JP5986034B2 - 補機用電力変換システム及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換して補機に供給する補機用電力変換システム及びその制御方法に関する。

バッテリ装置を搭載し、架線からの供給電力とバッテリ装置の放電電力（直流電力）との一方或いは両方によって主電動機を駆動するハイブリッド電気車が知られている。このハイブリッド電気車では、架線からの供給電力によってバッテリ装置を充電したり、非電化区間ではバッテリの放電電力（直流電力）によって主電動機を駆動して走行するといった特徴がある（例えば、特許文献１参照）。

特許第３９８９４５０号公報

ハイブリッド電気車では、搭載するバッテリ装置のより効率の良い充放電制御が望まれる。例えば、上述した特許文献１に示した従来のハイブリッド電気車では、多数の接触器を備えることでバッテリ装置の充放電制御を実現している。しかし、新たな電力変換器や接触器の追加には相応のコストがかかる。このため、新たな電力変換器や接触器の追加を出来る限り抑えた新たなバッテリシステムが求められている。また、鉄道車両では、各種機器の搭載スペースには限りが有る。このため、省スペースを実現し得る新たなバッテリシステムも求められている。本発明はこのような事情に鑑みてなされたものである。

上記課題を解決するための第１の発明は、
所与の相電圧指令値を用いてスイッチング素子を制御することで直流電力を交流電力に変換してトランスを介して補機に出力する電力変換装置（例えば、図２の電力変換装置１００）を、電気車の主電動機を駆動制御する主回路（例えば、図１の主変換装置２０）と並列に直流電力ラインに接続して備えた補機用電力変換システム（例えば、図２の補助電源装置４０）であって、
前記トランスの１次側の中性点に接続したバッテリ装置（例えば、図２のバッテリ装置１２４）と、
前記相電圧指令値をバイアスさせる制御を行う制御部（例えば、図２の制御部１３０）と、
を備え、前記制御部による前記相電圧指令値のバイアス制御によって、前記電力変換装置の出力に係るゼロ相電圧を制御して前記バッテリ装置を充放電させ、放電時の前記バッテリ装置の放電電力が前記補機及び前記直流電力ラインに供給されることを特徴とする補機用電力変換システムである。

また、他の発明として、
電気車の主電動機を駆動制御する主回路と並列に直流電力ラインに接続された、所与の相電圧指令値を用いてスイッチング素子を制御することで直流電力を交流電力に変換してトランスを介して補機に出力する電力変換装置と、前記トランスの１次側の中性点に接続されたバッテリ装置とを備えた補機用電力変換システムの制御方法であって、
前記相電圧指令値をバイアス制御することで、前記電力変換装置の出力に係るゼロ相電圧を制御して前記バッテリ装置を充放電させ、放電時に前記バッテリ装置の放電電力を前記補機及び前記直流電力ラインに供給させる、
制御方法を構成しても良い。

この第１の発明等によれば、直流電力を交流電力に変換して補機に出力する電力変換装置を備える補機用電力変換システムにおいて、バッテリ装置を電力変換装置の出力トランスの１次側の中性点に接続して構成し、電力変換装置に対する相電圧指令値をバイアス制御することで、バッテリ装置の充放電を制御することができる。すなわち、バッテリ装置は、トランスの１次側の中性点に接続されており、電力変換装置の出力電圧のゼロ相電圧によって充電される。このため、電力変換装置の相電圧の電圧指令値をバイアス制御することで、電力変換装置の出力電圧の交流成分を変化させることなく、ゼロ相電圧を制御することができる。これにより、電力変換装置として従来の静止形インバータ（ＳＩＶ）を用いることで、コストを抑えた新たなバッテリシステムを実現できる。また、補機側の回路にバッテリ装置を接続して構成されるため、バッテリ装置の設置の自由度が増し、省スペースに貢献し得る。

