JP6003418B2

JP6003418B2 - 無線通信装置、無線通信装置ｉｑインバランス補正制御方法およびそのプログラム

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Publication number: JP6003418B2
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Inventors: 憲明田和
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Publication date: 2016-10-05
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Description

本発明は、無線通信装置、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムに関する。

無線通信において、例えば、無線通信装置の受信機は、受信した高周波帯の搬送波をベースバンド帯域までダウンコンバートすることによって、受信信号を得ている。高周波帯の搬送波をベースバンド帯域に変換する方法として、従来は、スーパヘテロダイン方式が使用されていたが、近年においては、小型化・低消費電力化・低コスト化し易いことから、ダイレクトコンバージョン方式が良く用いられている。

ダイレクトコンバージョン方式による変換方法においては、受信した高周波帯の搬送波を、中間周波数を経ることなく、直接、ベースバンド帯域にダウンコンバートする。つまり、ダイレクトコンバージョン方式においては、一般的に、受信信号の搬送波と同じ周波数の局部発振信号を用いて、ベースバンド帯域に変換する。このとき、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）などの複雑な変調方式を用いた受信信号の場合、搬送波に対して対称な周波数の信号が、ベースバンド帯域では、同一周波数に重なり合って混信が生じる。そのため、ダウンコンバートを行う処理には、直交ミキサを用いて、受信無線信号に対して９０度（π／２）位相が異なる２つの局部発振信号を与えることによって、それぞれ、Ｉ channel（In-phase channel：同相チャンネル）信号とＱ channel（Quadrature channel：直交チャンネル）信号とを得るようにしている。

しかしながら、直交ミキサの部品定数のばらつきや温度変化などにより、２つの局部発振信号の位相差を正確に直交させること、また、２つの局部発振信号の振幅を正確に一致させることは難しい。かくのごとき直交位相のずれや、振幅の不一致を"ＩＱインバランス"と称している。無線通信装置のＩＱインバランスにより、Ｉ channel信号とＱ channel信号とが混信することになり、復調精度が大きく劣化する。そのため、無線通信装置のＩＱインバランスを補正することが必要である。

無線通信装置のＩＱインバランスを補正する方法として、例えば、特許文献１の特開２０１１−０５５２７１号公報「無線通信装置」や特許文献２の特開２００９−１４７４９８号公報「送信機、送信機制御方法、送信機制御プログラム、受信機、受信機制御方法、受信機制御プログラム及び無線通信システム」に記載のような補正方法が提案されている。これらの従来の無線通信装置ＩＱインバランス補正方法は大きく次の２つの方法に分けることができる。第１の方法は、前記特許文献１に記載の技術のように、無線通信装置のＩＱインバランスを補正するために、補正用のテスト信号を用いる方法である。第２の方法は、前記特許文献２に記載の技術のように、受信無線信号に含まれる既知のトレーニング信号（リファレンス信号）などを用いて補正を行う方法である。

特開２０１１−０５５２７１号公報（第４−８頁）特開２００９−１４７４９８号公報（第１０−１８頁）

しかしながら、前記第１の方法のように、テスト信号を用いる方法は、無線信号の送受信機能を有する無線通信装置において、自身の送信機からテスト信号を送信し、自身の受信機によって受信し、受信したテスト信号を解析することによって、無線通信装置のＩＱインバランスを補正する方法である。したがって、かくのごとき方法を実現するためには、送信機にテスト信号を発生させる回路を追加することが必要であり、無線通信装置が複雑化し、コスト増にも繋がる。また、送信機のＩＱインバランスを十分に補正した後、受信機のＩＱインバランス補正を行わなければ、本来の補正から外れてしまうという問題もある。さらに、テスト信号を用いる方法は、特に、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式の場合、運用中に、ＩＱインバランスの補正を行うことが難しく、利用することができるタイミングは、電源投入後の初期処理時などの非運用中に限られることが多い。なお、ＴＤＤ（Time Division Duplex）方式の場合には、送受の切り替えによる非運用時においても利用することが可能ではあるが、そのための処理が複雑化してしまう。

