JP5975833B2 - Power converter - Google Patents
Power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP5975833B2 JP5975833B2 JP2012226546A JP2012226546A JP5975833B2 JP 5975833 B2 JP5975833 B2 JP 5975833B2 JP 2012226546 A JP2012226546 A JP 2012226546A JP 2012226546 A JP2012226546 A JP 2012226546A JP 5975833 B2 JP5975833 B2 JP 5975833B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- drive circuit
- positive
- capacitor
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 192
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 23
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 11
- 239000000463 material Substances 0.000 claims description 7
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 5
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 claims description 4
- 229910002601 GaN Inorganic materials 0.000 claims description 2
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 2
- 239000010432 diamond Substances 0.000 claims description 2
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 30
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものであり、特に電力変換装置のスイッチング素子のゲート電極に正負のバイアス電圧を出力可能なゲート駆動回路を備えた電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power to AC power or converts AC power to DC power, and in particular, can output positive and negative bias voltages to the gate electrode of a switching element of the power conversion device. The present invention relates to a power conversion device including a gate drive circuit.
近年、電力変換装置において、そのスイッチング素子にシリコンカーバイド(SiC)などのワイドバンドギャップ半導体を用いた研究や開発が行われている。SiCを用いたスイッチング素子を直列に組み合わせてレグ(主回路)を構成し、その高電位側のスイッチング素子(上アームスイッチ)と低電位側のスイッチング素子(下アームスイッチ)とをスイッチングさせて電力変換を行う電力変換装置が実用化されつつある。 In recent years, research and development using a wide band gap semiconductor such as silicon carbide (SiC) as a switching element in a power conversion device has been performed. A leg (main circuit) is formed by combining switching elements using SiC in series, and switching is performed between the switching element on the high potential side (upper arm switch) and the switching element on the low potential side (lower arm switch). Power conversion devices that perform conversion are being put into practical use.
SiC等のワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子は、シリコン(Si)を用いたスイッチング素子に比べてゲート閾値電圧が低いので、スイッチング素子を確実にオフ状態にするためには、そのゲート電極とソース電極との間に負バイアスを加える、すなわちゲート・ソース間電圧(適宜、単にゲート電圧と呼ぶ)を負電圧にする必要がある。 Since a switching element using a wide bandgap semiconductor such as SiC has a lower gate threshold voltage than a switching element using silicon (Si), in order to surely turn off the switching element, its gate electrode and It is necessary to apply a negative bias between the source electrode, that is, a gate-source voltage (referred to as a gate voltage as appropriate) is a negative voltage.
特許文献1には、直流電力を交流電力に変換するインバータ(電力変換装置)のスイッチング素子であるパワーMOS・FETのゲートを正バイアス電圧及び負バイアス電圧を印加するパワーMOS・FETドライブ回路が記載されている。このパワーMOS・FETドライブ回路は、2個直列に接続される第1および第2のパワーMOS・FETと、この第1のパワーMOS・FET(上アームスイッチ)を駆動する第1の駆動回路と、第2のパワーMOS・FET(下アームスイッチ)を駆動する第2の駆動回路と、第1の駆動回路に電源を供給する第1の電源と、第2の駆動回路に電源を供給する第2の電源とを備え、第1の電源は、第2の電源によって充電される第1のコンデンサと、この第1のコンデンサの放電によって充電される第2のコンデンサとを有し、この第2のコンデンサの一方の端子を第1のパワーMOS・FETのソースに接続し、第1のパワーMOS・FETのソースより低い電圧となる第2のコンデンサの他方の端子を第1の駆動回路の一方の電源とするものである。これにより第2のパワーMOS・FETのゲートに逆バイアス(負バイアス)を印加後に順バイアス(正バイアス)を印加して、スイッチング速度を上げようとしていた。
特許文献1に示されたパワーMOS・FETドライブ回路(ゲート駆動回路)は、上アームスイッチのゲート電圧を生成する回路と、下アームスイッチのゲート電圧を生成する回路とを下アームスイッチのゲート電圧を生成する回路を駆動する電源のみで制御することが可能である。しかしながら、特許文献1のパワーMOS・FETドライブ回路では、パワーMOS・FETのオン動作(導通)時において、上アームスイッチのゲート電圧の振幅と下アームスイッチのゲート電圧の振幅とが異なるため、上アームスイッチと下アームスイッチの特性とが極端に異なるという問題があった。
A power MOS • FET drive circuit (gate drive circuit) disclosed in
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、下アームスイッチのゲート電圧を生成する電源のみで上アームスイッチのゲート電圧及び下アームスイッチのゲート電圧を、各スイッチのオン動作(導通)時及びオフ動作(遮断)時において同等にできる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and the gate voltage of the upper arm switch and the gate voltage of the lower arm switch can be obtained by using only the power source for generating the gate voltage of the lower arm switch. It is an object of the present invention to provide a power conversion device that can be made equivalent at the time of ON operation (conduction) and OFF operation (cutoff).
本発明に係る電力変換装置は、直列に接続された正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路と、上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路に直流電力を供給する駆動回路電源とを備える。上アーム駆動回路は、正極側のスイッチング素子への駆動信号を出力する駆動回路と、駆動回路の正電圧入力端と正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、駆動回路の正電圧入力端側に駆動回路電源の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタと、駆動回路の正電圧入力端とスイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部、第2のキャパシタ、及び整流ダイオードと、第2のキャパシタの正極側とスイッチング素子接続部との間に接続され、正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子と、第2のキャパシタの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオードとを有し、駆動回路は、負電圧入力端が、整流ダイオードのアノード及び第2のキャパシタの接続点に接続され、充電電流制限部は、順次直列に接続された、正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と同じ状態に制御される第2の制御スイッチング素子、充電電流制限抵抗器、及び第2の整流ダイオードを備え、第2の整流ダイオードはアノードが充電電流制限抵抗器に接続され、第2の制御スイッチング素子と充電電流制限抵抗器とが接続された中間接続部にカソードが接続され、第2の整流ダイオードのカ
ソード側にアノードが接続された第3の整流ダイオードを有し、制御スイッチング素子は、中間接続部とスイッチング素子接続部との間に接続されたことを特徴とする。
The power conversion device according to the present invention includes an upper arm driving circuit and a lower arm driving circuit that generate driving signals for driving each of a positive-side switching element and a negative-side switching element connected in series, and an upper arm driving circuit. And a drive circuit power supply for supplying DC power to the lower arm drive circuit. The upper arm driving circuit includes a driving circuit that outputs a driving signal to the positive-side switching element, and a switching element connecting portion to which the positive voltage input terminal of the driving circuit is connected to the positive-side switching element and the negative-side switching element. A first capacitor that is charged between the positive voltage input terminal of the drive circuit and DC power from the positive side of the drive circuit power supply, and between the positive voltage input terminal of the drive circuit and the switching element connecting portion. The charging current limiting unit, the second capacitor, and the rectifier diode, which are sequentially connected in series, are connected between the positive electrode side of the second capacitor and the switching element connection unit, and the on / off state of the switching element on the positive electrode side And a control switching element that is controlled in the opposite state, and a constant voltage diode that limits the charging voltage of the second capacitor to a certain value or less, and the drive circuit includes: The voltage input terminal connected to a connection point of the anode and the second capacitor of the rectifier diode, the charging current limiting unit is controlled sequentially connected in series, the same state as the on-off states of the switching elements of the positive side Two control switching elements, a charging current limiting resistor, and a second rectifying diode, the second rectifying diode having an anode connected to the charging current limiting resistor, the second control switching element and the charging current limiting resistor And the cathode is connected to the intermediate connection portion to which the second rectifier diode is connected.
