JP6031240B2 - オーディオ信号処理回路およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ信号を処理するオーディオ信号処理回路に関する。

スピーカやヘッドホン端子を備える電子機器には、オーディオ信号を増幅するオーディオ信号処理回路が搭載される。一般に、オーディオ信号処理回路は、直列に接続された複数のステージのアンプあるいはバッファを備える。

図１は、本発明者が検討した２段のアンプを含むオーディオ信号処理回路の構成を示すブロック図である。前段の第１アンプＡＭＰ１は、利得１のバッファ（ボルテージフォロア）であり、後段の第２アンプＡＭＰ２は、１より大きい利得ｇ２を有する非反転増幅器である。

第２アンプＡＭＰ２の出力は、直流防止キャパシタＣ１を介してパワーアンプＰＡに供給される。パワーアンプＰＡは、第２アンプＡＭＰ２の出力信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカという）ＳＰＫへと供給する。

通常の動作状態（非ミュート状態）において、第１アンプＡＭＰ１の入力電圧および出力電圧Ｖａの直流レベルは、所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１に保たれている。好ましくはバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１は、第１アンプＡＭＰ１に対する電源電圧ＶＣＣ１の中点電圧ＶＣＣ１／２である。オーディオ信号Ｓ１の交流信号成分をＶｓｉｇと書くとき、第１アンプＡＭＰ１の出力Ｖａは、式（１）で与えられる。
Ｖａ＝Ｖｓｉｇ＋ＶＢＩＡＳ１ …（１）

第１アンプＡＭＰ１には、ミュート機能が設けられる。第１アンプＡＭＰ１は、ミュート状態において所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１を出力する。第１アンプＡＭＰ１は、ミュート状態と非ミュート状態がシームレスに切りかえ可能に構成され、アンプＡＭＰ１と一体に構成される場合もある。オーディオ信号処理回路１００ｒの起動時には、第１アンプＡＭＰ１はミュート状態に設定される。

一方、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、その入力電圧Ｖａとバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３を用いて式（１）で与えられる。
Ｖｂ＝（１＋Ｒ１／Ｒ２）×Ｖａ−Ｒ１／Ｒ２×ＶＢＩＡＳ３ …（２）
（１＋Ｒ１／Ｒ２）は、第２アンプＡＭＰ２の利得ｇ２である。

式（２）に式（１）を代入すると、式（３）を得る。
Ｖｂ＝ｇ２×Ｖｓｉｇ＋ＶＢＩＡＳ２ …（３）
ＶＢＩＡＳ２＝｛（１＋Ｒ１／Ｒ２）×ＶＢＩＡＳ１−Ｒ１／Ｒ２×ＶＢＩＡＳ３｝
つまり、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、直流レベルＶＢＩＡＳ２に、利得ｇ２で増幅された信号Ｖｓｉｇが重畳された波形となる。

第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂの直流レベルＶＢＩＡＳ２は、第２アンプＡＭＰ２に対する電源電圧ＶＣＣ２の中点電圧ＶＣＣ２／２であることが望ましい。バイアス電圧ＶＢＩＡＳ３は、ＶＢＩＡＳ２＝ＶＣＣ２／２が成り立つように設定される。

バイアス電圧ＶＢＩＡＳ２が一定であれば、直流阻止用キャパシタＣ１によって除去され、パワーアンプＰＡには、オーディオ信号Ｖｂ’＝ｇ２×Ｖｓｉｇが供給される。パワーアンプＰＡは、第２アンプＡＭＰ２の出力信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカという）ＳＰＫへと供給する。

特開２００５−１１７４８９号公報 特開２００５−２１７７１０号公報 特開２００４−２２２０７７号公報 特開平１１−３４０７５９号公報 特開２００３−２８３２６２号公報

本発明者は、図１のマルチステージのアンプの起動動作について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

オーディオ信号処理回路１００ｒの起動時には、第１アンプＡＭＰ１はミュート状態に設定される。起動時の第２アンプＡＭＰ２の入力電圧Ｖａは、Ｖａ＝ＶＢＩＡＳ１で与えられるが、起動時におけるバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１は所定のレベルをとらずに変動する。