また、第２の発明として、第１の発明の補機用電力変換システムであって、
前記電力変換装置の入力段に設けられたフィルタコンデンサ（例えば、図２のフィルタコンデンサＦＣ１）の電圧（以下「フィルタコンデンサ電圧」という。）に係る充放電制御許容範囲が、前記直流電力ラインの電圧変動範囲及び前記電力変換装置の出力交流電圧の関係に基づいて定まる前記ゼロ相電圧の変更可能範囲内となるように設定され、
前記制御部は、前記フィルタコンデンサ電圧が前記充放電制御許容範囲内の場合に、前記バイアス制御を行う、
補機用電力変換システムを構成しても良い。

この第２の発明によれば、電力変換装置の入力電圧となるフィルタコンデンサ電圧が充放電制御許容範囲内の場合に、相電圧指令値のバイアス制御が行われる。充放電制御許容範囲は、直流電力ラインの電圧変動範囲、及び、電力変換装置の出力交流電圧の関係に基づいて定まるゼロ相電圧の変更可能範囲である。

また、第３の発明として、第２の発明の補機用電力変換システムであって、
前記フィルタコンデンサ電圧が前記充放電制御許容範囲外の場合に、前記中性点と前記バッテリ装置との接続を遮断し、前記バイアス制御を抑止する、
補機用電力変換システムを構成しても良い。

この第３の発明によれば、フィルタコンデンサ電圧が充放電制御許容範囲外の場合には、トランスの中性点とバッテリ装置との接続を遮断し、相電圧指令値のバイアス制御が抑止される。

また、第４の発明として、第１〜第３の何れかの発明の補機用電力変換システムであって、
前記制御部は、
前記フィルタコンデンサ電圧を用いて充放電電流指令値を算出する手段（例えば、図８の充放電電流指令生成部１３１）と、
前記充放電電流指令値と、前記バッテリ装置のバッテリ電流及びバッテリ電圧とを用いて、前記バッテリ電流を前記充放電電流指令値に近づけるための所要ゼロ相電圧を算出する手段（例えば、図８の電流制御器１３２）と、
を有し、前記所要ゼロ相電圧と、前記フィルタコンデンサ電圧に基づく基準電圧との差を用いて前記相電圧指令値のバイアスを制御する、
補機用電力変換システムを構成しても良い。

この第４の発明によれば、フィルタコンデンサ電圧を用いて算出された充放電電流指令値と、バッテリ装置のバッテリ電流及びバッテリ電圧とを用いて、バッテリ電流を充放電電流指令値に近づけるための所要ゼロ相電圧が算出され、この所要ゼロ相電圧とフィルタコンデンサ電圧に基づく基準電圧との差を用いて、相電圧指令値のバイアスが制御される。

実施形態における電気車の主回路構成図。 補助電源装置の構成図。 単相インバータの回路構成図。 単相インバータの出力電圧の波形図。 単相インバータの出力電圧の波形図。 フィルタコンデンサ電圧に応じたインバータ動作の余裕の説明図。 ゼロ相電圧の制御可能領域の一例を示す図。 制御部の機能構成図。 充放電電流指令の生成の説明図。 主回路への電力供給動作の説明図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、本発明を直流電気車に適用した場合を説明するが、本発明を適用可能な実施形態がこれに限定されるものではない。

［構成］
図１は、本実施形態における電気車の主回路構成を示す図である。図１によれば、本実施形態の直流電化区間を走行する直流電気車は、主電動機１０と、主電動機１０に駆動電力を供給する主回路である主変換装置２０と、補機３０に駆動電力を供給する補機用電力変換システムである補助電源装置４０とを備える。

主変換装置２０は、ＶＶＶＦインバータであり、入力側が、架線側遮断器ＨＢ１を介してパンタグラフ１に接続され、出力側が主電動機１０に接続されている。そして、入力される直流電力を三相交流電力に変換して主電動機１０に供給する。主電動機１０は、主変換装置２０から電力が供給されることで車軸を回転させるメインモータであり、例えば三相誘導電動機で実現される。なお、回生ブレーキ時には、主変換装置２０は、回生電力を架線側に出力する逆方向の動作となる。