The anode has a third rectifier diode connected to the sword side, and the control switching element is connected between the intermediate connection part and the switching element connection part .
本発明に係る電力変換装置によれば、上アーム駆動回路を正極側のスイッチング素子である上アームスイッチに正電圧及び負電圧の駆動信号を出力するブートストラップ駆動回路として構成したので、下アームスイッチのゲート電圧を生成する電源のみで上アームスイッチのゲート電圧及び下アームスイッチのゲート電圧を、各スイッチのオン動作時及びオフ動作時において同等にできる。 According to the power conversion device of the present invention, the upper arm drive circuit is configured as a bootstrap drive circuit that outputs a positive voltage and a negative voltage drive signal to the upper arm switch that is a positive-side switching element. The gate voltage of the upper arm switch and the gate voltage of the lower arm switch can be made equal during the on operation and the off operation of each switch with only the power source that generates the gate voltage.
実施の形態1.
図1は本発明の実施の形態1によるゲート駆動回路を示す回路図であり、図2は本発明の実施の形態1による電力変換装置を適用した電気駆動システムの一例を示す回路図である。ここでは、電力変換装置103のアームスイッチとしてFET(Field-Effect-Transistor)を用いた例を説明する。電気駆動システム96は、三相交流電源101、整流器102、電力変換装置103、制御回路104及び電動機105から、構成されている。
三相交流電源101を整流器102で直流電力に変換し、電力変換装置103で3相交流に変換して電動機105に供給する。このとき、制御回路104は電動機105の回転数やトルクを制御するために電力変換装置103の動作を制御する。電力変換装置103は、正極の直流入力端子(正極直流端子)91P及び負極の直流入力端子(負極直流端子)91Nと、ゲート駆動回路用の正極の直流電源端子90P及び負極の直流電源端子90Nと、信号入力端子94U、94V、94W、95U、95V、95Wと、三相交流電力を出力するU相の交流出力端子(交流端子)92U、V相の交流出力端子(交流端子)92V及びW相の交流出力端子(交流端子)92Wを有する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of an electric drive system to which the power conversion device according to the first embodiment of the present invention is applied. Here, an example in which an FET (Field-Effect-Transistor) is used as an arm switch of the
A three-phase
整流器102は、6つの整流ダイオード21と、キャパシタ22とを有する。整流器102は第1の直流電源である。電力変換装置103は、駆動回路電源108と、UVW各相に対応してレグ(主回路)93U、93V、93Wと、レグ93Uに対応した上アーム駆動回路8u及び下アーム駆動回路9uと、レグ93Vに対応した上アーム駆動回路8v及び下アーム駆動回路9vと、レグ93Wに対応した上アーム駆動回路8w及び下アーム駆動回路9wとを備える。レグ93U、93V、93Wの構成は、同じである。上アーム駆動回路8u、8v、8wの構成は同じであり、下アーム駆動回路9u、9v、9wの構成は同じである。上アーム駆動回路8u、8v、8wは、ブートストラップ型のゲート駆動回路であり、下アーム駆動回路9u、9v、9wは、通常型のゲート駆動回路である。
The
レグ93Uは、整流器102で直流に変換され、直流入力端子91Pから入力された母線電圧の高電位側とU相線との間をスイッチングする高電位側アーム(上アーム)を構成する上アームスイッチ1u及び還流ダイオード3uと、同様に整流器2で直流に変換され、直流入力端子91Nから入力された母線電圧の低電位側とU相線との間をスイッチングする低電位側アーム(下アーム)を構成する下アームスイッチ2u及び還流ダイオード4uとを有する。
レグ93Vは、直流入力端子91Pから入力された母線電圧の高電位側とV相線との間をスイッチングする高電位側アーム(上アーム)を構成する上アームスイッチ1v及び還流ダイオード3vと、直流入力端子91Nから入力された母線電圧の低電位側とV相線との間をスイッチングする低電位側アーム(下アーム)を構成する下アームスイッチ2v及び還流ダイオード4vとを有する。レグ93Wは、直流入力端子91Pから入力された母線電圧の高電位側とW相線との間をスイッチングする高電位側アーム(上アーム)を構成する上アームスイッチ1w及び還流ダイオード3wと、直流入力端子91Nから入力された母線電圧の低電位側とW相線との間をスイッチングする低電位側アーム(下アーム)を構成する下アームスイッチ2w及び還流ダイオード4wとを有する。
The
なお、上アームスイッチ1u、1v、1wは正極側のスイッチング素子であり、下アームスイッチ2u、2v、2wは負極側のスイッチング素子である。図1及び図2では、上アームスイッチ1u、1v、1w及び下アームスイッチ2u、2v、2wとして、n型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor)を用いた場合の構成例が示されており、並列接続された還流ダイオード3u、3v、3w、4u、4v、4wはボディーダイオードが示されているが、これに限定するものではない。
The
上アーム駆動回路8u及び下アーム駆動回路9uは、それぞれ上アームスイッチ1u及び下アームスイッチ2uを駆動する。上アーム駆動回路8v及び下アーム駆動回路9vは、それぞれ上アームスイッチ1v及び下アームスイッチ2vを駆動する。上アーム駆動回路8w及び下アーム駆動回路9wは、それぞれ上アームスイッチ1w及び下アームスイッチ2wを駆動する。上アーム駆動回路8u、8v、8wは、対応する上アームスイッチ1u、1v、1wを駆動する駆動信号を生成し、この駆動信号を対応する上アームスイッチ1u、1v、1wのゲート電極Gに出力する。下アーム駆動回路9u、9v、9wは、対応する下アームスイッチ2u、2v、2wを駆動する駆動信号を生成し、この駆動信号を対応する下アームスイッチ2u、2v、2wのゲート電極Gに出力する。制御回路104は、上アーム駆動回路8u、8v、8wのそれぞれに、信号入力端子94U、94V、94Wから制御信号を出力する。また、制御回路104は、下アーム駆動回路9u、9v、9wのそれぞれに、信号入力端子95U、95V、95Wから制御信号を出力する。
The upper
駆動回路電源108は、直列に接続された第2の直流電源(正極側の直流電源)6と第3の直流電源(負極側の直流電源)7とを有する。第2の直流電源6の負極端側と、第3の直流電源7の正極端側が接続されており、その接続点(電源接続点)は整流器102の負極の直流入力端子91Nに接続されている。第2の直流電源6の正極端側は正極の直流電源端子90Pに接続され、第3の直流電源7の負極端側は負極の直流電源端子90Nに接続される。上アーム駆動回路8u、8v、8wの正極側(正電圧入力端)と、下アーム駆動回路9u、9v、9wの正極側(正電圧入力端)とには、直流電源端子90Nを基準とした正電圧が正極の直流電源端子90Pから供給される。下アーム駆動回路9u、9v、9wの負極側(負電圧入力端)低電位側には、直流電源端子90Nを基準とした負電圧が負極の直流電源端子90Nから供給される。また、上アーム駆動回路8u、8v、8wの負極側(負電圧入力端)は、それぞれ交流出力端子92U、92V、92Wに接続されている。