バイアス電圧ＶＢＩＡＳ１の変動に起因する入力電圧Ｖａの変動が、利得ｇ２で増幅されてスピーカＳＰＫに入力されるとノイズが発生する。ノイズレベルは利得ｇ２が大きいほど顕著となる。なおこの問題を、当業者の一般的な認識として捉えてはならず、本発明者が独自に認識したものである。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、最終段に１より大きな利得を有するアンプを備えたオーディオ信号処理回路のノイズの抑制にある。

本発明のある態様は、オーディオ信号処理回路に関する。オーディオ信号処理回路は、第１バッファ、第２バッファ、非反転アンプと、スイッチと、制御回路と、を備える。第１バッファは、その非反転入力端子にオーディオ信号を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第１演算増幅器を含む。第２バッファは、その非反転入力端子に所定のバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第２演算増幅器を含む。非反転アンプは、その非反転入力端子に第１演算増幅器の出力電圧が入力された第３演算増幅器と、第２演算増幅器の出力電圧と第３演算増幅器の出力電圧を分圧し、第３演算増幅器の反転入力端子に印加する第１分圧回路と、を含む。スイッチは、第３演算増幅器の出力端子とその反転入力端子の間に設けられる。制御回路は、第３演算増幅器の電源端子に供給される第２電源電圧が所定のしきい値電圧より低いときにスイッチをオンし、第２電源電圧がしきい値電圧より高いときにスイッチをオフする。

演算増幅器を用いて構成されるアンプやバッファは、それに供給される電源電圧があるしきい値より高いときに正常に動作し（安定領域）、低いときには正常に動作しない（不安定領域）。この態様では、オーディオ信号処理回路の起動時に第２電源電圧が上昇する過程において、非反転アンプが不安定領域である期間、スイッチをオンすることにより、非反転アンプが利得１のボルテージフォロアとして動作し、第２電源電圧が上昇して非反転アンプが安定領域に入ると、スイッチがオフし、非反転アンプの利得は第１分圧回路が定める値に設定される。この態様によれば、非反転アンプが不安定領域となる遷移期間において、その入力電圧が変動しても、その変動が増幅されないため、ノイズを抑制することができる。

制御回路は、第２電源電圧が印加される電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第１抵抗および第２抵抗と、電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第３抵抗およびトランジスタと、を含んでもよい。トランジスタの制御端子には、第１抵抗と第２抵抗の接続点の電位が印加され、トランジスタと第３抵抗の接続点の電圧を、スイッチに対する制御信号として出力してもよい。

第３演算増幅器の電源端子に供給される第２電源電圧と、第１演算増幅器に供給される第１電源電圧は、異なる電源から供給されてもよい。
第１電源電圧と第２電源電圧の起動シーケンスによっては、遷移期間における非反転アンプの入力電圧の変動が非常に大きくなってしまう。上述のオーディオ信号処理回路は、このような状況において、特にノイズ低減の効果を発揮する。

第１演算増幅器、第２演算増幅器、第３演算増幅器、スイッチのセットを複数チャンネル備えてもよい。単一の制御回路が、複数チャンネルで共有されてもよい。

ある態様のオーディオ信号処理回路は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。この電子機器は、上述のいずれかの態様のオーディオ信号処理回路と、オーディオ信号処理回路に第１電源電圧、第２電源電圧を供給する電源と、オーディオ信号処理回路の非反転アンプの出力信号を直流防止キャパシタを介して受け、それを増幅するパワーアンプと、パワーアンプにより駆動される電気音響変換素子と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係るオーディオ信号処理回路によれば、ノイズを抑制できる。

本発明者が検討した２段のアンプを含むオーディオ信号処理回路の構成を示すブロック図である。 実施の形態に係るオーディオ信号処理回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図２の制御回路の構成例を示す回路図である。 図３の制御回路の動作を示す波形図である。 図２のオーディオ信号処理回路の動作を示す波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係るオーディオ信号処理回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、マルチチャンネルのオーディオ信号を再生する。電子機器１は、オーディオ信号処理回路１００と、チャンネルごとに設けられたパワーアンプＰＡと、チャンネルごとに設けられたスピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカと総称する）ＳＰＫと、を備える。