補助電源装置４０は、入力側が、主変換装置２０と並列に架線側遮断器ＨＢ１を介してパンタグラフ１に接続され、出力側が補機３０に接続されている。すなわち、主回路と並列に直流電力ラインに接続されている。そして、補助電源装置４０の電力変換装置１００が、入力される直流電力を交流電力に変換して、空調装置や照明装置といった補助的な機器である補機３０に供給する（順方向動作）。また、電力変換装置１００は、電力変換装置１００の出力ゼロ相電圧とバッテリ装置１２４のバッテリ電圧との関係によっては、バッテリ装置１２４からの放電電力を直流電力ラインに戻す逆方向動作となる。

図２は、補助電源装置４０の構成図である。図２によれば、補助電源装置４０は、電力変換装置１００と、バッテリ用フィルタ回路１２２と、バッテリ側遮断器ＨＢ２と、バッテリ装置１２４と、制御部１３０とを備えて構成される。

電力変換装置１００は、静止形インバータ（ＳＩＶ）であり、入力フィルタ回路１０２と、インバータ部１０４と、出力フィルタ回路１０６と、出力トランス１０８とを有する。

入力フィルタ回路１０２は、直流リアクトルＦＬ１、及び、フィルタコンデンサＦＣ１を有するＬＣフィルタである。

インバータ部１０４は、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）それぞれに対応する３つのアームがブリッジ接続されて構成されている。各アームは２つのスイッチング素子が直列接続されて構成され、各スイッチング素子には逆流防止用のダイオードが逆並列接続されている。インバータ部１０４の入力端は、入力フィルタ回路１０２を介してパンタグラフ１に接続され、出力端は、出力フィルタ回路１０６を介して出力トランス１０８に接続されている。そして、インバータ部１０４は、制御部１３０からの出力電圧指令（相電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）に従ったＰＷＭ制御によって、入力電圧、すなわちフィルタコンデンサＦＣ１の両端電圧（フィルタコンデンサ電圧）Ｖｆｃを、三相交流電圧に変換して出力する。

出力フィルタ回路１０６は、インバータ部１０４の出力端それぞれに接続されたリアクトルと、デルタ結線されたコンデンサとを有する３相のＬＣフィルタである。出力トランス１０８は、Ｙ−Ｙ結線された絶縁用のトランスである。なお、出力トランス１０８は、１次側がＹ結線であれば良く、２次側の結線は問わない。

つまり、この電力変換装置１００では、入力された直流電圧は、入力フィルタ回路１０２によって高周波成分が除去され、インバータ部１０４によって三相交流電力に変換され、更に、出力フィルタ回路１０６によって不要な高域成分が除去された後、出力トランス１０８によって絶縁・変圧されて出力される。

バッテリ装置１２４は、例えば、リチウムイオンバッテリ等のバッテリセルを複数接続したバッテリモジュールを有して構成され、バッテリ側遮断器ＨＢ２、及び、バッテリ用フィルタ回路１２２を介して、電力変換装置１００の出力トランス１０８の１次側の中性点に接続されている。そして、バッテリ装置１２４は、その出力電圧（バッテリ電圧）Ｖｂと、出力トランス１０８の１次側の中性点電圧、すなわちインバータ部１０４から出力されるゼロ相電圧に応じて、充電或いは放電される。

すなわち、電力変換装置１００の出力電圧（出力トランス１０８の１次側の中性点電圧）が、バッテリ装置１２４のバッテリ電圧よりも高い場合には、電力変換装置１００の動作は、通常の順方向動作（順方向運転）となる。逆に、バッテリ電圧の方が高い場合には、電力変換装置１００は逆方向動作（逆方向運転）となり、バッテリ装置１２４からの充電電力を、電力変換装置１００の入力側である、直流電力ラインに戻すように動作することとなる。なお、この場合、バッテリ装置１２４の充電電力は、補機３０にも供給される。順方向動作と逆方向動作のどちらを行うかは、特別な制御の切り替えは必要なく、電力変換装置１００の出力ゼロ相電圧と、バッテリ装置１２４のバッテリ電圧との関係によって自動的に決まる。従って、電力変換装置１００の出力ゼロ相電圧を制御することで、バッテリ装置１２４の充放電を制御することができると言える。