The drive
図1において、レグ93Uの正極側PUは直流入力端子91Pに接続され、レグ93Uの負極側NUは直流入力端子91Nに接続される。レグ93Uの正極側PUは上アームスイッチ1uのドレイン電極Dに接続され、レグ93Uの負極側NUは下アームスイッチ2uのソース電極Sに接続される。上アームスイッチ1uと下アームスイッチ2uとが接続されたスイッチング素子接続部は、出力部OUTを構成し、出力部OUTは交流出力端子92Uに接続されている。すなわち、上アームスイッチ1uのソース電極Sと下アームスイッチ2uのドレイン電極Dとは共通に接続されて出力部OUTを構成している。
In FIG. 1, the positive side PU of the
なお、上アームスイッチ1uでは、ソース電極Sに還流ダイオード3uのアノードが接続され、ドレイン電極Dに還流ダイオード3uのカソードが接続されている。同様に、下アームスイッチ2uでは、ソース電極Sに還流ダイオード4uのアノードが接続され、ドレイン電極Dに還流ダイオード4uのカソードが接続されている。還流ダイオード3u、4uにはMOSFETのボディーダイオードの他にSBD(Schottky Barrier Diode)を使用することが可能である。
In the
上アーム駆動回路8uは、駆動回路31uと、第1のキャパシタ32uと、第2のキャパシタ33uと、2つの整流ダイオード34u、35uと、2つの充電電流制限抵抗器36u、37uと、定電圧ダイオード38uと、制御スイッチング素子39uとを有する。充電電流制限抵抗器37uは充電電流制限部であり、抵抗器の代わりにトランジスタを用いても良い。上アーム駆動回路8uは、ブートストラップ駆動回路である。第1のキャパシタ32uの負極端側は、整流ダイオード35uのカソード、定電圧ダイオード38uのアノード、制御スイッチング素子39uのソース電極Sと共に交流出力端子92Uに接続されている。第1のキャパシタ32uの正極端側は、整流ダイオード34uのカソードと充電電流制限抵抗器37uの一端と共に、駆動回路31uの駆動電圧入力端に接続されている。充電電流制限抵抗器37uの他端は、第2のキャパシタ33uの正極端側、定電圧ダイオード38uのカソード、制御スイッチング素子39uのドレイン電極Dに接続されている。定電圧ダイオード38uは、第2のキャパシタ33uの充電電圧を一定値以下に制限する。なお、図1において制御スイッチング素子39uはFETで示しているがこれに限定するものではない。
The upper
駆動回路31uの負電圧入力端には第2のキャパシタ33uの負極端側と、整流ダイオード35uのアノードが接続されている。駆動回路31uは、信号入力端子94Uを介して制御回路104から入力される制御信号Sig1u(図示せず)に従って上アームスイッチ1uをオン動作及びオフ動作させるようになっている。制御スイッチング素子39uは制御信号Sig1uに従ってオン動作及びオフ動作するようになっている。ただし、制御スイッチング素子39uは、上アームスイッチ1uとは逆の動作を行う、すなわち上アームスイッチ1uのオンオフ状態と逆の状態に制御される。上アームスイッチ1uがオン動作の際は、制御スイッチング素子39uはオフ動作であり、上アームスイッチ1uがオフ動作の際は、制御スイッチング素子39uはオン動作である。
The negative voltage input end of the
第2の直流電源6と第3の直流電源7は直列接続されている。すなわち第2の直流電源6の負極端側と第3の直流電源7の正極端側が接続されており、第2の直流電源6の負極端側と第3の直流電源7の正極端側とが接続された接続点は整流器102の負極が接続されている直流入力端子91Nに接続されている。レグ93Uの負極側NU、すなわち下アームスイッチ2uのソース電極Sは、第2の直流電源6の負極端側と第3の直流電源7の正極端側との接続点に接続される。
The second
第2の直流電源6の正極端側に接続された直流電源端子90Pは、下アーム駆動回路9uの駆動電圧入力端と、充電電流制限抵抗器36uの一端に接続されており、充電電流制限抵抗器36uの他端は整流ダイオード34uのアノードに接続されている。下アーム駆動回路9uは、信号入力端子95Uを介して制御回路104から入力される制御信号Sig2u(図示せず)に従って下アームスイッチ2uをオン動作及びオフ動作するようになっている。
The DC
上アーム駆動回路8uの第1のキャパシタ32uは、上アームスイッチ1uをオンオフ駆動(オン駆動及びオフ駆動)する駆動回路31uに正電圧の駆動電圧を供給する。そして、第2のキャパシタ33uは、駆動回路31uに負電圧の駆動電圧を供給する。駆動回路31uは、上アームスイッチ1uをオン駆動する場合は、上アームスイッチ1uのゲート電極Gに正電圧を出力し、上アームスイッチ1uをオフ駆動する場合は、上アームスイッチ1uのゲート電極Gに負電圧を出力する。
The
また、第2の直流電源6は、下アームスイッチ2uをオンオフ駆動する下アーム駆動回路9uに正電圧の駆動電圧を供給する。そして、第3の直流電源7は、下アーム駆動回路9uに負電圧の駆動電圧を供給する。下アーム駆動回路9uは、下アームスイッチ2uをオン駆動する場合は、下アームスイッチ2uのゲート電極Gに正電圧を出力し、下アームスイッチ2uをオフ駆動する場合は、下アームスイッチ2uのゲート電極Gに負電圧を出力する。
The second
次に、図3、図4を参照して、図1に示す上アーム駆動回路8uの動作について説明する。図3は、図1に示した第1のキャパシタ32uの充電経路を説明する図である。第1のキャパシタ32uの充電経路23は、上アーム駆動回路8uの駆動電源となる第1のキャパシタ32uを下アームスイッチ2uのオン時に充電する充電経路である。図4は、図1に示した第2のキャパシタ33uの充電経路を説明する図である。第2のキャパシタ33uの充電経路24は、上アームスイッチ1uをオフ駆動する場合に負バイアス電圧を印加する電源となる上アーム駆動回路8uの第2のキャパシタ33uを、上アームスイッチ1uのオン時に充電する充電経路である。
Next, the operation of the upper
第1のキャパシタ32uの充電について説明する。下アーム駆動回路9uに下アームスイッチ2uをオン駆動するように制御するオン制御信号が入力されると、第2の直流電源6から下アーム駆動回路9uに供給されたオン駆動用電圧(オン電圧)を、下アームスイッチ2uのゲート・ソース(G−S)間に出力し、下アームスイッチ2uをオン動作状態にする。このとき、上アーム駆動回路8uの駆動回路31uは、上アームスイッチ1uをオフ駆動するように制御するオフ制御信号が入力され、第2のキャパシタ33uの負極端側から駆動回路31uに供給されたオフ駆動用電圧(オフ電圧)を、上アームスイッチ1uのゲート・ソース(G−S)間に出力し、上アームスイッチ1uをオフ動作状態にする。このとき、制御スイッチング素子39uにはオン信号が入力され、制御スイッチング素子39uはオン状態となる。第2のキャパシタ33uの負極端側から供給されるオフ電圧については、後述する。
The charging of the
下アームスイッチ2uがオン動作状態にある期間では、図3に示したように、充電経路23が形成される。充電経路23は、第2の直流電源6の正極端側から順次、充電電流制限抵抗器36u、整流ダイオード34u、第1のキャパシタ32u、出力部OUT、下アームスイッチ2uを経由して、第2の直流電源6の負極端側へと一巡する経路である。第1のキャパシタ32uは、充電経路23により第2の直流電源6から充電される。
In the period in which the
