JP6032042B2

JP6032042B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具

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Publication number: JP6032042B2
Application number: JP2013025679A
Authority: JP
Inventors: 西川　弘明; 弘明西川; 丈裕野瀬; 明穂相場; 雄也平本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2013-02-13
Filing date: 2013-02-13
Publication date: 2016-11-24
Anticipated expiration: 2033-02-13
Also published as: JP2014154493A

Description

本発明は、半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関する。

従来、例えば、特開２０１２−６４４３１号公報に開示されているように、臨界モードで動作する電力変換回路によりＬＥＤ等の半導体発光素子に流れる電流を制御する半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具が知られている。

上記臨界モードを実現するための基本構成としては、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と、このスイッチング素子と電気的に接続するインダクタンス要素および回生ダイオードと、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、が含まれる。インダクタンス要素には、スイッチング素子のオン時に直流電源から電流が流れる。回生ダイオードは、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する。さらに、電流検出手段により検出された電流値が閾値に達すると、スイッチング素子をオフさせると共にインダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときにスイッチング素子をオンさせる制御手段が備えられる。

このように、臨界モードとは、スイッチング素子のオン期間にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ期間に放出され、そのエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子を再度オンさせる制御モードのことである。

上記従来の点灯装置では、電流検出手段により検出される電流値に対して、さらに、出力調整のための補正値を重畳し若しくは差し引くための可変抵抗素子が付け加えられている。この可変抵抗素子を操作することで、電流検出手段で検出される検出値に対して補正を行うことができる。つまり、可変抵抗素子の抵抗値を変化させることで電流検出感度を変更することができ、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を上げたり下げたりすることができる。その結果、出力調整が可能となる。

特開２０１２−６４４３１号公報

上記従来の技術においては、出力調整のための補正値を重畳させる可変抵抗素子と、補正値を差し引くための可変抵抗素子という、複数の可変抵抗素子を用いることが前提となっている。各可変抵抗素子に補正の重畳又は補正の差引きを分担させているので、可変抵抗素子の数が不可避的に増加し、回路及び調整方法が複雑でコスト増となってしまったり、調整時間が長くなったりする弊害が予想される。

そこで、１つの可変抵抗素子を、出力調整のための補正値を重畳させることに加え、出力調整のための補正値を差し引くことにも兼用することが考えられる。しかしながら、この場合において、出力調整に用いる補正値の重畳幅と差し引き幅とを、それぞれ、なるべく広く且つ均等な幅にしようとすると、電流検出手段となる検出抵抗（カレントセンス抵抗）の抵抗値を予め大きくする必要がある。検出抵抗の値を大きくすると回路損失が増加してしまい、回路効率が低下してしまう。

このように、電流の検出値に補正を加えるという上記従来技術では、出力調整を行ううえで、構成の簡素化、出力調整能力の確保および回路効率低下の抑制といった要求を満たすことが難しかった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、臨界モードで動作する電力変換回路により半導体素子に流れる電流を制御する半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で、回路損失を抑制しつつ、出力調整を行うことができる半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具を提供することを目的とする。

第１の発明は、半導体発光素子の点灯装置であって、
直流電源に直列接続されてオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と、
前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと、
前記スイッチング素子と直列に接続した検出抵抗を備え、前記検出抵抗の端子間電圧を検出することで前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、
第１端子に前記検出手段により検出された検出値を受け且つ第２端子に閾値を受け前記検出値が前記閾値に達すると出力を切り替えるコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段と、
前記閾値を決定する電圧を変更可能な可変抵抗素子と、
を備えることを特徴とする。

第２の発明は、照明装置であって、
上記第１の発明にかかる半導体発光素子の点灯装置と、
前記点灯装置から電流を供給される半導体発光素子と、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、臨界モードで動作する電力変換回路により半導体素子に流れる電流を制御する半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で、回路損失を抑制しつつ、出力調整を行うことができる。