オーディオ信号処理回路１００の各チャンネルは同様に構成される。ｉ番目（ｉは自然数）のチャンネルに関して、オーディオ信号処理回路１００は、第１バッファ１０＿ｉ、第２バッファ１２＿ｉ、非反転アンプ１４＿ｉ、スイッチＳＷ２＿ｉ、制御回路２０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。制御回路２０は、複数のチャンネルで共有される。

オーディオ信号処理回路１００は、図示しない第１電源から第１電源電圧ＶＣＣ１を受け、それとは別の図示しない第２電源から第２電源電圧ＶＣＣ２を受ける。第２電源電圧ＶＣＣ２は、第１電源電圧ＶＣＣ１より高く設定される。

第１バッファ１０＿ｉは、第１演算増幅器ＯＡ１を含む。第１演算増幅器ＯＡ１の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。第１演算増幅器ＯＡ１の非反転入力端子（＋）には、対応するチャンネルのオーディオ信号Ｓ１＿ｉが入力され、その反転入力端子（−）は、その出力端子と接続される。第１バッファ１０＿ｉは、利得１倍（０ｄＢ）のボルテージフォロアである。

第２バッファ１２＿ｉは、第２演算増幅器ＯＡ２を含む。第２演算増幅器ＯＡ２の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。第２演算増幅器ＯＡ２の非反転入力端子（＋）には、所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３が入力され、その反転入力端子（−）はその出力端子と接続される。バイアス電圧ＶＢＩＡＳ３は、非反転アンプ１４＿１の出力電圧Ｖｂの直流レベルＶＢＩＡＳ２が、ＶＣＣ２／２となるように定めることが望ましい。

第２演算増幅器ＯＡ２に第１電源電圧ＶＣＣ１を供給することにより、第２電源電圧ＶＣＣ２を供給する場合に比べて、第２演算増幅器ＯＡ２を低耐圧素子で構成できるため、回路面積を小さくできる。なお、回路面積が問題とならない場合、第２演算増幅器ＯＡ２に第２電源電圧ＶＣＣ２を供給するようにすることが望ましい。

非反転アンプ１４＿ｉは、第３演算増幅器ＯＡ３、第１分圧回路Ｒ１、Ｒ２を含む。第３演算増幅器ＯＡ３の電源端子には、第２電源からの第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。第３演算増幅器ＯＡ３の非反転入力端子（＋）には、第１演算増幅器ＯＡ１の出力電圧が入力される。分圧回路Ｒ１、Ｒ２は、第２演算増幅器ＯＡ２の出力電圧と第３演算増幅器ＯＡ３の出力電圧を分圧し、第３演算増幅器ＯＡ３の反転入力端子（−）に印加する。非反転アンプ１４＿ｉは、（１＋Ｒ１／Ｒ２）で与えられる利得ｇ３を有する。

スイッチＳＷ２＿ｉは、第３演算増幅器ＯＡ３の出力端子とその反転入力端子（−）の間に設けられる。

制御回路２０は、第２電源電圧ＶＣＣ２を受け、第２電源電圧ＶＣＣ２が所定のしきい値電圧Ｖｔｈ１より低いときに、各チャンネルのスイッチＳＷ２をオンし、第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より高いときに各チャンネルのスイッチＳＷ２をオフする。

図３は、図２の制御回路２０の構成例を示す回路図である。制御回路２０は、第１抵抗Ｒａ１〜第３抵抗Ｒａ３、トランジスタＭ１、キャパシタＣ２を有する。第１抵抗Ｒａ１および第２抵抗Ｒａ２は、第２電源電圧ＶＣＣ２が印加される電源ラインと、接地電圧ＶＳＳが供給される接地ラインの間に順に直列に設けられる。第３抵抗Ｒａ３およびトランジスタＭ１は、電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられる。トランジスタＭ１の制御端子（ゲート）には、式（４）で与えられる第１抵抗Ｒａ１と第２抵抗Ｒａ２の接続点Ｎ１の電位Ｖ_Ｎ１が印加される。
Ｖ_Ｎ１＝ＶＣＣ２×Ｒａ２／（Ｒａ１＋Ｒａ２） …（４）
トランジスタＭ１と第３抵抗Ｒａ３の接続点Ｎ２の電圧Ｖ_Ｎ２が、キャパシタＣ２によって平滑化され、制御信号Ｓ２が生成される。