次に、駆動回路31uにオン制御信号が入力されると、第1のキャパシタ32uから駆動回路31uに供給されたオン駆動用電圧(オン電圧)を、上アームスイッチ1uのゲート・ソース(G−S)間に出力し、上アームスイッチ1uをオン動作状態にする。このとき、上アームスイッチ1u及び下アームスイッチ2uは、互いに反対の状態に制御されるので、下アームスイッチ2uはオフ制御される。
Next, when an ON control signal is input to the
上アームスイッチ1uがオン動作状態にある期間では、図4に示したように、充電経路24が形成される。充電経路24は、第1のキャパシタ32uの正極端側から順次、充電電流制限抵抗器37u、第2のキャパシタ33u、整流ダイオード35u、第1のキャパシタ32uの負極端側と一巡する経路である。第2のキャパシタ33uは、充電経路24により第1のキャパシタ32uから充電される。第2のキャパシタ33uには定電圧ダイオード38uが並列接続されているため、第2のキャパシタ33uには、その負極端側と正極端側との間の電圧が一定値以下になるように、一定量の充電が行われる。
In the period in which the
上アームスイッチ1u及び下アームスイッチ2uは、互いに反対の状態に制御されるので、上アームスイッチ1uがオン動作したときは、下アームスイッチ2uはオフ動作している。このとき、下アームスイッチ2uのゲート・ソース(G−S)間には第3の直流電源7から負バイアス電圧が供給されるので、下アームスイッチ2uはそのオフ動作状態を確実に維持する。下アームスイッチ2uはオフ動作状態に維持されるので、第2のキャパシタ33uは、充電経路24により第1のキャパシタ32uから確実に充電される。
Since the
次に、再び下アームスイッチ2uがオン動作したときには、上アームスイッチ1uはオフ動作している。上アームスイッチ1uがオフ動作している期間、制御スイッチング素子39u及び下アームスイッチ2uはオン動作しているため、第2のキャパシタ33uの正極端側は直流入力端子91Nの電位になり、第2のキャパシタ33uの負極端側は正極端側に対して負電位になるので、上アームスイッチ1uのゲート・ソース(G−S)間には第2のキャパシタ33uから負バイアス電圧が供給され、上アームスイッチ1uはそのオフ動作状態を確実に維持する。
Next, when the
上述した上アーム駆動回路8uの動作を、図5の電圧波形図を用いて説明する。図5は、本発明の実施の形態1によるゲート駆動回路の電圧波形図である。図5(a)は、駆動回路31u及び制御スイッチング素子39uの制御信号Sig1uの電圧波形図である。図5(b)は、第1のキャパシタ32uの電圧V32の波形図である。図5(c)は、上アームスイッチ1uのゲート・ソース間電圧(ゲート電圧)V1の波形図であり、図5(d)は下アームスイッチ2uのゲート・ソース間電圧(ゲート電圧)V2の波形図である。図5(e)は、第2のキャパシタ33uの電圧V33の波形図である。図5(a)から
図(e)において、縦軸はいずれも電圧であり、横軸はいずれも時間である。第1のキャパシタ32uの電圧V32及び第2のキャパシタ33uの電圧V33は、いずれも負極端側から正極端側方向への電圧である。
The operation of the upper
運転開始時の時刻t0では、上アームスイッチ1uの駆動電圧である第1のキャパシタ32uの電圧は0Vであるので、運転開始直後の期間T0(時刻t0から時刻t1までの期間)では、第1のキャパシタ32uを充電する必要がある。期間T0では、上アームスイッチ1uをその期間内、オフ動作状態に設定し、下アームスイッチ2uをその期間内、オン動作状態に設定する。すなわち、下アーム駆動回路9uを動作させ、図5(d)に示すようにゲート電圧V2を第2の直流電源6の電圧V6にし、図3に示した充電経路23を形成して第1のキャパシタ32uを充電する。第1のキャパシタ32uの電圧V32は、図5(b)に示すように、充電電流制限抵抗器36uと第1のキャパシタ32uの容量との時定数に従って上昇する。
Since the voltage of the
期間T0では、駆動回路31uは、上アームスイッチ1uを制御スイッチング素子39uと逆状態であるオフ動作状態になるように、上アームスイッチ1uに第2のキャパシタ33uの負極端側からオフ駆動用電圧(オフ電圧)を供給する。図5(e)に示すように、期間T0では、第2のキャパシタ33uはまだ充電されていないので、第2のキャパシタ33uの電圧V33は0Vであり、図5(c)に示すようにゲート電圧V1は0Vとなる。期間T0の後方では、第1のキャパシタ32uは十分に充電され、第1のキャパシタ32uの電圧V32は第2の直流電源6の電圧V6まで上昇している。
In the period T0, the
次に、時刻t1になると図5(a)に示すように制御信号Sig1uを立ち下げ、期間T1(時刻t1から時刻t2までの期間)では、上アームスイッチ1uをオン動作状態に設定し、制御スイッチング素子39uをオフ動作状態に設定する。期間T1では、駆動回路31uは、上アームスイッチ1uに第1のキャパシタ32uの正極端側からオン駆動用電圧(オン電圧)、すなわち電圧V32を供給する。これにより、図5(c)に示すように上アームスイッチ1uのゲート電圧V1は第1のキャパシタ32uの電圧V32が供給され、上アームスイッチ1uがオン動作状態となる。
Next, at time t1, as shown in FIG. 5A, the control signal Sig1u is lowered, and during the period T1 (period from time t1 to time t2), the
このように、制御信号Sig1uが0Vになることにより、上アームスイッチ1uはオン状態になり、制御スイッチング素子39uはオフ状態になる。その結果、駆動回路31uは、オン駆動用電圧を上アームスイッチ1uに供給し、同時に図4に示した充電経路24により第2のキャパシタ33uを充電するので、第1のキャパシタ32uから電荷が放電され、図5(b)に示すように第1のキャパシタ32uの電圧V32が下降する。ゲート電圧V1は、第1のキャパシタ32uの電圧V32が下降するので、図5(c)に示すように下降する。
Thus, when the control signal Sig1u becomes 0V, the
また、第2のキャパシタ33uは、充電経路24が形成されたことにより、第1のキャパシタ32uから充電されるので、図5(e)に示すように、第2のキャパシタ33uの電圧V33は、充電電流制限抵抗器37uと第2のキャパシタ33uの容量との時定数に従って上昇する。期間T1の後方では、第2のキャパシタ33uは十分に充電され、第2のキャパシタ33uの電圧V33は第3の直流電源7の電圧V7と同等程度まで上昇している。なお、第2のキャパシタ33uの電圧V33が第3の直流電源7の電圧V7以上の充電ができるように、第1のキャパシタ32u及び第2のキャパシタ33uの容量を所定の容量以上に設定している。
Further, since the
また、期間T1では、下アームスイッチ2uはオフ動作状態であり、第3の直流電源7によって、第3の直流電源7の電圧V7による負バイアス電圧、すなわち−V7が印加されているので、下アームスイッチ2uのゲート電圧V2は、図5(d)に示すように、負電圧となっている。
Further, in the period T1, the
次に、時刻t2になると図5(a)に示すように制御信号Sig1uを立ち上げ、期間T2(時刻t2から時刻t3までの期間)では、再び下アームスイッチ2uをオン動作状態に設定し、上アームスイッチ1uをオフ動作状態に設定し、制御スイッチング素子39uをオン動作状態に設定する。期間T2において、下アーム駆動回路9uを動作させ、図5(d)に示すように電圧がV6であるゲート電圧V2を下アームスイッチ2uに供給する。再び下アームスイッチ2uがオン動作状態になると、図3に示した充電経路23を形成して第1のキャパシタ32uを充電する。第1のキャパシタ32uの電圧V32は、図5(b)に示すように、充電電流制限抵抗器36uと第1のキャパシタ32uの容量との時定数に従って上昇する。
Next, at time t2, as shown in FIG. 5A, the control signal Sig1u is raised, and in the period T2 (period from time t2 to time t3), the