本発明の実施の形態にかかる半導体発光素子の点灯装置を示す図であるとともに、点灯装置および半導体発光素子を含む照明装置を示す図でもある。本発明の実施の形態にかかる降圧チョッパ回路の回路図である。本発明の実施の形態にかかる制御集積回路の内部構成を示す図である。本発明の実施の形態にかかる制御集積回路における、電圧Ｖ_ＭＵＬＴに対するＶ_ｔｈｃｓ（コンパレータＣＰ１の閾値電圧）の特性を示す図である。実施の形態に対する比較例として示す降圧チョッパ回路の回路図である。実施の形態に対する比較例にかかる制御集積回路ＩＣ１における、電圧Ｖ_ＭＵＬＴに対するＶ_ｔｈｃｓ（コンパレータＣＰ１の閾値電圧）の特性を示す図である。

実施の形態．
［実施の形態の装置の構成および動作］
（点灯装置およびこれを用いた照明装置）
図１は、本発明の実施の形態にかかる半導体発光素子の点灯装置１００を示す図であるとともに、本発明の実施の形態にかかる照明装置を示す図でもある。実施の形態にかかる点灯装置は、点灯装置１００およびこれにより電流の供給を受けて点灯する半導体発光素子１６を備えている。この半導体発光素子１６は、発光ダイオード（ＬＥＤ）である。

点灯装置１００には交流電源Ｖａｃが入力される。点灯装置１００は、半導体発光素子１６に定電流を流すことにより半導体発光素子１６を点灯させる。点灯装置１００は、入力端子１０と、ノイズ制御回路１１と、整流回路１２と、昇圧チョッパ回路１３と、降圧チョッパ回路１４と、出力端子１５とを備えている。ノイズ制御回路１１は、Ｌ型やΠ型のノイズフィルタなどからなる。整流回路１２は、交流電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジより構成される。

昇圧チョッパ回路１３は、整流回路１２の直流出力端間に接続され、整流回路１２の出力電圧を所定の直流電圧に変換する。降圧チョッパ回路１４は、昇圧チョッパ回路１３から出力される直流電圧を、より低い直流電圧に変換する。また、電流ピーク制御を用い、いわゆる「臨界モード」の動作にて、インダクタンス要素（後述するインダクタＬ１）に流れる電流を制御し、さらに、平滑コンデンサ（後述するコンデンサＣ１）にて高周波リップルを抑制することで、半導体発光素子１６に定電流を流している。

「臨界モード」とは、スイッチング素子のオン期間にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ期間に放出され、そのエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子を再度オンさせる制御モードのことである。他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなり、また、スイッチング電流のピーク値の半分が負荷電流の実効値となるので、定電流制御が容易に実現できるという利点がある。

なお、ノイズ制御回路１１、整流回路１２、昇圧チョッパ回路１３は、公知の各種構成を適宜に用いればよいため、詳細な説明は省略する。

（降圧チョッパ回路の構成および臨界モード動作）
図２は、本発明の実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４の回路図である。図３は、本発明の実施の形態にかかる制御集積回路ＩＣ１の内部構成を示す図である。

図２および図３において、１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（ＶＣＣ）は電源端子である。

スイッチング素子Ｑ１は制御集積回路ＩＣ１により高周波でオンオフ駆動される。制御集積回路ＩＣ１は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用集積回路であり、内部に乗算回路５２を含んでいる。本実施の形態では、後述するようにこの乗算回路５２を活用する。ＰＦＣ回路の制御用ＩＣの典型的な構成は既に周知であり、新規な事項ではないため、これ以上の説明は省略する。

乗算回路５２のＭＵＬＴ端子３に与えられる電圧は、図２に示すように、抵抗Ｒ８と可変抵抗素子Ｒ９とで制御電源電圧を分圧した電圧である。以下、この電圧を電圧Ｖ_ＭＵＬＴとも称す。つまり、実施の形態では、可変抵抗素子Ｒ９が、抵抗Ｒ８とともに分圧回路を構成し、直流電源（制御電源電圧ＶＣＣ）から電圧Ｖ_ＭＵＬＴを生成している。可変抵抗素子Ｒ９は、いわゆるボリューム抵抗である。