バッテリ用フィルタ回路１２２は、リアクトルＦＬ２、及び、コンデンサＦＣ２を有するＬＣフィルタであり、直流電圧の高周波成分を除去する。

制御部１３０は、ＣＰＵや各種メモリ（ＲＯＭやＲＡＭ等）から構成されるコンピュータや各種の電子回路によって実現される。この制御部１３０は、インバータ部１０４に対する出力電圧指令（相電圧指令）Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成・出力して、補機３０への供給電力を制御する。更に、本実施形態の特徴として、インバータ部１０４の入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに基づき、出力電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をバイアス制御することで、バッテリ装置１２４の充放電を制御する。

制御部１３０によるバッテリの充放電制御について説明する。説明の簡明化のため、インバータ部１０４を三相インバータではなく、単相インバータであるとして説明するが、三相であっても原理は同じである。先ず、図３は、単相インバータの回路構成図である。単相インバータは、各相（Ｕ，Ｖ相）に対応する２本のアームが並列接続されて構成されており、入力電圧であるフィルタコンデンサＦＣの電圧（フィルタコンデンサ電圧）Ｖｆｃを、単相交流電圧Ｖｕｖに変換して出力する。出力電圧Ｖｕｖは、各相（Ｕ，Ｖ相）に対応するアームを構成する２つのスイッチング素子の接続点の電位である相電圧Ｖｕ，Ｖｖの差電圧である。

図４は、単相インバータの出力電圧Ｖｕｖを示す図である。図４では、各相（Ｕ，Ｖ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖと、出力電圧Ｖｕｖとを示している。各相（Ｕ，Ｖ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖは、振幅が等しく、互いに逆相の電圧である。また、その直流成分Ｖ０は、入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃの１／２である。そして、単相インバータの出力線間電圧Ｖｕｖは、Ｖｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖ、となる。この出力電圧Ｖｕｖは、各相の相電圧Ｖｕ，Ｖｖと周期は等しく、振幅は２倍となっている。また、その直流成分はゼロである。

続いて、図５に示すように、各相（Ｕ，Ｖ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖそれぞれについて、交流成分は変化させず、直流成分Ｖ０を電圧ΔＶ０だけ変化（増加）させた場合を考える。この場合、各相（Ｕ，Ｖ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖの差で決まるため、出力線間電圧Ｖｕｖは変化しない。

図３〜図５では、単相インバータについて説明したが、三相インバータについても同様である。すなわち、三相インバータの各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を一律に変化させた場合、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは変化しないため、出力電圧である三相交流電圧は変化しない。つまり、三相インバータであるインバータ部１０４において、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗそれぞれの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を一律に変化させても、出力される交流電圧には影響しない。

ところで、フィルタコンデンサ電圧は、主回路及び補助電源装置４０が並列接続されている直流電力ラインの電圧であり、架線電圧とも言える。直流電化区間では、電気車の走行状態（力行状態か回生状態か等）や、近隣を走行する電気車の有無等によって架線電圧が定格電圧に対して大きく変動する。このため、直流電気車に搭載される静止形インバータ（ＳＩＶ）は、架線電圧（ひいてはフィルタコンデンサ電圧）の変動を考慮して動作範囲が設計されている。例えば、架線電圧が定格１５００Ｖである場合、静止形インバータ（ＳＩＶ）は、入力電圧が下限の９００Ｖでは、出力交流電圧を正常に維持できる限界のため、動作範囲に余裕はない。しかし、通常想定される入力電圧（１５００Ｖ前後）においては、動作範囲に余裕を持った設計となっている。

本実施形態では、静止形インバータ（ＳＩＶ）であるインバータ部１０４の動作範囲の余裕を利用して、相電圧の直流成分（ゼロ相電圧）を可変する。動作範囲の余裕は、入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて異なる。