一方、前記第２の方法のように、トレーニング信号を使用する方法は、前記第１の方法（テスト信号を用いる方法）とは異なり、新たな追加の回路は必要ではなく、コスト増を抑えることができる。しかし、送受信する信号の種類によって、ＩＱインバランスの補正方法を変更することが必要であり、汎用性に乏しい。例えば、ＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access) のダウンリンク信号と、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のダウンリンク信号とにおいては、双方で同じＯＦＤＭ変調方式を用いているが、同じ補正方法を利用することができない。

（本発明の目的）
本発明は、かくのごとき事情に鑑みてなされたものであり、無線信号の種類の如何を問わず、ＩＱインバランスの補正を確実かつ安価に行うことが可能な無線通信装置、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムを提供することを、その目的としている。

前述の課題を解決するため、本発明による無線通信装置、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムは、主に、次のような特徴的な構成を採用している。

（１）本発明による無線通信装置は、高周波帯の搬送波とベースバンド帯域との無線信号の変換にダイレクトコンバージョン方式を用いた無線通信装置において、ベースバンド帯域を高周波帯の搬送波に直接変換した際に送信信号に生じるＩＱインバランスまたは高周波帯の搬送波をベースバンド帯域に直接変換した際に受信信号に生じるＩＱインバランスを補正するために、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を解析することにより、ＤＣオフセット量、位相インバランス量、振幅インバランス量を算出し、前記送信信号または前記受信信号のＩＱインバランスを補正するＩＱインバランス補正手段を少なくとも備えていることを特徴とする。

（２）本発明による無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法は、高周波帯の搬送波とベースバンド帯域との無線信号の変換にダイレクトコンバージョン方式を用いた無線通信装置においてベースバンド帯域を高周波帯の搬送波に直接変換した際に送信信号に生じるＩＱインバランスまたは高周波帯の搬送波をベースバンド帯域に直接変換した際に受信信号に生じるＩＱインバランスを補正する無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法であって、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を解析することにより、ＤＣオフセット量、位相インバランス量、振幅インバランス量を算出し、前記送信信号または前記受信信号のＩＱインバランスを補正することを特徴とする。

（３）本発明による無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムは、少なくとも前記（２）に記載の無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法を、コンピュータによって実行可能なプログラムとして実施していることを特徴とする。

本発明の無線通信装置、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムによれば、以下のような効果を奏することができる。

本発明においては、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の送信機または受信機において、変調方式の種類の如何によらず、種々の変調方式の送信信号または受信信号の変復調精度を改善することができる。

すなわち、無線通信装置の送信機や受信機として、送受信する信号に、ＩＱインバランスがあっても、また、ＤＣオフセットがあっても、ＩＱインバランスやＤＣオフセットがない理想的な送信信号や受信信号が、送信信号や受信信号の位相角に対して一様に分布することを利用して、送信信号や受信信号を補正する仕組みを採用しているので、変調方式の種類の如何を問わず、ＩＱインバランスを確実かつ安価に補正することが可能であり、Ｉ channel信号とＱ channel信号との混信を抑えることができ、送信信号や受信信号の変復調精度の改善を図ることができる。

本発明による無線通信装置の受信機側のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。ＩＱインバランスとＤＣオフセットとが共にない理想的な直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を示す信号空間ダイヤグラムである。ＩＱインバランスがある直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を示す信号空間ダイヤグラムである。

以下、本発明による無線通信装置、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムの好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以下の説明においては、本発明による無線通信装置および無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法について説明するが、かかる無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法をコンピュータにより実行可能な無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムとして実施するようにしても良いし、あるいは、無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラムをコンピュータにより読み取り可能な記録媒体に記録するようにしても良いことは言うまでもない。