電源端子（ＶＣＣ）とグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、制御集積回路ＩＣ１内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓｔにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

制御集積回路ＩＣ１の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧が、
ＩＣ内部のＲ_ＮＦとＣ_ＮＦで構成されるノイズフィルタを介して、コンパレータＣＰ１の
＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には乗算回路５２から出力される閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓが印加されている。

次に、降圧チョッパ回路１４の回路構成とともに、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作およびこれに伴う臨界モード動作について説明する。

昇圧チョッパ回路１３から出力される直流電圧を、抵抗Ｒ４を介して、コンデンサＣ３にて充電、平滑し、ツェナーダイオードＤ３により定電圧とする。この定電圧を、制御集積回路ＩＣ１のＶＣＣ端子８に、制御電源電圧として入力する。制御集積回路ＩＣ１に制御電源電圧が入力されると、ゲートドライブ端子７がＨｉｇｈレベルとなる。

制御集積回路ＩＣ１のゲートドライブ端子７がＨｉｇｈレベルになると、抵抗ＲＧを介し、ゲート駆動電圧が、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間に印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、昇圧チョッパ回路１３の正側ａの出力から、半導体発光素子１６及び、平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗ＲＣＳを介して、昇圧チョッパ回路１３の負側ｂの出力へ電流が流れる。この電流は、抵抗ＲＣＳにより検出されて、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２からなるノイズ除去用のローパスフィルタを介して、制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４に入力される。

制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４は、インダクタ電流検出端子であり、ＣＳ端子４の電圧Ｖｃｓが閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを超えると、ゲートドライブ端子７からのゲート駆動電圧がＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする。

図３の回路図で説明すると、チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓが閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒｓｔにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時に、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが、回生ダイオードＤ１を介して、半導体発光素子１６及び、平滑コンデンサＣ１に放出される。

インダクタＬ１は、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓを備えている。インダクタＬ１の２次巻線Ｓの電圧を、抵抗Ｒ２、Ｒ３にて分圧したのち、制御集積回路ＩＣ１のＺＣＤ端子５に入力する。なお、抵抗Ｒ３と並列にダイオードＤ２が接続されている。

インダクタＬ１の電流が消失すると、インダクタＬ１の２次巻線Ｓには電圧が発生しなくなる。制御集積回路ＩＣ１のＺＣＤ端子５は、このインダクタＬ１の２次巻線Ｓの電圧が立ち下がったことを検出したら、制御集積回路ＩＣ１のゲートドライブ端子７をＨｉｇｈレベルとし、再びスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。

図３の回路図で説明すると、制御集積回路ＩＣ１の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線Ｓの電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓｔにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。その結果、再びスイッチング素子Ｑ１がオンとなる。

以下、同じ動作を繰り返す。

このように、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値を一定に検出し、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオン／オフする。いわゆる臨界モード動作で、インダクタＬ１の電流を制御し、さらに、平滑コンデンサＣ１にて高周波リップルを抑制し、半導体発光素子１６に定電流を流している。

実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４では、フィードバック動作をさせないようにするため（オープンループにて動作させるため）、ＣＯＭＰ端子２電圧は、内部のエラーアンプＥＡを飽和して使用する（すなわちクランプ電圧にする。後述する図４参照）。ＩＮＶ端子１は、抵抗Ｒ５を介してＣＯＭＰ端子２と接続するとともに、制御電源電圧ＶＣＣの電圧が抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧された電圧が与えられている。なお、抵抗Ｒ７と並列にコンデンサＣ４が接続されている。ＩＮＶ端子１に与えられる電圧は、フィードバック閾値電圧以下となるように、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７を選定している。

（閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓおよび出力調整）
図４は、本発明の実施の形態にかかる制御集積回路ＩＣ１における、電圧Ｖ_ＭＵＬＴに対するＶ_ｔｈｃｓ（コンパレータＣＰ１の閾値電圧）の特性を示す図である。電圧Ｖ_ＭＵＬＴとは、ＭＵＬＴ端子３に入力される電圧である。閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓは、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ_ＭＵＬＴにより決定される。すなわち、閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓは、制御集積回路ＩＣ１の電圧Ｖ_ＭＵＬＴによって可変することができる。

図４に示すように、ＭＵＬＴ端子電圧（ＶＭＵＬＴ＿ＰＩＮ３）が変化すると、閾値電圧であるＶ_ｔｈｃｓが変化する。前述したように、ＭＵＬＴ端子３電圧は、抵抗Ｒ８と可変抵抗素子Ｒ９とで制御電源電圧を分圧した電圧である。可変抵抗素子Ｒ９を可変することで、ＭＵＬＴ端子３電圧を可変することができる。ＭＵＬＴ端子３電圧を可変させることで、例えばＶｃｏｍｐがクランプ電圧であれば図４に示す特性ＶＶ５に従って、閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを上げたり下げたりすることができる。このようにして、可変抵抗素子Ｒ９は、自身の抵抗値を変化させることで閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓの変更が可能である。

閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを上げたり下げたりすることで、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを調節できるので、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げたり下げたりすることができる。これにより、出力調整をすることができる。

実施の形態では、Ｖ_ＭＵＬＴ−Ｖ_ｔｈｃｓ特性上における動作点を次のように設定している。図４に示すＶ_ＭＵＬＴ−Ｖ_ｔｈｃｓ特性は、ＣＯＭＰ端子２の電圧Ｖｃｏｍｐの大きさに応じて変化し、さらに図４の破線Ｘを境として飽和領域Ａｓｔｕと線形領域ＡＬＩＮとに区分することができる。図４に示すＶ_ＭＵＬＴ−Ｖ_ｔｈｃｓ特性は、制御集積回路ＩＣ１内部におけるエラーアンプＥＡ、乗算回路５２、およびコンパレータＣＰ１の電源電圧によって決まる。

実施の形態では、中心の動作点Ｐ２をＶＣＳ１＝０．５２５Ｖと設定している。これはちょうど飽和領域における飽和値（約１．０５Ｖ）の半分の値となっている。動作点Ｐ２が中心となって、Ｖ_ｔｈｃｓを低下する側に最小動作点Ｐ１を設定し、Ｖ_ｔｈｃｓを増加させる側に最大動作点Ｐ３を設定している。ここで、Ｐ２からＰ１までの幅と、Ｐ２からＰ３までの幅を、均等な幅に取っている。

線形領域に動作点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を配置するために、可変抵抗素子Ｒ９の抵抗値可変幅の両端（つまり最大値と最小値）は、少なくとも電圧Ｖ_{ＭＵＬＴ１}（約０．１５Ｖ）とＶ_{ＭＵＬＴ２}（約０．６７Ｖ）をＶＣＣ（例えば１５Ｖ）から分圧させて作り出すことができる程度の値としている。

半導体発光素子１６への定電流の調整範囲を広くするために、可変抵抗素子Ｒ９にて、閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを増加させる幅と低減する幅とを、なるべく広くかつ同じ幅とすることが好ましい。この点、本実施の形態によれば、線形領域ＡＬＩＮであってかつＶｃｏｍｐ＝６．０Ｖの特性ＶＶ５を見ると、最小のＶ_ＭＵＬＴ変更幅（Ｖ_{ＭＵＬＴ１}〜Ｖ_{ＭＵＬＴ２}）で最大にＶ_ｔｈｃｓを可変することができる。