制御信号Ｓ２は、ノードＮ１の電圧Ｖ_Ｎ１がトランジスタＭ１のゲートソース間しきい値電圧Ｖ_ＴＨより小さいときにハイレベル、大きいときにローレベルとなる。そして制御信号Ｓ２は、ＶＣＣ２＜Ｖｔｈ１のときにハイレベル（ＶＣＣ２）、ＶＣＣ２＞Ｖｔｈ１のときにローレベル（ＶＳＳ＝０）となる。しきい値電圧Ｖｔｈ１は、式（５）で与えられる。
Ｖｔｈ１＝Ｖ_ＴＨ×（Ｒａ１＋Ｒａ２）／Ｒａ２ …（５）

制御回路２０は、しきい値電圧Ｖｔｈ１が非反転アンプ１４の不安定領域と安定領域の境界のしきい値電圧と一致するように設計される。図４は、図３の制御回路２０の動作を示す波形図である。第２電源が起動すると、第２電源電圧ＶＣＣ２が時間とともに上昇する。第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より低い領域では、Ｓ２＝ＶＣＣ２となる。第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より高くなると、制御信号Ｓ２はローレベルとなる。上述のようにしきい値電圧Ｖｔｈ１は、非反転アンプ１４の安定動作しきい値と等しく設定されるため、制御信号Ｓ２は、遷移期間τにおいてハイレベル、その後の安定動作期間においてローレベルをとる。

以上がオーディオ信号処理回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図５は、図２のオーディオ信号処理回路１００の動作を示す波形図である。本明細書における波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

図５には、第１電源電圧ＶＣＣ１、第２電源電圧ＶＣＣ２、制御信号Ｓ２および非反転アンプ１４の出力電圧Ｖｂが示される。併せて、図１において生成される出力電圧Ｖｂ’を破線で示す。

はじめに、実施の形態に係るオーディオ信号処理回路１００の効果を明確とするため、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒの動作を再度説明する。

起動時に、第１バッファ１０はミュート状態に設定され、オーディオ信号Ｓ１が遮断される。第１電源電圧ＶＣＣ１に先立ち、第２電源電圧ＶＣＣ２が立ち上がり始める。図１のオーディオ信号処理回路１００ｒでは、第２アンプＡＭＰ２の利得は１より高い値に固定されている。第２電源電圧ＶＣＣ２が低い状態では、第２アンプＡＭＰ２は不安定領域である。
そして第１電源電圧ＶＣＣ１の起動直後は、第１アンプＡＭＰ１は不安定領域であるため、第２アンプＡＭＰ２の入力電圧Ｖａは大きく変動する。また抵抗Ｒ２に印加されるバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３が、第１電源電圧ＶＣＣ１を電源とするバッファ（図２の第２バッファ１２）を経由して供給される場合、その第２バッファ１２に対する第１電源電圧ＶＣＣ１の起動直後、抵抗Ｒ２に印加されるバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３も不安定となる。
第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂ’は、その入力電圧Ｖａとバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３に応じて定まるところ、起動直後に２つの電圧Ｖａ、ＶＢＩＡＳ３の双方が不安定であるため、出力電圧Ｖｂ’は変動する。出力電圧Ｖｂ’の変動が大きいと、スピーカＳＰＫからショック音として出力される。

続いて図２のオーディオ信号処理回路１００の動作を説明する。
第２電源電圧ＶＣＣ２の上昇とともに制御信号Ｓ２がハイレベルになり、非反転アンプ１４が不安定領域で動作する遷移期間τの間、スイッチＳＷ２がオンする。つまり遷移期間τの間、非反転アンプ１４の利得が１に設定される。

第１電源電圧ＶＣＣ１の起動にともない、第２アンプＡＭＰ２の入力電圧Ｖａはわずかに変動する。図２のオーディオ信号処理回路１００では、非反転アンプ１４の利得は１に設定されるため、この入力電圧Ｖａの変動成分は増幅されることなく出力電圧Ｖｂに現れる。その結果、図１のオーディオ信号処理回路１００に比べて、ノイズを低減することができる。

このように、図２のオーディオ信号処理回路１００によれば、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒに比べて、遷移期間τにおける、出力電圧Ｖｂの変動を抑制することができる。出力電圧Ｖｂの変化量が小さければ、ミュートトランジスタによって除去することが可能であり、あるいはミュートトランジスタそのものを省略することができる場合もある。