（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、送信するベースバンド帯域を高周波帯の搬送波まで直接アップコンバートする、もしくは、受信した高周波帯の搬送波をベースバンド帯域まで直接ダウンコンバートするダイレクトコンバージョン方式を適用する際に、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＭＡ（Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access)、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)といったマルチキャリア変調方式の無線信号だけでなく、シングルキャリア変調方式の無線信号においても、ＩＱインバランスやＤＣオフセットがない理想的な送信信号や受信信号が、送信信号や受信信号の位相角に対して一様に分布することを利用して、無線通信装置のＩＱインバランスを補正することが可能な汎用性が高い仕組みを提供していることを主要な特徴としている。かくのごとく、ダイレクトコンバージョン方式によって生じたＩＱインバランスを変調方式の如何に依存することなく汎用性高く補正することによって、如何なる変復調方式の無線通信装置においても、無線信号の変復調精度を向上させることができる。

より具体的には、本発明は、例えば、受信信号の場合には、次のような仕組みによりＩＱインバランスの補正を行う。ダイレクトコンバージョン方式によって高周波帯の搬送波からベースバンド帯域に変換された受信信号は、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）によってデジタルデータに変換される。ここで、ＩＱインバランスもＤＣオフセットもない理想的な直交ミキサから得られたＩ channel値（xとする）およびＱ channel値（yとする）は、次の式（１）のように表すことができる。

ここで、変数rは振幅、変数θは位相角である。

ＬＴＥ（Long Term Evolution）において採用されている変調方式であるＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＭＡなど多くの変調方式において、ＩＱインバランスがない理想的な直交ミキサを用いている場合には、直交ミキサから得られる受信信号のＩ channel値xおよびＱ channel値yからなる受信信号の位相は、図２に示すように、０〜２π間に一様に分布する。図２は、ＩＱインバランスとＤＣオフセットとが共にない理想的な直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値xおよびＱ channel値yの分布状態を示す信号空間ダイヤグラムである。

これに対して、ＩＱインバランスがある直交ミキサを用いている場合には、直交ミキサから得られる受信信号のＩ channel値（uとする）およびＱ channel値（vとする）は、次の式（２）のように表すことができる。

）
ここで、ＩＱインバランスにおける振幅インバランス量をａ、位相インバランス量をαと仮定している。

かくのごとくＩＱインバランスの影響を受けた直交ミキサから得られる受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vからなるＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号の位相は、図３に示すように、原点を中心にして、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸に対して傾いた楕円状に分布することになる。図３は、ＩＱインバランスがある直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vの分布状態を示す信号空間ダイヤグラムであり、図２の場合と同様のＳＣ−ＦＤＭＡ信号について、振幅インバランス量ａとして０．０５を、位相インバランス量αとして５°を与えたときの分布を例にとって示している。

本発明においては、ＩＱインバランスがある無線通信装置にダイレクトコンバージョン方式の変換方法を適用する場合、ＩＱインバランスやＤＣオフセットがない理想的な送信信号や受信信号は、位相角に対して一様に分布することを利用して、図３に示したような信号分布の偏りの程度を検出することによって、送信信号や受信信号における振幅インバランス量ａ・位相インバランス量αを算出して、無線通信装置のＩＱインバランスを補正することを特徴としている。

（実施形態の構成例）
次に、本発明による無線通信装置のブロック構成の一例を、図１を用いて説明する。図１は、本発明による無線通信装置の受信機側のブロック構成の一例を示すブロック構成図であり、ダイレクトコンバージョン方式による変換方法を用いた無線信号の受信機側の構成例を示している。ここで、以下の説明を簡素化するために、図１に示す無線通信装置の受信機は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のアップリンク信号の受信機であるものとする。また、該アップリンク信号の変調方式はＳＣ−ＦＤＭＡ方式であるものとする。なお、アップリンク信号ではなく、ダウンリンク信号であっても、全く同様であり、また、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式ではなく、如何なる変調方式であっても、全く同様に実施することができることは言うまでもない。

図１に例示した無線通信装置の受信機は、アンテナ１０１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０２、ミキサ１１０、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１１１、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）１１２、ミキサ１２０、ＬＰＦ１２１、ＡＤＣ１２２、局部発振器１３０、ＩＱインバランス補正部１４０、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調部１５０を少なくとも含んで構成される。