また、期間T2において、下アームスイッチ2u及び制御スイッチング素子39uがオン動作状態であり、上アームスイッチ1uがオフ動作状態になるので、第2のキャパシタ33uの正極端側が直流入力端子91Nと同じ電位になり、第2のキャパシタ33uの負極端側の電位は降下する。図5(c)に示すように、駆動回路31uは、上アームスイッチ1uに第2のキャパシタ33uの負極端側から電圧が−V7であるオフ駆動用電圧(オフ電圧)を供給する。このとき、図5(e)に示すように、駆動回路31uから上アームスイッチ1uにオフ駆動用電圧(オフ電圧)を供給すると、上アームスイッチ1uのゲート電極G及び駆動回路31uとゲート電極Gを接続するゲート配線の容量を充電するので、第2のキャパシタ33uの電圧V33は、多少低下してV7になる(底部分の電圧がV7である)。
Further, in the period T2, the
以降、上述の期間T1および期間T2のスイッチング制御動作がこの順に繰り返し行われるので、上アームスイッチ1uのG−S間に、オン駆動用電圧(オン電圧)を供給する第1のキャパシタ32uおよび負バイアス電圧のオフ駆動用電圧(オフ電圧)を供給する第2のキャパシタ33uの充放電が行われる。
Thereafter, since the switching control operations in the above-described period T1 and period T2 are repeatedly performed in this order, the
このように、実施の形態1によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、オン動作時における上アームスイッチ1uのゲート電圧V1を、第2の直流電源6の電圧であるV6に略一致させることができ、オフ動作時における上アームスイッチ1uのゲート電圧V1を、第3の直流電源7の電圧であるV7に略一致させることができる。下アームスイッチ2uをオンオフ駆動する下アーム駆動回路9uは、オン動作時のゲート電圧V2が第2の直流電源6の電圧であるV6であり、オフ動作時のゲート電圧V2が第3の直流電源7の電圧であるV7である。したがって、実施の形態1によるゲート駆動回路の上アーム駆動回路8uは、下アームスイッチ2uのゲート電圧を生成する駆動回路電源108のみで上アームスイッチ1uのゲート電圧V1及び下アームスイッチのゲート電圧V2を、各スイッチのオン動作時及びオフ動作時において同等にできる。
As described above, the upper
また、下アームスイッチ2uのゲート電圧V2を生成する駆動回路電源108の直流電源6から上アームスイッチ1uのゲート電圧V1を生成する第1のキャパシタ32uを充電するときに、その充電電流が定電圧ダイオード38uのアノードからカソード方向(順方向)に流れないようにしている。このため、定電圧ダイオード38uは電流が十分流れるだけの面積は必要なく、狭い面積で十分である。実施の形態1によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、狭い面積の定電圧ダイオード38uを適用できるので、上アームスイッチ1uの上アーム駆動回路8uを、定電圧ダイオード38uを含めた1つの半導体回路として集積化することができる。
When charging the
これに対して、特許文献1に示されたパワーMOS・FETドライブ回路(ゲート駆動回路)は、下アームスイッチのゲート電圧を生成する電源から上アームスイッチのゲート電圧を生成する回路を充電するときに、その充電電流が定電圧ダイオードのアノードからカソード方向(順方向)に流れるため、定電圧ダイードは電流が十分流れるだけの面積が必要であり、定電圧ダイードをスイッチング素子、駆動回路とともに集積化することが難しかった。従来とは異なり、実施の形態1によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、上アームスイッチ1uの上アーム駆動回路8uを、定電圧ダイオード38uを含めた1つの半導体回路として集積化することができる。
On the other hand, the power MOS • FET drive circuit (gate drive circuit) disclosed in
なお、電力変換装置103を構成するスイッチング素子である上アームスイッチ1u、1v、1w及び下アームスイッチ2u、2v、2w、還流ダイオード3u、3v、3w、4u、4v、4wの半導体材料は特に限定しておらず、一般的にはシリコンが使用できる。半導体材料を、ワイドバンドギャップ半導体材料、例えば、シリコンカーバイド、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドなどを使用すれば、本発明の効果を維持したまま、低損失化が可能となり、電力変換装置103の高効率化が可能となる。また、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、電力変換装置103の小型化が可能となる。さらにワイドバンドギャップ半導体素子は、耐熱性が高いので、高温動作が可能であり、ヒートシンクなどの冷却系を簡素することができ、例えば、放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化も可能となるので、電力変換装置103の小型化が可能になる。
Note that the semiconductor materials of the
以上のように、実施の形態1の電力変換装置103によれば、直列に接続された正極側のスイッチング素子(上アームスイッチ1u)、負極側のスイッチング素子(下アームスイッチ2u)のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路8u及び下アーム駆動回路9uと、上アーム駆動回路8u及び下アーム駆動回路9uに直流電力を供給する駆動回路電源108とを備え、上アーム駆動回路8uは、正極側のスイッチング素子(上アームスイッチ1u)への駆動信号を出力する駆動回路31uと、駆動回路31uの正電圧入力端と正極側のスイッチング素子(上アームスイッチ1u)及び負極側のスイッチング素子(下アームスイッチ2u)が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、駆動回路31uの正電圧入力端側に駆動回路電源108の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタ32uと、駆動回路31uの正電圧入力端とスイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部(充電電流制限抵抗器37u)、第2のキャパシタ33u、及び整流ダイオード35uと、第2のキャパシタ33uの正極側とスイッチング素子接続部との間に接続され、正極側のスイッチング素子(上アームスイッチ1u)のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子39uと、第2のキャパシタ33uの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオード38uとを有し、駆動回路31uは、負電圧入力端が、整流ダイオード35uのアノード及び第2のキャパシタ33uの接続点に接続されたので、上アーム駆動回路8uを正極側のスイッチング素子である上アームスイッチ1uに正電圧及び負電圧の駆動信号を出力するブートストラップ駆動回路として構成でき、下アームスイッチ2u、2v、2wのゲート電圧を生成する電源のみで上アームスイッチ1u、1v、1wのゲート電圧及び下アームスイッチ2u、2v、2wのゲート電圧を、各スイッチのオン動作時及びオフ動作時において同等にでき、上アームスイッチ1u、1v、1w及び下アームスイッチ2u、2v、2wの動作特性を同等にすることができる。
As described above, according to the
実施の形態2.