これは、特性ＶＶ１〜ＶＶ４のそれぞれ（Ｖｃｏｍｐ＝３．０Ｖ〜５．０Ｖのそれぞれ）と比較すると明らかであり、特性ＶＶ５の場合には、最小動作点Ｐ１から最大動作点Ｐ３までの間を移動させるために必要な電圧Ｖ_ＭＵＬＴの変更幅を最も小さくできる。電圧Ｖ_ＭＵＬＴの変更が少量であっても閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを十分に変化させることができるので、閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓの調整を速やかに行うことができる。このような動作を実現するために、本実施の形態では、図４に示すように、ＣＯＭＰ端子２電圧は、クランプ電圧（本実施の形態では６．０Ｖ）に設定し、図４に示す線形領域ＡＬＩＮを使用することにし、図４に示す飽和領域Ａｓｔｕを使用していない。

［実施の形態に対する比較例］
図５は、実施の形態に対する比較例として示す降圧チョッパ回路１１４の回路図である。比較例と実施の形態との間の構成の違いは、降圧チョッパ回路１４内の出力調整に関する回路のみである。

（相違点１）
図５に示すように、比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４において、ＭＵＬＴ端子電圧である電圧Ｖ_ＭＵＬＴは、制御電源電圧を抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１９により分圧した電圧である。抵抗Ｒ１９は可変抵抗素子ではない。これに対し、本実施の形態の電圧Ｖ_ＭＵＬＴは、制御電源電圧を抵抗Ｒ８と可変抵抗素子Ｒ９により分圧した電圧であり、この点が互いに相違している。

（相違点２）
比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４は、可変抵抗素子Ｒ１０を備える点で、実施の形態とは異なっている。比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４の動作を説明すると、先ず、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、昇圧チョッパ回路１３の正側ａの出力から、半導体発光素子１６及び、平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗ＲＣＳを介して、昇圧チョッパ回路１３の負側ｂの出力へ電流が流れる。

比較例においては、この電流が抵抗ＲＣＳにより検出されて、抵抗Ｒ１と可変抵抗素子Ｒ１０による分圧した電圧が、制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４に入力される。比較例では、この可変抵抗素子Ｒ１０の抵抗値を変更することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げたり下げたりすることができる。

このように、比較例では可変抵抗素子Ｒ１０の抵抗値調整により出力調整が実施されるのに対し、実施の形態では可変抵抗素子Ｒ９の抵抗値調整で閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを変更して出力調整を実施する。この点で、実施の形態と比較例とは本質的に異なっている。図２と図５を比較して分かるとおり、実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４は、可変抵抗素子Ｒ１０を備えていない。

（相違点３）
制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４は、インダクタ電流検出端子であり、ＣＳ端子４の電圧Ｖｃｓが閾値を超えると、ゲートドライブ端子７からのゲート駆動電圧がＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする。比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４では、ＭＵＬＴ端子３の電圧を変更できないので閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓが固定値であるものとし、この点が実施の形態と異なっている。

一方、実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、昇圧チョッパ回路１３の正側ａの出力から、半導体発光素子１６及び、平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗ＲＣＳを介して、昇圧チョッパ回路１３の負側ｂの出力へ電流が流れる。この電流は、抵抗ＲＣＳにより検出されて、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２からなるノイズ除去用のローパスフィルタを介して、制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４に入力される。制御集積回路ＩＣ１のＣＳ端子４は、インダクタ電流検出端子であり、ＣＳ端子４の電圧が閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを超えると、ゲートドライブ端子７からのゲート駆動電圧がＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする。

実施の形態では、上記閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓは、制御集積回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子３に入力される電圧Ｖ_ＭＵＬＴによって可変することができる。実施の形態では、前述したとおり、ＭＵＬＴ端子電圧（Ｖ_ＭＵＬＴ＿ＰＩＮ３）により、上記閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓが決定される。