図６は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じた動作範囲の余裕を説明する図である。図６では、２相（Ｕ，Ｖ相）それぞれの相電圧Ｖｕ，Ｖｖを示している。また、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの振幅が４５０Ｖであり、インバータ部１０４の動作範囲は９００〜１８００Ｖであるとしている。

図６の（１）は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが、動作範囲の下限電圧である９００Ｖの場合である。この場合、各相（Ｕ，Ｖ相）の相電圧Ｖｕ，Ｖｖそれぞれの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０は、４５０Ｖ（＝９００Ｖ／２）となる。そして、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値は９００Ｖ（＝４５０Ｖ＋４５０Ｖ）、最小値は０Ｖ（＝４５０Ｖ−４５０Ｖ）となる。つまり、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値及び最小値が、それぞれ、動作範囲の上限電圧及び下限電圧に一致しているため、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの直流成分Ｖ０を変化させる「余裕」は無い。

また、図６の（２）は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが、動作範囲内の１５００Ｖの場合である。この場合、相電圧Ｖｕ，Ｖｖそれぞれの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０は、７５０Ｖ（＝１５００Ｖ／２）となる。そして、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値は１２００Ｖ（＝７５０Ｖ＋４５０Ｖ）、最小値は、３００Ｖ（＝７５０Ｖ−４５０Ｖ）となる。この場合、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの直流成分Ｖ０を変化させる「余裕」がある。すなわち、正側には、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値１２００Ｖと動作範囲の上限電圧１５００Ｖとの差である３００Ｖの「余裕」があり、負側には、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最小値３００Ｖと動作範囲の下限電圧０Ｖとの差である３００Ｖの「余裕」がある。つまり、相電圧Ｖｕ，Ｖｗの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を、４５０〜１０５０Ｖの範囲で変化させることができる。

また、不図示であるが、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが、動作範囲の上限電圧である１８００Ｖの場合には、相電圧Ｖｕ，Ｖｖそれぞれの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０は、９００Ｖ（＝１８００Ｖ／２）となる。そして、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値は１３５０Ｖ、最小値は４５０Ｖとなる。この場合、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの直流成分Ｖ０を変化させる「余裕」がある。正側には、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最大値１３５０Ｖと動作範囲の上限電圧１８００Ｖとの差である４５０Ｖの「余裕」があり、負側には、相電圧Ｖｕ，Ｖｖの最小値４５０Ｖと動作範囲の下限電圧０Ｖとの差である４５０Ｖの余裕がある。つまり、相電圧Ｖｕ，Ｖｗの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を、４５０〜１３５０Ｖの範囲で変化させることができる。

そして、図７は、この図６から得られる、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃと、相電圧Ｖｕ，Ｖｖそれぞれの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を制御可能な範囲との関係を示す図である。図７では、横軸をフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃ、縦軸を相電圧Ｖｕ，Ｖｖの直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０としている。三角形の領域が、相電圧の直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を制御可能な領域である。フィルタコンデンサ電圧Ｖｆが高くなるほど、相電圧の直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０の制御可能範囲が広くなっている。

このように、インバータ部１０４においては、出力電圧（交流電圧）を変化させることなく、相電圧の直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を変化させることが可能であり、このゼロ相電圧Ｖ０を変化させることが可能な電圧範囲（制御可能領域）は、入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて決まる。

また、本実施形態の補助電源装置４０において、バッテリ装置１２４は、出力トランス１０８の１次側の中性点に接続されている。つまり、バッテリ装置１２４は、インバータ部１０４の出力電圧である三相交流電圧の直流成分（ゼロ相電圧）に応じて充放電される。このため、インバータ部１０４への出力電圧指令（相電圧指令）に対して、直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を変化させるバイアス制御を行うことで、出力される三相交流電力の直流成分（ゼロ相電圧）を制御することができ、これにより、バッテリ装置１２４の充放電を制御することができる。