図6は、本発明の実施の形態2によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図6では、図1に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態2に関わる部分を中心に説明する。上述した実施の形態1では、駆動回路電源108の第2の直流電源6と第3の直流電源7を独立した直流電源の例で示したが、この実施の形態2では、駆動回路電源108の直流電源は第4の直流電源83のみを備えている。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration illustrated in FIG. 1. Here, the description will focus on the parts related to the second embodiment. In the first embodiment described above, the second
具体的には、実施の形態2の駆動回路電源108は、第4の直流電源83と、直列に接続されたキャパシタ81及びキャパシタ82とを有する。キャパシタ81及びキャパシタ82はキャパシタ直列体を構成する。キャパシタ81の負極端側とキャパシタ82の正極端側が接続されていて、その接続点であるキャパシタ接続点が整流器102の負極の直流入力端子91Nに接続されており、キャパシタ81の正極端側は第4の直流電源83の正極端に接続され、キャパシタ82の負極端側は第4の直流電源83の負極端側に接続されている。
Specifically, the drive
実施の形態2によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uでは、第1のキャパシタ32uの充電経路23(図3参照)は以下のようになる。充電経路23は、キャパシタ81の正極端側から順次、充電電流制限抵抗器36u、整流ダイオード34u、第1のキャパシタ32u、出力部OUT、下アームスイッチ2uを経由して、キャパシタ81の負極端側へと一巡する経路である。第1のキャパシタ32uは、充電経路23によりキャパシタ81から充電される。第2のキャパシタ33uへの充電は、図4に示した充電経路で行われる。したがって、実施の形態2の上アーム駆動回路8uでも、図5の波形図で示される動作が同様に行われる。
In the upper
実施の形態2によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、駆動回路電源108の直流電源を1つの直流電源を用いて構成できる。駆動回路電源108の直流電源を1つの直流電源を用いて構成できるので、駆動回路電源108を小型にでき、コストを低下させることができる。したがって、実施の形態2による電力変換装置103は、駆動回路電源108が小型化、コストの低減ができるので、その分だけ小型にでき、コストを低下させることができる。
The upper
実施の形態3.
図7は、本発明の実施の形態3によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図7では、図1に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態3に関わる部分を中心に説明する。上述した実施の形態1では、上アーム駆動回路8uの定電圧ダイオード38uのアノード側が、出力端OUTに接続されていたが、この実施の形態3では、定電圧ダイオード38uのアノード側が、第2のキャパシタ33uの負極端側と整流ダイオード35uのアノードとの接続点に接続されている。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to
実施の形態3のゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、制御スイッチング素子39uがオフしたときに、定電圧ダイオード38uのカソード、アノード間に印加される電圧が第2のキャパシタ33uの電圧のみであるため、制御スイッチング素子39uがオフ時、すなわち第2のキャパシタ33uの充電時の定電圧ダイオード38uでの損失を低減することが可能である。図7の構成では整流ダイオード35uの順電圧降下を含まないため、図1に示した定電圧ダイオードよりもツェナー電圧の低い定電圧ダイオードで構成できるので、駆動回路電源108を小型にでき、コストを低下させることができる。したがって、実施の形態3による電力変換装置103は、駆動回路電源108が小型化、コストの低減ができるので、その分だけ小型にでき、コストを低下させることができる。
In the upper
なお、実施の形態3では、駆動回路電源108を実施の形態1の構成例で説明したが、実施の形態2で説明した駆動回路電源108の例にも適用できる。
In the third embodiment, the drive
実施の形態4.