図１の無線通信装置の受信機において、アンテナ１０１にて受信された無線信号は、ＬＮＡ１０２によって増幅される。ＬＮＡ１０２において増幅された高周波帯の搬送波の無線信号は２つに分割され、一方の信号はＩ channel系統のミキサ１１０によって、他方の信号はＱ channel系統のミキサ１２０によって、それぞれ、ダウンコンバートされて、Ｉ channel系統、Ｑ channel系統のベースバンド帯域に直接変換される。ここで、ミキサ１１０とミキサ１２０とのそれぞれには、局部発振器１３０からの局部発振信号が供給されるが、互いの局部発振信号は、Ｉ channel系統の信号、Ｑ channel系統の信号として、９０度の位相差を有している。したがって、ミキサ１１０、ミキサ１２０は、直交ミキサとして、入力信号を互いに直交する２つのベースバンド信号にダウンコンバートする。

直交ミキサのミキサ１１０、ミキサ１２０によりダウンコンバートされた２つのベースバンド信号には、一般に、局部発振器１３０からＲＦ（Radio Frequency）へ干渉する信号がＤＣ（Direct Current：直流）にミックスダウンされたり、ミキサ１１０、ミキサ１２０のベースバンド出力部の回路が不完全であったりして、ＤＣオフセットが発生する。ＤＣオフセットの抑制については、既存技術として既に多くの方法が提案されており、ここでは詳細は記載しないが、図１に示す無線通信装置の受信機においても、直交ミキサのミキサ１１０、ミキサ１２０に既存のいずれか任意の技術を適用して、ＤＣオフセットの抑制が行われた信号を、直交ミキサのミキサ１１０、ミキサ１２０から以降の処理部（ＬＰＦ１１１、ＬＰＦ１２１）に入力することができる。

直交ミキサのミキサ１１０、ミキサ１２０によってダウンコンバートされた受信信号は、Ｉ channel系統とＱ channel系統とのそれぞれに設けられたＬＰＦ１１１とＬＰＦ１２１とによって、不要な高周波成分が除去され、Ｉ channel系統とＱ channel系統とのそれぞれのベースバンド信号として出力される。ＬＰＦ１１１とＬＰＦ１２１とから出力されたそれぞれのベースバンド信号は、それぞれ、Ｉ channel系統とＱ channel系統とのそれぞれのＡＤＣ１１２とＡＤＣ１２２とに入力されて、デジタル信号に変換される。

ＡＤＣ１１２とＡＤＣ１２２とによりそれぞれ変換されたデジタル信号は、ＩＱインバランス補正部１４０に入力される。ＩＱインバランス補正部１４０においては、Ｉ channel系統とＱ channel系統との２つのデジタル信号のＩＱインバランス量を検出し、デジタル信号に補正を加えて、ＩＱインバランスを除去する。ＩＱインバランスを補正されたＩ channel系統とＱ channel系統との２つのデジタル信号は、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調部１５０に入力され、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の復調が行われる。

（実施形態の動作の説明）
次に、図１に示した無線通信装置の受信機におけるＩＱインバランス補正部１４０の動作について詳細に説明する。

ＩＱインバランス補正部１４０においては、まず、ＩＱインバランスの補正量を算出し、しかる後、算出した補正量を用いてＩＱインバランスの補正を行う。本実施形態においては、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態からＩＱインバランスの補正量を求める仕組みを採用しているため、偏りが生じない程度の信号数になるまで、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号を蓄積することが必要である。ここで、蓄積したＳＣ−ＦＤＭＡ信号のデータ数が多ければ多いほど、統計誤差を減らし、より正確なＩＱインバランスの補正量を求めることができるが、蓄積したＳＣ−ＦＤＭＡ信号のデータ数が多くなるほど、計算量が増加するために、適切なデータ数の範囲内で計算を行うことが必要である。本実施形態においては、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号１フレーム分の受信信号のデータ数を用いてＩＱインバランス補正量の計算を行うものとする。しかし、本発明は、１フレーム分の受信信号のデータ数に限るものではなく、計算したＩＱインバランス補正量の統計誤差をあらかじめ定めた許容範囲内に抑えることができるデータ数であれば、如何なるデータ数であっても差し支えなく、例えば、１フレーム分よりも少ない受信信号のデータ数であっても良い。