実施の形態では、ＭＵＬＴ端子３の電圧Ｖ_ＭＵＬＴは、制御電源電圧が抵抗Ｒ８と可変抵抗素子Ｒ９とで分圧されることで生成されたものであり、制御集積回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子３に入力される。可変抵抗素子Ｒ９を可変することで、ＭＵＬＴ端子３電圧を可変させて、図４に示すように、閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを動作点Ｐ３から動作点Ｐ１の間で上げたり下げたりすることができる。結果、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げたり下げたりすることができ、出力調整をすることができる。

（相違点４）
比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４は、実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４と同様に、フィードバック動作をさせないようにするため（オープンループにて動作させるため）、ＣＯＭＰ端子２電圧は、内部のエラーアンプを飽和して使用する（クランプ電圧にする。図６参照）。ＩＮＶ端子１電圧がフィードバック閾値電圧以下となるように、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７を選定している。

図６は、実施の形態に対する比較例にかかる制御集積回路ＩＣ１における、電圧Ｖ_ＭＵＬＴに対するＶ_ｔｈｃｓ（コンパレータＣＰ１の閾値電圧）の特性を示す図である。図６に示すように、ＣＯＭＰ端子２電圧はクランプ電圧に設定し、ＭＵＬＴ端子３電圧は制御電源電圧を抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１９によって分圧した固定電圧とし、図６に示す飽和領域の動作点Ｐ４を使用する。つまり比較例では図６に示す線形領域を使用しないのであり、この点で実施の形態と異なる。

［電流値の算出式による比較］
次に、半導体発光素子１６の電流値の算出式を用い、比較例にかかる降圧チョッパ回路１１４と実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４の比較をする。

下記の式（１）は、本実施の形態における半導体発光素子１６の電流値を算出する式である。

下記の式（２）は、比較例における半導体発光素子１６の電流値を算出する式である。

臨界モードでの動作であるから、半導体発光素子１６の電流（出力電流）は、インダクタ電流の１／２となる。なお、ｔｄは、判定遅れ時間と、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング特性のオフディレイ時間とターンオフ時間の合算時間である。判定遅れ時間とは、制御集積回路ＩＣ１が、ＣＳ端子４の電圧Ｖｃｓと閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを比較してＣＳ端子４の電圧Ｖｃｓが閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓを超えたと判定するまでの遅れ時間である。

ここで、図４および図６から、Ｖｃｓ１とＶｃｓ２の関係は、下記の式（３）のとおりである。

式（３）を式（１）に代入すると、下記の式（４）となる。

式（２）および式（４）をまとめ、整理すると、式（５）が得られる。

ここで、出力調整のために、比較例と実施の形態とで同等の出力調整能力を得るためには、下記の式（６）の条件が必要となる。ここでいう同等の出力調整能力とは、比較例の場合における補正値の変化幅と、本実施の形態における閾値電圧Ｖ_ｔｈｃｓの変化幅とを、それぞれ、同程度の幅にするという意味である。

出力調整能力を同等にするためには、実施の形態にかかる降圧チョッパ回路１４が有する検出抵抗ＲＣＳ（区別のためＲｃｓ１と記す）の抵抗値は、比較例の降圧チョッパ回路１１４が有する検出抵抗ＲＣＳ（区別のためＲｃｓ２と記す）の半分の抵抗値で良い。検出抵抗の抵抗値が小さくて済むので回路損失を小さくすることができ、回路効率の低下を避けつつ臨界モードにおける出力調整が可能となる。

以上説明した実施の形態にかかる点灯装置１００によれば、臨界モードで動作する電力変換回路により半導体発光素子に流れる電流を制御する点灯装置において、簡単な構成で、回路効率低下を抑制しつつ、出力調整を実現することができる。

すなわち、検出抵抗ＲＣＳで検出する検出値に対して補正値を重畳又は差引くための可変抵抗素子を設ける場合と比べて、本実施の形態によれば同等の機能を１つの可変抵抗素子で実現したとしても、検出抵抗の抵抗値が小さくて済むとともに出力調整幅を広く取ることが可能である。検出抵抗の抵抗値が小さくて済むことから回路損失も抑制でき、回路効率の低下を抑制できる。

