎ_c，Ｎ_dに対応する反射係数γ_c，γ_dの大きさ｜γ_c｜，｜γ_d｜を算出する。反射係数γ_c，γ_dの大きさ｜γ_c｜，｜γ_d｜は、｜γ_c｜≒０．４５、｜γ_d｜≒０．５５となるから、Ｒ_B＝１９０［Ω］の場合は、｜γ_c｜に対応する巻数比Ｎ_cを選択すればよいことになる。

第３の方法では、例えば、（８ａ）と（８ｂ）の条件式で電力伝送が不可となる出力側インピーダンスＲ_Bの範囲が生じているが、これは、巻数比Ｎの切換数が少なく、巻数比Ｎの変化幅が比較的大きいために生じるもので、巻数比Ｎの変化幅を小さくし、巻数比Ｎの切換数を多くしたり、電力比ＰＲの条件を調整したりすることにより生じないようにすることができる。例えば、Ｎ_a＝０．１５にすると、
Ｎ_a：０．３３≦Ｒ_B≦３．８５ …（８ａ’）
となり、（８ａ’）と（８ｂ）の条件式で電力伝送が不可となる出力側インピーダンスＲ_Bの範囲は生じなくなる。

第１のインピーダンス変換部２２に用いる可変トランスの巻数が多くなり、１個の可変トランスでは製作が困難になる場合には、図１４や図１５に示すように、２つの可変トランスを縦属接続した構成の可変トランスを用いるようにしてもよい。もちろん、３つ以上の可変トランスを縦属接続した構成であってもよい。

図１４は、二次巻線ｍ₂側に２個のタップが設けられた可変トランスＶＴ₁と二次巻線ｍ₂側に３個のタップが設けられた可変トランスＶＴ₂を縦属接続して第１のインピーダンス変換部２２に用いる可変トランスＶＴを構成したものである。図１５は、一次巻線ｍ₁側に２個のタップが設けられた可変トランスＶＴ₃と一次巻線ｍ₁側に３個のタップが設けられた可変トランスＶＴ₄を縦属接続して第１のインピーダンス変換部２２に用いる可変トランスＶＴを構成したものである。なお、図１４，図１５では、スイッチ駆動ユニット２２１、制御ユニット２２２及びＲＦ検出ユニット２２３は、省略している。

表１は、第１のインピーダンス変換部２２に図１４に示す可変トランスＶＴを用いた場合の、巻数比Ｎ_kh（ｋは、可変トランスＶＴ₁のスイッチ回路ＳＣ_2kの識別符号で、ｋ＝ａ，ｂ。ｈは、可変トランスＶＴ₂のスイッチ回路ＳＣ_2hの識別符号で、ｈ＝ｃ，ｄ，ｅ。）の切換制御によるインピーダンス変換の効果を試算した結果である。インピーダンス変換の効果は、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける電力比ＰＲ×１００［％］を算出することによって行っている。電力比ＰＲ［％］は、ＰＲ＝γ²と（３）式より、ＰＲ＝［（Ｒ_A／５０−１）／（Ｒ_A／５０＋１）］²×１００の演算式により算出している。

試算の条件は、
可変トランスＶＴ₁の一次巻線ｍ₁の巻線数：１０ターン
可変トランスＶＴ₁の二次巻線ｍ₂の巻線数：８ターン
可変トランスＶＴ₁の二次巻線ｍ₂のタップの巻線数：２ターン
可変トランスＶＴ₂の一次巻線ｍ₁の巻線数：３ターン
可変トランスＶＴ₂の二次巻線ｍ₂の巻線数：１２ターン
可変トランスＶＴ₂の二次巻線ｍ₂の第１タップの巻線数：６ターン
可変トランスＶＴ₂の二次巻線ｍ₂の第２タップの巻線数：３ターン
である。