なお、ＩＱインバランス補正量の算出は常時行う必要はない。ＩＱインバランスの時間的な変動は、主に、温度の変動によって引き起こされるため、ＩＱインバランス補正量の算出は、数秒や数分に一度程度の割合であっても良い。ＩＱインバランス補正量の算出を行っていない間は、前回に算出したＩＱインバランス補正量を用いて、ＩＱインバランスの補正を行うようにしても構わない。

ＩＱインバランス補正部１４０に入力される信号は、前述したように、ＡＤＣ１１２とＡＤＣ１２２とによりそれぞれＩ channel系統とＱ channel系統との２つのデジタルデータに変換された受信信号である。つまり、本実施形態においては、前述したように、アップリンク信号の変調方式として、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を受信するものであり、該ＳＣ−ＦＤＭＡ信号が、ＡＤＣ１１２とＡＤＣ１２２とにより、それぞれ、サンプリングされて、Ｉ channel系統とＱ channel系統との２つのデジタルデータに変換されて、受信信号として、ＩＱインバランス補正部１４０に入力されるものとする。

ＩＱインバランスがない理想的な直交ミキサを用い、完全に、ＤＣオフセットが除去された場合の受信信号は、図２に示すように、Ｉ channel系統のＩ channel値とＱ channel系統のＱ channel値との信号空間ダイヤグラム上において原点を中心にして同心円状に分布する。図２は、前述したように、ＩＱインバランスとＤＣオフセットとが共にない理想的な直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を示す信号空間ダイヤグラムである。図２の信号空間ダイヤグラムにおいて、受信信号は同心円状に分布することから、例えば、図２の第一象限（x＞０かつy＞０）の領域に現れる受信信号数は、第二象限（x＜０かつy＞０）に現れる受信信号数と等しい。

しかし、実際の受信信号においては、直交ミキサ（ミキサ１１０、ミキサ１２０）のＩＱインバランスとＤＣオフセットとによって、図２の信号空間ダイヤグラムとは異なる分布を示す。

そこで、ＩＱインバランス補正部１４０においては、まず、ＤＣオフセットの補正を行う。ＤＣオフセットの影響は、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布の中心が、図２の信号空間ダイヤグラムとは異なり、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点から外れることによって現れる。したがって、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布の中心を求め、該分布の中心の座標位置に関するＩ channel軸、Ｑ channel軸の原点からのオフセット量を各受信信号のＩ channel値およびＱ channel値から差し引くことによって受信信号のＤＣオフセット量を補正する。而して、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布の中心は、図２の信号空間ダイヤグラムの場合と同様、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点に一致し、ＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値は、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点を中心にして分布するように補正することができる。

次に、ＩＱインバランス補正部１４０において、ＩＱインバランスの補正量を求める。ＩＱインバランスのある直交ミキサ（ミキサ１１０、ミキサ１２０）の場合は、ＤＣオフセットの補正後のＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値およびＱ channel値は、図３の信号空間ダイヤグラムに示すように、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点を中心に、Ｉ channel軸・Ｑ channel軸に対して傾きがあり、長軸・短軸の分散の大きさの異なる楕円状の分布となる。図３は、前述したように、ＩＱインバランスがある直交ミキサから得られたＳＣ−ＦＤＭＡ受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vの分布状態を示す信号空間ダイヤグラムであり、図２の場合と同様のＳＣ−ＦＤＭＡ信号に関し、前述の式（２）において、振幅インバランスａとして０．０５を、位相インバランス量αとして５°を与えたときの受信信号の分布を例示している。

つまり、位相インバランス量αにより、図３の信号空間ダイヤグラムに示す受信信号の分布は、同心円状ではなくなるため、図３の第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_１）と第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_２）とは異なる信号数になる。ここで、第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_１）と第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_２）との両者の受信信号数の差は、位相インバランス量αの大きさに依存する。よって、受信信号数、すなわち、第一象限に存在する受信信号数（Ｎ_１）と第二象限に存在する受信信号数（Ｎ_２）との両者の受信信号数の差から、位相インバランス量を求めることができる。