比較技術において、第１電源電圧ＶＣＣ１、第２電源電圧ＶＣＣ２が定常レベルに安定化するまでの間、スイッチＳＷ２をオンすることによっても、遷移期間τにおけるノイズを抑制することが可能である。ところが、第１電源電圧ＶＣＣ１および第２電源電圧ＶＣＣ２が定常レベルであっても、スイッチＳＷ２をオフする時刻において、第２バッファ１２の出力電圧と、第１バッファ１０の出力電圧にオフセットが生じていると、オフセットに相当するノイズが、スピーカＳＰＫから出力されてしまう。図２のオーディオ信号処理回路１００では、非反転アンプ１４が安定領域に入ると直ちにスイッチＳＷ２をオフするため、第１バッファ１０の出力電圧と第２バッファ１２の出力電圧のオフセットの影響を受けるのを防止することができる。

さらに、複数チャンネルで制御回路２０が共有されるため、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒに比べて、消費電力や回路面積もそれほど大きくならない。なお、消費電力や回路面積の増大が許容される場合には、チャンネルごとに制御回路２０を設けてもよい。

実施の形態では、マルチチャンネルのオーディオ信号処理回路１００について説明したが、本発明はシングルチャンネルにおいても有効である。

実施の形態では、非反転アンプ１４と第１バッファ１０に対して、別々に起動する電源電圧が供給される場合を説明したが、共通の電源電圧が供給されてもよい。電源電圧が共通の場合、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒであっても、それほど大きなノイズは発生しないが、図２の構成とすることにより、ノイズを低減することが可能である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、１００…オーディオ信号処理回路、１０…第１バッファ、１２…第２バッファ、１４…非反転アンプ、ＳＷ２…スイッチ、２０…制御回路、ＯＡ１…第１演算増幅器、ＯＡ２…第２演算増幅器、ＯＡ３…第３演算増幅器、ＶＣＣ１…第１電源電圧、ＶＣＣ２…第２電源電圧。

Claims (5)

1. その非反転入力端子にオーディオ信号を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第１演算増幅器を含む第１バッファと、
   その非反転入力端子に所定のバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第２演算増幅器を含む第２バッファと、
   その非反転入力端子に前記第１演算増幅器の出力電圧が入力された第３演算増幅器と、前記第２演算増幅器の出力電圧と前記第３演算増幅器の出力電圧を分圧する第１分圧回路と、を含み、前記第１分圧回路の出力端の電圧が前記第３演算増幅器の反転入力端子に印加されている非反転アンプと、
   前記第３演算増幅器の出力端子と前記第１分圧回路の前記出力端の間に設けられたスイッチと、
   前記第３演算増幅器の電源端子に供給される第２電源電圧が所定のしきい値電圧より低いときに前記スイッチをオンし、前記第２電源電圧が前記しきい値電圧より高いときに前記スイッチをオフする制御回路と、
   を備え、
   前記非反転アンプは、前記スイッチがオンのとき、前記第１演算増幅器の出力電圧を入力とするボルテージフォロアとして動作し、
   前記制御回路は、
   前記第２電源電圧が印加される電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第１抵抗および第２抵抗と、
   前記電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第３抵抗およびトランジスタと、
   を含み、
   前記トランジスタの制御端子には、前記第１抵抗と前記第２抵抗の接続点の電位が印加され、前記トランジスタと前記第３抵抗の接続点の電圧を、前記スイッチに対する制御信号として出力し、
   前記しきい値電圧は、前記非反転アンプの不安定領域と安定領域の境界のしきい値電圧と一致していることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
2. 前記第３演算増幅器の電源端子に供給される前記第２電源電圧と、前記第１演算増幅器に供給される第１電源電圧は、異なる電源から供給されることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理回路。
3. 前記第１演算増幅器、前記第２演算増幅器、前記第３演算増幅器、前記スイッチのセットを複数チャンネル備え、
   単一の前記制御回路が、複数チャンネルで共有されることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路。
4. ひとつの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路。
5. 請求項１から４のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路と、
   前記オーディオ信号処理回路の前記非反転アンプの出力信号を直流防止キャパシタを介して受け、それを増幅するパワーアンプと、
   前記パワーアンプにより駆動される電気音響変換素子と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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