表２は、第１のインピーダンス変換部２２に図１５に示す可変トランスＶＴを用いた場合の、各巻数比Ｎ_kh（ｋは、可変トランスＶＴ₁のスイッチ回路ＳＣ_1kの識別符号で、ｋ＝ａ，ｂ。ｈは、可変トランスＶＴ₂のスイッチ回路ＳＣ_1hの識別符号で、ｈ＝ｃ，ｄ，ｅ。）と第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける電力比ＰＲとの関係を試算したものである。試算の条件は、
可変トランスＶＴ₁の一次巻線ｍ₁の巻線数：１２ターン
可変トランスＶＴ₁の一次巻線ｍ₁のタップの巻線数：３ターン
可変トランスＶＴ₁の二次巻線ｍ₂の巻線数：１０ターン
可変トランスＶＴ₂の一次巻線ｍ₁の巻線数：１５ターン
可変トランスＶＴ₂の一次巻線ｍ₁の第１タップの巻線数：６ターン
可変トランスＶＴ₂の一次巻線ｍ₁の第２タップの巻線数：３ターン
可変トランスＶＴ₂の二次巻線ｍ₂の巻線数：３ターン
である。

表３は、第１のインピーダンス変換部２２に図５（ｄ）に示す可変トランスＶＴを用いた場合の、各巻数比Ｎ_ij（ｉは、トランスＴの一次巻線ｍ₁側のスイッチ回路ＳＣ_1iの識別符号で、ｉ＝ａ，ｂ，ｃ。ｊは、トランスＴの一次巻線ｍ₂側のスイッチ回路ＳＣ_2jの識別符号で、ｊ＝ａ，ｂ）と第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける電力比ＰＲとの関係を試算したものである。試算の条件は、
トランスＴの一次巻線ｍ₁の巻線数：１０ターン
トランスＴの一次巻線ｍ₁の第１タップの巻線数：５ターン
トランスＴの一次巻線ｍ₁の第２タップの巻線数：３ターン
トランスＴの二次巻線ｍ₂の巻線数：１２ターン
トランスＴの二次巻線ｍ₂のタップの巻線数：２ターン
である。

表１〜表３より、第１のインピーダンス変換部２２に図１４、図１６及び図５（ｄ）に示す可変トランスの構成を用いた場合、巻数比Ｎを適切に選択すれば、出力側インピーダンスＺ_Bが１［Ω］から１０００［Ω］の広い範囲で、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rの進行波電力Ｐ_fに対する割合を１１［％］以下にできることが分かる。

因みに、第１のインピーダンス変換部２２を設けなかった場合の出力側インピーダンスＺ_Bと電力比ＰＲとの関係は、表４のようになる。

第１のインピーダンス変換部２２を設けなかった場合は、出力側インピーダンスＺ_Bが５[Ω]以下や３００［Ω］以上になると、第１のインピーダンス変換部２２の入力端Ａにおける反射波電力Ｐ_rの進行波電力Ｐ_fに対する割合が５０［％］を超え、電力伝送効率が非常に悪くなる。従って、本発明に係る第１のインピーダンス変換部２２を設けることにより、出力側インピーダンスＺ_Bが変動する場合でもスイッチ回路ＳＣ₁，ＳＣ₂を高速で切り換えることができ、電力伝送効率を可及的に高い状態にして電力伝送を行うことができる。

また、第１のインピーダンス変換部２２に半導体スイッチング素子を用いて巻数比Ｎを切り換える可変トランスを用いるようにしているので、可動部を有するインピーダンス可変素子と用いた場合より経時劣化を低減することができる。