前述の式(２)から、第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）に受信信号が存在する場合の位相角θの範囲は、
α≦θ＜（π／２）−α
で与えられる。一方、第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）に受信信号が存在する場合の位相角θの範囲は、
（π／２）−α≦θ＜π＋α
で与えられる。

ここで、第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）と第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）とのそれぞれに受信信号が存在する場合の位相角θの角度範囲を、それぞれ、Θ_１とΘ_２とすると、次の式（３）の関係が得られる。

一方、位相角θは、受信信号本来の位相角であるので、受信信号は、位相角θに対して一様に分布している。つまり、第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_１）は、式（３）の第一象限の角度範囲Θ_１に比例し、第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）に存在する受信信号数（Ｎ_２）は、式（３）の第二象限の角度範囲Θ_２に比例する。よって、第一象限に存在する受信信号数（Ｎ_１）と第二象限に存在する受信信号数（Ｎ_２）との両者の受信信号数の差を、第一象限に存在する受信信号数（Ｎ_１）と第二象限に存在する受信信号数（Ｎ_２）との合計を用いて規格化した値は、第一象限の角度範囲Θ_１と第二象限の角度範囲Θ_２との差をπラジアンで規格化したものと一致し、次の式（４）の関係が成立する。

式（４）に、式（３）の第一象限の角度範囲Θ_１と第二象限の角度範囲Θ_２とを代入して、位相インバランス量αの算出式を求めると、次の式（５）の関係が得られる。

式（５）に示すように、位相インバランス量αは、第一象限、第二象限の受信信号数から求めることができることが分かる。

図３の第三象限（ｕ＜０かつｖ＜０）に存在する受信信号数（Ｎ_３）と第四象限（ｕ＞０かつｖ＜０）に存在する受信信号数（Ｎ_４）とについても、前述の第一象限（ｕ＞０かつｖ＞０）と第二象限（ｕ＜０かつｖ＞０）との場合と同様に、位相インバランス量αを求めることができる。よって、統計誤差を小さくするために、例えば第一象限から第四象限までの全象限の受信信号数（Ｎ_１〜Ｎ_４）を用いて、位相インバランス量αを求めるようにしても良い。この場合の位相インバランス量αの算出式を、次の式（６）に示す。

ここで、Ｎ_ｊ：第ｊ象限に存在する受信信号数
ｊ：正整数（ｍｏｄ４）

したがって、ＩＱインバランス補正部１４０においては、統計誤差をできるだけ減らすために、式（６）に示すように、第一象限から第四象限までの全象限の受信信号数（Ｎ_１〜Ｎ_４）を用いて位相インバランス量を算出した結果の例えば平均を取って、最終的な位相インバランス量αとして求めることにすれば良い。なお、以上の説明においては、第一象限から第四象限までの四つの象限に分けた場合について説明しているが、本発明は、かかる場合のみに限るものではなく、統計誤差を許容範囲内に抑えることができる象限数であれば、任意の象限数に分けて、それぞれの象限における受信信号数を用いて位相インバランス量αを求めるようにしても構わないことは言うまでもない。

次いで、ＩＱインバランス補正部１４０においては、求めた位相インバランス量αを用いて、受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vを補正することにより、受信信号に対する位相インバランスの影響を補正する。位相インバランスの影響の補正後の受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vの分布状態は、Ｉ channel軸・Ｑ channel軸に対する傾きがなくなり、分布の長軸・短軸が、Ｉ channel軸・Ｑ channel軸に一致するように分布することになる。

したがって、ＩＱインバランス補正部１４０においては、位相インバランスの影響の補正後の受信信号のＩ channel値uおよびＱ channel値vの分布状態を用いて、次に、Ｉ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＩ channel軸方向の平均距離を求め、かつ、Ｑ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＱ channel軸方向の平均距離を求める。しかる後、求めたＩ channel軸方向の平均距離とＱ channel軸方向の平均距離との比から、振幅インバランス量ａを求めて、受信信号に対する振幅インバランス量ａの影響の補正を行う。