図８は、制御部１３０の機能構成を示す図である。図８によれば、制御部１３０は、充放電電流指令生成部１３１と、電流制御器１３２と、制御可否判断部１３４と、乗算器１３５と、出力電圧指令生成部１３７とを有する。

充放電電流指令生成部１３１は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて、バッテリ装置１２４の充放電電流（バッテリ電流）Ｉｂの指令Ｉｂｒｅｆを生成する。充放電電流指令Ｉｂｒｅｆは、「正値」が放電、「負値」が充電に相当する。

具体的には、入力される充放電許可の指令値が「０（不許可）」ならば、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆを「０（ゼロ）」とする。一方、充放電許可の指令値が「１（許可）」ならば、例えば図９に一例を示す関係に従って、フィルタコンデンサＶｆｃに応じて充放電電流指令Ｉｂｒｅｆを決定する。

図９は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃと、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆとの関係の一例を示す図である。図９に示す関係によれば、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが下限閾値ＶｆｃＬより低い場合には、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆを「正値」として、バッテリ装置１２４を放電させるように制御する。この場合、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆは、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが小さくなる（絶対値が大きくなる）ほど、大きくなるように定められている。

また、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが上限閾値ＶｆｃＨより高い場合には、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆを「負値」として、バッテリ装置１２４を充電させるように制御する。この場合、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆは、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが大きくなるほど、小さくなる（絶対値が大きくなる）ように定められている。また、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが、下限閾値ＶｆｃＬ以上であり、且つ、上限閾値ＶｆｃＨ以下の場合には、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆを「０（ゼロ）」として、バッテリ装置１２４を充放電させない。

下限閾値ＶｆｃＬ、及び、上限閾値ＶｆｃＨは、電気車の電源をバッテリ装置１２４のみとする単独運転とするか否かに応じて定められる。すなわち、バッテリ装置単独運転指令が「１（有り）」であり、且つ、架線側遮断器ＨＢ１の状態（投入／遮断）を示す架線側遮断器状態が「１（遮断）」である場合、つまり、バッテリ装置１２４の単独運転を行う場合には、下限閾値ＶｆｃＬ及び上限閾値ＶｆｃＨは、ともに等しく、架線電圧の定格電圧近傍の値（例えば、１５００Ｖ）とされる。この場合、力行時にはフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃは定格電圧以下になると考えられ、バッテリ装置１２４からの放電電力で主回路及び補機３０が動作することとなる（図１０（３）参照）。

それ以外の場合には、下限閾値ＶｆｃＬは、架線電圧の定格電圧より低い値（例えば、１２００Ｖ）とされ、上限閾値ＶｆｃＨは、架線電圧の定格電圧より高い値（例えば、１８００Ｖ）とされる。

下限閾値ＶｆｃＬ及び上限閾値ＶｆｃＨをこのように定めることで、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが上限閾値ＶｆｃＨより大きい場合にはバッテリ装置１２４を充電し、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが下限閾値ＶｆｃＬより小さい場合にはバッテリ装置１２４を放電するように制御することができる。なお、充放電許可指令や蓄電池単独運転指令は、制御部１３０の外部、例えば乗務員の操作によって運転台から入力されるものとする。

電流制御器１３２は、充放電電流指令生成部１３１によって生成された充放電電流指令Ｉｂｒｅｆと、バッテリ装置１２４の充放電電流（バッテリ電流）Ｉｂとの差分に対するＰＩ制御を行うことで、バッテリ電流Ｉｂが、充放電電流指令Ｉｂｒｅｆに追従するように、バッテリ装置１２４の充放電電圧指令（バッテリ電圧減算指令）ΔＶｂｒｅｆを生成する。

加算器１３３は、電流制御器１３２によって生成されたバッテリ電圧減算指令ΔＶｂｒｅｆと、バッテリ装置１２４の端子電圧（バッテリ電圧）Ｖｂとの差分（＝Ｖｂ−ΔＶｂｒｅｆ）を算出し、所要ゼロ相電圧Ｖ０ｒｅｑとする。