１ 非接触電力伝送システム
２ 送電装置（電力伝送手段）
２１ 電源部（電力発生手段）
２２ インピーダンス変換部（インピーダンス変換手段）
２２１ スイッチ駆動ユニット
２２１Ａ，２２１Ｂ ドライブ信号生成回路
２２１Ａ−ａ フォトカプラ
２２１Ａ−ｂ アンプ
２２１Ａ−ｃ インバータ
２２２ 制御ユニット
２２３ ＲＦ検出ユニット
２２３ａ 電流検出器
２２３ｂ 電圧検出器
２２３ｃ，２２３ｄ アンプ
２２３ｅ ローカル発振器
２２３ｆ，２２３ｇ ミキサー
２２３ｈ，２２３ｉ ローパスフィルタ
２２３ｊ 信号処理回路
２３ 送電部
２３１ コイル
２３２ ソレノイドコイル（送電用ＬＣ共振器）
３ 受電装置
３１ 受電部
３１１ コイル
３１２ ソレノイドコイル（受電用ＬＣ共振器）
３２ 負荷
ｍ₁ 一次巻線
ｍ₂ 二次巻線
ＳＣ_1a，ＳＣ_1b，ＳＣ_1c，ＳＣ_1d，ＳＣ_1e 一次巻線側のスイッチ回路
ＳＣ_2a,ＳＣ_2b，ＳＣ_2c，ＳＣ_2d，ＳＣ_2e 二次巻線側のスイッチ回路
ＳＷ_A，ＳＷ_B，ＳＷ_C，ＳＷ_D 交流スイッチ回路
Ｑ₁，Ｑ₂ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｔ_IN 入力端子
Ｔ_OUT 出力端子
Ｔ トランス
Ｖ１ａ，Ｖ１ａ’，Ｖ１ｂ，Ｖ１ｂ’ 駆動電源
ＶＴ，ＶＴ₁，ＶＴ₂，ＶＴ₃，ＶＴ₄ 可変トランス
Ｚ_A 入力側インピーダンスＺ_B
Ｚ_B 出力側インピーダンスＺ_B
Ｚ_L 負荷インピーダンス

Claims (2)

1. 磁界共鳴方式により受電装置に非接触で交流電力を伝送する無線電力伝送装置であって、
   前記交流電力を発生する電力発生手段と、
   前記電力発生手段で発生した交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振器を有し、そのＬＣ共振器を前記受電装置の受電用ＬＣ共振器と磁界共鳴させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、
   前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に設けられ、巻数比を複数の巻数比に変更可能な可変トランスからなるインピーダンス変換手段と、
   を備え、
   前記可変トランスは、
   一次巻線と二次巻線のいずれか一方又は両方に設けられた複数のタップと、
   前記可変トランスの入出力端子と前記複数のタップとの間の接続を切り換える半導体スイッチング素子を用いた複数の交流スイッチ回路と、
   前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、
   前記インピーダンス検出手段で検出したインピーダンスを前記電力発生手段に出力制御の負荷インピーダンスとして設定されている所定の目標インピーダンスに変換する前記可変トランスの巻数比を算出し、前記複数の巻数比のうち算出した巻数比に最も近い巻数比を求め、前記複数の交流スイッチ回路のうち、その巻数比に対応する交流スイッチ回路のみをオン状態に制御する巻数比制御手段と、
   を含むことを特徴とする無線電力伝送装置。
2. 磁界共鳴方式により受電装置に非接触で交流電力を伝送する無線電力伝送装置であって、
   前記交流電力を発生する電力発生手段と、
   前記電力発生手段で発生した交流電力の周波数で共振する送電用ＬＣ共振器を有し、そのＬＣ共振器を前記受電装置の受電用ＬＣ共振器と磁界共鳴させて前記交流電力を前記受電装置に伝送する電力伝送手段と、
   前記電力発生手段と前記電力伝送手段との間に設けられ、巻数比を複数の巻数比に変更可能な可変トランスからなるインピーダンス変換手段と、
   を備え、
   前記可変トランスは、
   一次巻線と二次巻線のいずれか一方又は両方に設けられた複数のタップと、
   前記可変トランスの入出力端子と前記複数のタップとの間の接続を切り換える半導体スイッチング素子を用いた複数の交流スイッチ回路と、
   前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスを検出するインピーダンス検出手段と、
   予め設定された前記可変トランスの入力端における反射波電力の進行波電力に対する電力比の範囲と前記複数の巻数比に基づいて、巻数比毎に前記電力比の範囲を満たす前記可変トランスの二次巻線から前記受電装置側を見たインピーダンスの範囲を算出し、前記複数の巻数比のうち、前記インピーダンス検出手段で検出したインピーダンスが含まれる前記インピーダンスの範囲に対応する巻数比を求め、前記複数の交流スイッチ回路のうち、その巻数比に対応する交流スイッチ回路のみをオン状態に制御する巻数比制御手段と、
   を含むことを特徴とする無線電力伝送装置。