ＩＱインバランス補正部１４０において以上のような手順の演算処理を行うことによって、ＤＣオフセットの補正後に、さらに、位相インバランスと振幅インバランスとの両方を補正し、ＩＱインバランスの影響を抑えた受信信号を得ることができる。

以上の説明においては、受信信号がＳＣ−ＦＤＭＡ信号の場合を例にして説明したが、本発明は、かかる場合のみに限るものではない。すなわち、本発明による無線通信装置ＩＱインバランス補正方法は、理想的な直交ミキサで得た受信信号の位相角が０から２πまでの間で一様に分布するような種々の変調方式において利用することができる。したがって、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式やＣＤＭＡ方式などのマルチキャリア変調方式のみならず、シングルキャリア変調方式等についても利用可能であり、種々の変調方式に対して利用することができる。

また、以上の説明においては、直交ミキサのミキサ１１０、ミキサ１２０から出力されるベースバンド帯域の受信信号を、ＬＰＦ１１１、ＬＰＦ１２１を介して、ＡＤＣ１１２、ＡＤＣ１２２によって、Ｉ channel系統、Ｑ channel系統の２系統のデジタルデータに変換した後、ＩＱインバランス補正部１４０において、該デジタルデータの位相インバランス量および振幅インバランス量を求め、求めた位相インバランス量および振幅インバランス量から、該デジタルデータの補正を行う場合について説明したが、例えば、受信信号のアナログ部にフィードバックをかけることによってＩＱインバランスを補正するようにしても良い。

例えば、前述の場合と同様の算出手順によって求めたＩＱインバランスの補正量（すなわち、デジタルデータの位相インバランス量および振幅インバランス量）から、位相インバランス量については、局部発振器１３０から出力される局部発振信号の位相差を調整し、振幅インバランス量については、Ｉ channel系統またはＱ channel系統のベースバンド信号の振幅を調整するようにし、デジタルデータに変換する前のアナログ信号レベルでＩＱインバランスを補正するようにしても良い。

また、以上の説明においては、無線通信装置の受信機側に適用する場合について説明したが、無線通信装置の送信機側についても適用することが可能であり、中間周波数を介さず、ベースバンド帯域を直接高周波数帯の搬送波に直接変換するダイレクトコンバージョン方式（直接変換方式）の送信機であれば、前述のようなＩＱインバランスの補正技術を利用することができる。つまり、無線通信装置の送信機側に適用する場合、前述のような受信信号の場合と同様の手順を用いて送信信号を解析して、ＤＣオフセット量、位相インバランス量および振幅インバランス量を求め、求めたＤＣオフセット量、位相インバランス量および振幅インバランス量から、送信機の直交ミキサにフィードバックをかけて、ＤＣオフセット、位相インバランスおよび振幅インバランスを補正することによって、送信信号のＩＱインバランスを補正するようにすれば良い。

（実施形態の効果の説明）
以上に詳細に説明したように、本実施形態においては次のような効果が得られる。

本実施形態においては、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の送信機または受信機において、変調方式の種類の如何によらず、種々の変調方式の送信信号または受信信号の変復調精度を改善することができる。

すなわち、無線通信装置の送信機や受信機として、送受信する信号に、ＩＱインバランスがあっても、また、ＤＣオフセットがあっても、ＩＱインバランスやＤＣオフセットがない理想的な送信信号や受信信号が、送信信号や受信信号の位相角θに対して一様に分布することを利用して、送信信号や受信信号を補正する仕組みを採用しているので、変調方式の種類の如何を問わず、ＩＱインバランスを確実かつ安価に補正することが可能であり、Ｉ channel信号とＱ channel信号との混信を抑えることができ、送信信号や受信信号の変復調精度の改善を図ることができる。

以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、かかる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であることが、当業者には容易に理解できよう。