図8は、本発明の実施の形態4によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図8では、図1に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態4に関わる部分を中心に説明する。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to
図8では、充電電流制限抵抗器310uと制御スイッチング素子320uとが追加されている。充電電流制限抵抗器310uと制御スイッチング素子320uとが直列に接続された直列体は、充電電流制限抵抗器37uの両端に並列に接続されている。実施の形態4の充電電流制限部は、充電電流制限抵抗器37uと、充電電流制限抵抗器310uと制御スイッチング素子320uとを備えている。実施の形態4の上アーム駆動回路8uは、充電電流制限抵抗器37u及び充電電流制限抵抗器310uにより、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電するようにしたものである。駆動回路31uの駆動電圧入力端に接続されている充電電流制限抵抗器37uの一端に、充電電流制限抵抗器310uの一端が接続され、充電電流制限抵抗器310uの他端は制御スイッチング素子320uのドレイン電極に接続されている。制御スイッチング素子320uのソース電極は、制御スイッチング素子39uのドレイン電極に接続されている。制御スイッチング素子320uと制御スイッチング素子39uとが接続された制御スイッチング素子接続部には、定電圧ダイオード38uのカソードと第2のキャパシタ33uの正極端側が接続されている。
In FIG. 8, a charging current limiting
上述した実施の形態1では、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへの充電時間は第2のキャパシタ33uの容量と充電電流制限抵抗器37uの抵抗値の時定数で決定されていた。実施の形態4では、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uを充電するときに、信号入力端子900Uに制御スイッチング素子320uに対するオン信号が入り、制御スイッチング素子320uをオンする。制御スイッチング素子320uは、通常、上アームスイッチ1uのオンオフ状態と同じ状態に制御される。制御スイッチング素子320uがオンした場合における第2のキャパシタ33uの充電時間Tは、式(1)のようになる。
T=C33u×(R37u×R310u)/(R37u+R310u) ・・・(1)
In the first embodiment described above, the charging time from the
T = C33u × (R37u × R310u) / (R37u + R310u) (1)
ここで、C33uは第2のキャパシタ33uの容量であり、R37uは充電電流制限抵抗器37uの抵抗値であり、R310uは充電電流制限抵抗器310uの抵抗値である。式(1)では、制御スイッチング素子320uのオン抵抗は考慮していない。
Here, C33u is the capacitance of the
実施の形態4によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、追加された充電電流制限抵抗器310uの抵抗値R310uにより、第2のキャパシタ33uの容量C33uへの充電時間が調整可能となるため、第2のキャパシタ33uの容量C33uを低減することが可能となる。第2のキャパシタ33uが小型にできるので、上アーム駆動回路8uを小型化することができる。したがって、実施の形態4による電力変換装置103は、上アーム駆動回路8uが小型になるので、その分だけ小型にできる。
The upper
実施の形態5.
図9は、本発明の実施の形態5によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図9では、図8に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態5に関わる部分を中心に説明する。
Embodiment 5 FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 9, components that are the same as or equivalent to those shown in FIG. Here, the description will be focused on the portion related to the fifth embodiment.
図9では、図8の充電電流制限抵抗器310uに代えて、制御スイッチング素子320uのドレイン電極側に充電電流制限抵抗器330uと整流ダイオード340uと整流ダイオード350uを配置している。実施の形態5の充電電流制限部は、充電電流制限抵抗器37uと、制御スイッチング素子320uと、充電電流制限抵抗器330uと、整流ダイオード340uとを備えている。整流ダイオード350uは、制御スイッチング素子320uと充電電流制限抵抗器330uとが接続された中間接続部にカソードが接続され、整流ダイオード340uのカソード側にアノードが接続されている。制御スイッチング素子320uのドレイン電極は、駆動回路31uの駆動電圧入力端に接続されている充電電流
制限抵抗器37uの一端に接続され、制御スイッチング素子320uのソース電極は、制御スイッチング素子39uのドレイン電極、充電電流制限抵抗器330uの一端、及び整流ダイオード350uのカソードに接続されている。充電電流制限抵抗器330uの他端は、整流ダイオード340uのアノードに接続され、整流ダイオード340uのカソードは、充電電流制限抵抗器37uの他端、整流ダイオード350uのアノード、定電圧ダイオード38uのカソード、及び第2のキャパシタ33uの正極端側に接続されている。充電電流制限部における制御スイッチング素子320uと充電電流制限抵抗器330uとが接続された中間接続部は、実施の形態4で説明した制御スイッチング素子320uと制御スイッチング素子39uとが接続された制御スイッチング素子接続部でもある。
In FIG. 9, instead of the charging current limiting
第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uの充電電流は、充電電流制限抵抗器37uを通る経路と、制御スイッチング素子320u、充電電流制限抵抗器330u、整流ダイオード340uを通過する経路の2経路ある。
The charging current from the
第2のキャパシタ33uから上アームスイッチ1uのゲート・ソース間に負電圧を印加するとき、すなわち上アームスイッチ1uをオフするときは、第2のキャパシタ33uの正極側は、整流ダイオード350u、オン状態である制御スイッチング素子39u、オン状態である下アームスイッチ2uを介して、直流入力端子91Nの電位になる。第2のキャパシタ33uの正極端側は直流入力端子91Nの電位になり、第2のキャパシタ33uの負極端側は正極端側に対して負電位になるので、上アームスイッチ1uのゲート・ソース(G−S)間には第2のキャパシタ33uから負バイアス電圧が供給される。
When a negative voltage is applied from the
実施の形態5によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、制御スイッチング素子320uと制御スイッチング素子39uとが直列に接続されたスイッチング素子直列体の正極と負極の間には、常に第1のキャパシタ32uの電圧が印加されるため、制御スイッチング素子320u及び制御スイッチング素子39uは汎用のICにより構成でき、低コスト化が可能である。
The upper
実施の形態6.
図10は、本発明の実施の形態6によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図10では、図8に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態6に関わる部分を中心に説明する。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to the sixth embodiment of the present invention. In FIG. 10, components that are the same as or equivalent to those shown in FIG. Here, the description will focus on the parts related to the sixth embodiment.
図10では、図8の充電電流制限抵抗器37uが削除されたゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uになっている。また、実施の形態6の上アーム駆動回路8uは、図1に示した実施の形態1の上アーム駆動回路8uにおける充電電流制限抵抗器37uに代えて、充電電流制限抵抗器310uと制御スイッチング素子320uとにより、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電するようにしたものである。実施の形態6の充電電流制限部は、充電電流制限抵抗器310uと制御スイッチング素子320uとを備えている。駆動回路31uの駆動電圧入力端に、充電電流制限抵抗器310uの一端が接続され、充電電流制限抵抗器310uの他端は制御スイッチング素子320uのドレイン電極に接続されている。制御スイッチング素子320uのソース電極は、制御スイッチング素子39uのドレイン電極に接続されている。制御スイッチング素子320uと制御スイッチング素子39uとの制御スイッチング素子接続部には、定電圧ダイオード38uのカソードと第2のキャパシタ33uの正極端側が接続されている。
In FIG. 10, the upper
上述した実施の形態1では、制御スイッチング素子39uが全てオフの場合は、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電電流制限抵抗器37uを介して充電が常に行われていたため、充電電流制限抵抗器37uでは電力損失が発生していた。これに対して、実施の形態6によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、第1のキ
ャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電動作とは別に、制御スイッチング素子39u、320uが全てオフの場合は、意図しない第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへの充電が行われないため、電力損失が低減されるため小型化が可能となる。
In the first embodiment described above, when all the
実施の形態7.
図11は、本発明の実施の形態7によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図11では、図9に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態7に関わる部分を中心に説明する。
FIG. 11 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to the seventh embodiment of the present invention. In FIG. 11, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration illustrated in FIG. 9. Here, the description will be focused on the portion related to the seventh embodiment.