制御可否判断部１３４は、加算器１３３によって生成された所要ゼロ相電圧Ｖ０ｒｅｑが、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃによって定められる制御可能領域内か否かを判断し、その判断結果に応じてゼロ相電圧指令Ｖｒｅｆを生成する。制御可能領域は、図７に示したように、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて定められる縦軸の範囲である。そして、所要ゼロ相電圧Ｖ０ｒｅｑが制御可能領域内ならば、当該所要ゼロ相電圧Ｖ０ｒｅｑを、ゼロ相電圧指令Ｖ０ｒｅｆとして出力とするとともに、バッテリ側遮断器ＨＢ２の制御信号として投入指示を出力する。一方、所要ゼロ相電圧Ｖ０ｒｅｑが制御可能領域外ならば、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃの０．５倍の電圧（基準電圧）を、ゼロ相電圧指令Ｖ０ｒｅｆとして出力するとともに、バッテリ側遮断器ＨＢ２の制御信号として開放指示を出力する。

乗算器１３５は、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃを「０．５倍」した電圧（基準電圧）を生成する。加算器１３６は、制御可否判断部１３４によって生成されたゼロ相電圧指令Ｖ０ｒｅｆと、乗算器１３５によって生成された基準電圧との差を算出し、ゼロ相電圧加算指令ΔＶ０ｒｅｆとする。

出力電圧指令生成部１３７は、補機３０に供給する交流電力の出力電圧指令（相電圧指令）Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する。加算器１３８は、出力電圧指令生成部１３７によって生成された出力電圧指令（相電圧指令）Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊それぞれに、加算器１３８によって生成されたゼロ相電圧加算指令ΔＶ０ｒｅｆを加算（重畳）する。

［電力供給動作］
続いて、本実施形態の主回路への電力供給動作を説明する。先ず、図１０の（１）に示すように、電化区間において、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが定格電圧付近である場合、架線からの電力が主変換装置２０によって主電動機１０に供給される。また、架線からの電力は補助電源装置４０によって補機３０に供給されるとともに、バッテリ装置１２４への充電電力とされる。但し、架線側遮断器ＨＢ１は投入されているとする。また、図示していないが、回生ブレーキ等によって主変換装置２０が逆方向動作して、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが上昇した場合にも、バッテリ装置１２４が充電される。

一方、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが低下した場合には、同図の（２）に示すように、バッテリ装置１２４が放電され、その放電電力が補機３０に供給されるとともに、電力変換装置１００が逆方向動作となって直流電力ラインに電力が供給され、その電力が主変換装置２０を介して主電動機１０に供給される。いわゆる力行アシスト動作となる。

また、非電化区間や、架線からの電力供給が断たれた故障時等においては、同図の（３）に示すように、架線側遮断器ＨＢ１が遮断され、バッテリ装置１２４の単独運転となる。すなわち、フィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃが低下する結果、同図（２）と同じように作用して、バッテリ装置１２４が放電され、その放電電力が補機３０に供給されるとともに、主変換装置２０を介して主電動機１０に供給される。

［作用効果］
このように、本実施形態によれば、直流電力を交流電力に変換して補機３０に供給する補助電源装置４０は、静止形インバータ（ＳＩＶ）である電力変換装置１００が有する出力トランス１０８の１次側の中性点にバッテリ装置１２４が接続されて構成される。そして、制御部１３０は、インバータ部１０４の入力電圧であるフィルタコンデンサ電圧Ｖｆｃに応じて、インバータ部１０４に対する相電圧指令（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）をバイアス制御することで、インバータ部１０４の出力電圧の直流成分（ゼロ相電圧）Ｖ０を制御し、バッテリ装置１２４の充放電を制御する。これにより、電力変換装置としては従来のＳＩＶを利用することができるため、コストを抑えたバッテリシステムを実現することができる。また、主回路側の回路構成に接続するのではなく、補機側の回路構成にバッテリシステムを接続する構成であるため、設置スペースの自由度が高くなり、省スペースにも貢献し得る。