なお、実施の形態では可変抵抗素子Ｒ９として、いわゆるボリューム抵抗を用いているが、本発明はこれに限られない。サーミスタ等の温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子を可変抵抗素子Ｒ９として用いても良い。また、この感温抵抗素子は、半導体発光素子１６の周辺温度等を検出して検出温度に応じて抵抗値を可変させるものであっても良い。

一般に、半導体発光素子は、周辺温度が上がると電圧が下り、逆に、下ると電圧が上がるという特性を有している。すなわち、発光効率が変動する。このため、温度を検出して出力調整すれば、半導体発光素子１６の周辺温度変化を相殺するように出力を一定とすることができる。

なお、実施の形態では可変抵抗素子Ｒ９として、いわゆるボリューム抵抗を用いているが、本発明はこれに限られない。回路素子、例えば、不揮発性メモリを搭載するマイコンの出力端子にしても良い。マイコンは予め不揮発性メモリに格納しているデータを、半導体発光素子１６が経年変化により発光効率が低下した分を補うように出力を上げるようにプログラミングしておく。これにより半導体発光素子１６に経年変化が現れた場合であっても、これを補うように、出力を一定にすることができる。

１１ノイズ制御回路、１２整流回路、１３昇圧チョッパ回路、１４降圧チョッパ回路、１６半導体発光素子、５１制御電源、５２乗算回路、５３スタータ、５４駆動回路、１００点灯装置、１１４降圧チョッパ回路、Ｄ１回生ダイオード、ＥＡエラーアンプ（誤差増幅器）、ＦＦ１フリップフロップ、ＧＤゲートドライブ端子、ＩＣ１制御集積回路、Ｌ１インダクタ、Ｑ１スイッチング素子、Ｒ９可変抵抗素子、ＲＣＳ検出抵抗

Claims

直流電源に直列接続されてオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と、
前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと、
前記スイッチング素子と直列に接続した検出抵抗を備え、前記検出抵抗の端子間電圧を検出することで前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、
第１端子に前記検出手段により検出された検出値を受け且つ第２端子に閾値を受け前記検出値が前記閾値に達すると出力を切り替えるコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段と、
前記閾値を決定する電圧を変更可能な可変抵抗素子と、
を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
前記可変抵抗素子は、予め定められた温度特性で前記半導体発光素子に供給する出力電流を調整するように温度に応じて抵抗値が変化する感温抵抗素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の半導体発光素子の点灯装置。
前記可変抵抗素子は、抵抗値が可変な回路素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の半導体発光素子の点灯装置。
前記制御手段が、
入力電圧を受ける第３端子と、
制御電源電圧を第１入力として受け、自身の出力を第２入力として帰還的に受けるエラーアンプと、
前記入力電圧および前記エラーアンプの出力を受けて出力電圧を生成し、前記出力電圧を前記コンパレータの前記第２端子に前記閾値として与える乗算回路と、
を含み、
前記可変抵抗素子と直列に接続する分圧抵抗をさらに備え、
前記可変抵抗素子は、前記分圧抵抗とともに前記制御電源電圧を分圧することで前記入力電圧を生成し、
前記入力電圧が、前記閾値を決定する電圧であり、
前記乗算回路における前記入力電圧と前記出力電圧の入出力特性が線形領域と飽和領域とを有し、前記可変抵抗素子の抵抗値可変幅は、少なくとも前記入出力特性における動作点を前記線形領域に位置させる範囲で前記入力電圧を可変生成するように予め定められたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の半導体発光素子の点灯装置。
前記第２入力が、前記エラーアンプが飽和するクランプ電圧であることを特徴とする請求項４に記載の半導体発光素子の点灯装置。
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の半導体発光素子の点灯装置と、
前記半導体発光素子の点灯装置から電流を供給される半導体発光素子と、
を備えることを特徴とする照明装置。