１０１アンテナ
１０２ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）
１１０ミキサ
１１１ＬＰＦ（Low Pass Filter）
１１２ＡＤＣ（Analog-Digital Converter）
１２０ミキサ
１２１ＬＰＦ
１２２ＡＤＣ
１３０局部発振器
１４０ＩＱインバランス補正部
１５０ＳＣ−ＦＤＭＡ復調部

Claims

高周波帯の搬送波とベースバンド帯域との無線信号の変換にダイレクトコンバージョン方式を用いた無線通信装置において、ベースバンド帯域を高周波帯の搬送波に直接変換した際に送信信号に生じるＩＱインバランスまたは高周波帯の搬送波をベースバンド帯域に直接変換した際に受信信号に生じるＩＱインバランスを補正するために、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を解析することにより、ＤＣオフセット量、位相インバランス量、振幅インバランス量を算出し、前記送信信号または前記受信信号のＩＱインバランスを補正するＩＱインバランス補正手段を少なくとも備え、
前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布の中心の座標位置を求め、該中心の座標位置のＩ channel軸、Ｑ channel軸の原点からのオフセット量を、前記ＤＣオフセット量として、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正し、
前記ＤＣオフセット量を補正した後の前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態として、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点とした座標における第一象限ないし第四象限のいずれかの象限に存在する送信信号数または受信信号数を求めて、次の式（７）に適用することにより、

ここで、α ：位相インバランス量
Ｎ _ｊ：第ｊ象限に存在する送信信号数または受信信号数
ｊ：正整数（ｍｏｄ４）
前記位相インバランス量を算出して、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正する、
ことを特徴とする無線通信装置。
前記位相インバランス量を補正した後の前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態として、Ｉ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＩ channel軸方向の平均距離を算出し、かつ、Ｑ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＱ channel軸方向の平均距離を算出して、算出した前記Ｉ channel軸方向の平均距離と前記Ｑ channel軸方向の平均距離との比に基づいて、前記振幅インバランス量を求めて、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を解析するために用いる前記送信信号または前記受信信号の信号数を、１信号フレーム分の信号数とすることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の無線通信装置。
高周波帯の搬送波とベースバンド帯域との無線信号の変換にダイレクトコンバージョン方式を用いた無線通信装置においてベースバンド帯域を高周波帯の搬送波に直接変換した際に送信信号に生じるＩＱインバランスまたは高周波帯の搬送波をベースバンド帯域に直接変換した際に受信信号に生じるＩＱインバランスを補正する無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法であって、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態を解析することにより、ＤＣオフセット量、位相インバランス量、振幅インバランス量を算出し、前記送信信号または前記受信信号のＩＱインバランスを補正し、
前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布の中心の座標位置を求め、該中心の座標位置のＩ channel軸、Ｑ channel軸の原点からのオフセット量を、前記ＤＣオフセット量として、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正し、
前記ＤＣオフセット量を補正した後の前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態として、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点とした座標における第一象限ないし第四象限のいずれかの象限に存在する送信信号数または受信信号数を求めて、次の式（８）に適用することにより、

ここで、α ：位相インバランス量
Ｎ _ｊ：第ｊ象限に存在する送信信号数または受信信号数
ｊ：正整数（ｍｏｄ４）
前記位相インバランス量を算出して、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正する、処理をコンピュータに実行させる、
ことを特徴とする無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法。
前記位相インバランス量を補正した後の前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値の分布状態として、Ｉ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＩ channel軸方向の平均距離を算出し、かつ、Ｑ channel軸方向の分布から、Ｉ channel軸、Ｑ channel軸の原点からＱ channel軸方向の平均距離を算出して、算出した前記Ｉ channel軸方向の平均距離と前記Ｑ channel軸方向の平均距離との比に基づいて、前記振幅インバランス量を求めて、前記送信信号または前記受信信号のＩ channel値およびＱ channel値を補正することを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法。
請求項４又は５のいずれかに記載の無線通信装置ＩＱインバランス補正制御方法を、コンピュータによって実行可能なプログラムとして実施していることを特徴とする無線通信装置ＩＱインバランス補正制御プログラム。