［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態はこれに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。

例えば、上述の実施形態では、直流電気車に本発明を適用した場合を説明したが、補助電源装置４０が直流電力ラインに主回路と並列に接続される構成であれば、交流電気車にも同様に適用することが可能である。

１ パンタグラフ、ＨＢ１ 架線側遮断器
１０ 主電動機、２０ 主変換装置（ＶＶＶＦインバータ）
３０ 補機
４０ 補助電源装置
１００ 電力変換装置（ＳＩＶ）
１０２ 入力フィルタ回路
ＦＬ１ 直流フィルタリアクトル、ＦＣ１ フィルタコンデンサ
１０４ インバータ部
１０６ 出力フィルタ回路、１０８ 出力トランス
１２２ バッテリ用フィルタ回路
ＦＬ２ リアクトル、ＦＣ２ コンデンサ
ＨＢ２ バッテリ側遮断器
１２４ バッテリ装置
１３０ 制御部
１３１ 充放電電流指令生成部、１３２ 電流制御器
１３３，１３６，１３８ 加算器、１３４ 制御可否判断部
１３５ 乗算器、１３７ 出力電圧指令生成部

Claims (5)

1. 所与の相電圧指令値を用いてスイッチング素子を制御することで直流電力を交流電力に変換してトランスを介して補機に出力する電力変換装置を、電気車の主電動機を駆動制御する主回路と並列に直流電力ラインに接続して備えた補機用電力変換システムであって、
   前記トランスの１次側の中性点に接続したバッテリ装置と、
   前記相電圧指令値をバイアスさせる制御を行う制御部と、
   を備え、前記制御部による前記相電圧指令値のバイアス制御によって、前記電力変換装置の出力に係るゼロ相電圧を制御して前記バッテリ装置を充放電させ、放電時の前記バッテリ装置の放電電力が前記補機及び前記直流電力ラインに供給されることを特徴とする補機用電力変換システム。
2. 前記電力変換装置の入力段に設けられたフィルタコンデンサの電圧（以下「フィルタコンデンサ電圧」という。）に係る充放電制御許容範囲が、前記直流電力ラインの電圧変動範囲及び前記電力変換装置の出力交流電圧の関係に基づいて定まる前記ゼロ相電圧の変更可能範囲内となるように設定され、
   前記制御部は、前記フィルタコンデンサ電圧が前記充放電制御許容範囲内の場合に、前記バイアス制御を行う、
   請求項１に記載の補機用電力変換システム。
3. 前記フィルタコンデンサ電圧が前記充放電制御許容範囲外の場合に、前記中性点と前記バッテリ装置との接続を遮断し、前記バイアス制御を抑止する、
   請求項２に記載の補機用電力変換システム。
4. 前記制御部は、
   前記フィルタコンデンサ電圧を用いて充放電電流指令値を算出する手段と、
   前記充放電電流指令値と、前記バッテリ装置のバッテリ電流及びバッテリ電圧とを用いて、前記バッテリ電流を前記充放電電流指令値に近づけるための所要ゼロ相電圧を算出する手段と、
   を有し、前記所要ゼロ相電圧と、前記フィルタコンデンサ電圧に基づく基準電圧との差を用いて前記相電圧指令値のバイアスを制御する、
   請求項１〜３の何れか一項に記載の補機用電力変換システム。
5. 電気車の主電動機を駆動制御する主回路と並列に直流電力ラインに接続された、所与の相電圧指令値を用いてスイッチング素子を制御することで直流電力を交流電力に変換してトランスを介して補機に出力する電力変換装置と、前記トランスの１次側の中性点に接続されたバッテリ装置とを備えた補機用電力変換システムの制御方法であって、
   前記相電圧指令値をバイアス制御することで、前記電力変換装置の出力に係るゼロ相電圧を制御して前記バッテリ装置を充放電させ、放電時に前記バッテリ装置の放電電力を前記補機及び前記直流電力ラインに供給させる、
   制御方法。
   
   
   

Images