図11では、図9の充電電流制限抵抗器37uが削除されたゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uになっている。また、実施の形態7の上アーム駆動回路8uは、図10に示した実施の形態6の上アーム駆動回路8uにおける充電電流制限抵抗器310uに代えて、充電電流制限抵抗器330u、整流ダイオード340uにより、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電するようにしたものである。実施の形態7の充電電流制限部は、制御スイッチング素子320uと、充電電流制限抵抗器330uと、整流ダイオード340uとを備えている。
In FIG. 11, an upper
制御スイッチング素子320uのドレイン電極は、駆動回路31uの駆動電圧入力端に接続され、制御スイッチング素子320uのソース電極は、制御スイッチング素子39uのドレイン電極、充電電流制限抵抗器330uの一端、及び整流ダイオード350uのカソードに接続されている。充電電流制限抵抗器330uの他端は、整流ダイオード340uのアノードに接続され、整流ダイオード340uのカソードは、整流ダイオード350uのアノード、定電圧ダイオード38uのカソード、及び第2のキャパシタ33uの正極端側に接続されている。第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへの充電電流は、制御スイッチング素子320u、充電電流制限抵抗器330u、整流ダイオード340uの経路で行われる。
The drain electrode of the
実施の形態7によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、実施の形態6と同様に、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへ充電動作とは別に、制御スイッチング素子39u、320uが全てオフの場合は、意図しない第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへの充電が行われないため、電力損失が低減されるため小型化が可能となる。
In the upper
また、実施の形態7によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、実施の形態5と同様に、制御スイッチング素子320uと制御スイッチング素子39uとが直列に接続されたスイッチング素子直列体の正極と負極の間には、常に第1のキャパシタ32uの電圧が印加されるため、制御スイッチング素子320u及び制御スイッチング素子39uは汎用のICにより構成でき、低コスト化が可能である。
The upper
実施の形態8.
図12は、本発明の実施の形態8によるゲート駆動回路を示す回路図である。なお、図12では、図10に示した構成と同一または同等である構成要素には、同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態8に関わる部分を中心に説明する。
Embodiment 8 FIG.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a gate drive circuit according to the eighth embodiment of the present invention. In FIG. 12, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the configuration illustrated in FIG. 10. Here, the description will focus on the parts related to the eighth embodiment.
図12では、図10の充電電流制限抵抗器310uを削除したゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uになっている。実施の形態8の充電電流制限部は、制御スイッチング素子320uを備えている。制御スイッチング素子320uのドレイン電極は、駆動回路31uの駆動電圧入力端に接続され、制御スイッチング素子320uのソース電極は、制御スイッチング素子39uのドレイン電極に接続されている。制御スイッチング素子32
0uと制御スイッチング素子39uとが接続された制御スイッチング素子接続部には、定電圧ダイオード38uのカソードと第2のキャパシタ33uの正極端側が接続されている。
In FIG. 12, the upper
The cathode of the
実施の形態6では、第1のキャパシタ32uから第2のキャパシタ33uへの充電は充電電流制限抵抗器310uを介して充電で行われていた。これに対して、実施の形態8によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、充電電流を制御スイッチ320uのオン抵抗を使用して制御する。なお、制御スイッチ320uのオン抵抗以外にも、第2のキャパシタ33uの電圧を検出し、第2のキャパシタ33uの電圧が任意の値となるように制御スイッチ320uを制御しても良い。
In the sixth embodiment, charging from the
実施の形態8によるゲート駆動回路である上アーム駆動回路8uは、充電電流制限抵抗器が不要となり、充電電流制限抵抗器を削除した分だけ小型化が可能となる。
The upper
実施の形態1乃至8のゲート駆動回路は、適用する電力変換装置として直流電力を交流電力に変換する例で説明したが、交流電力を直流電力に変換する場合にも適用できる。また、期間T1において、上アームスイッチ1uのゲート電圧V1は初めの第2の直流電源6の電圧V6から低下する例で説明したが、期間T1の最後付近で電圧V6になってもよく、期間T1におけるオン電圧がほぼV6になっていればよい。期間T2において、上アームスイッチ1uのゲート電圧V1は第3の直流電源7の電圧V7で方向が逆方向、すなわち−V7で一定となった例で説明したが、期間T2におけるオフ電圧がほぼ−V7になっていればよい。また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
Although the gate drive circuit of
1u、1v、1w…上アームスイッチ(正極側のスイッチング素子)、2u、2v、2w…下アームスイッチ(負極側のスイッチング素子)、6、7…直流電源、8u、8v、8w…上アーム駆動回路、9u、9v、9w…下アーム駆動回路、31u…駆動回路、32u…第1のキャパシタ、33u…第2のキャパシタ、35u…整流ダイオード、37u…充電電流制限抵抗器、38u…定電圧ダイオード、39u…制御スイッチング素子、83…直流電源、81、82…キャパシタ、103…電力変換装置、108…駆動回路電源、91P、91N…直流入力端子(直流端子)、92U、92V、92W…交流出力端子(交流端子)、93U、93V、93W…レグ(主回路)、310u…充電電流制限抵抗器、320u…制御スイッチング素子、330u…充電電流制限抵抗器、340u、350u…整流ダイオード。 1u, 1v, 1w ... upper arm switch (positive-side switching element), 2u, 2v, 2w ... lower-arm switch (negative-side switching element), 6, 7 ... DC power supply, 8u, 8v, 8w ... upper arm drive Circuit, 9u, 9v, 9w ... lower arm drive circuit, 31u ... drive circuit, 32u ... first capacitor, 33u ... second capacitor, 35u ... rectifier diode, 37u ... charging current limiting resistor, 38u ... constant voltage diode , 39u ... control switching element, 83 ... DC power supply, 81, 82 ... capacitor, 103 ... power converter, 108 ... drive circuit power supply, 91P, 91N ... DC input terminal (DC terminal), 92U, 92V, 92W ... AC output Terminal (AC terminal), 93U, 93V, 93W ... Leg (main circuit), 310u ... Charging current limiting resistor, 320u ... Control switch Element, 330u ... charging current limiting resistor, 340u, 350u ... rectifier diode.
Claims (10)
前記直流電力側の正極直流端子及び負極直流端子の間に直列に接続され、その直列に接続された接続点に前記交流電力側の交流端子が接続された正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路と、前記上アーム駆動回路及び前記下アーム駆動回路に直流電力を供給する駆動回路電源とを備え、
前記下アーム駆動回路は、正電圧入力端が前記駆動回路電源の正極側に接続され、負電圧入力端が前記駆動回路電源の負極側に接続され、
前記上アーム駆動回路は、
前記正極側のスイッチング素子への前記駆動信号を出力する駆動回路と、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、前記駆動回路の正電圧入力端側に前記駆動回路電源の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタと、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記スイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部、第2のキャパシタ、及び整流ダイオードと、
前記第2のキャパシタの正極側と前記スイッチング素子接続部との間に接続され、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子と、
前記第2のキャパシタの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオードとを有し、
前記駆動回路は、負電圧入力端が、前記整流ダイオードのアノード及び前記第2のキャパシタの接続点に接続され、
前記充電電流制限部は、順次直列に接続された、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と同じ状態に制御される第2の制御スイッチング素子、充電電流制限抵抗器、及び第2の整流ダイオードを備え、
前記第2の整流ダイオードはアノードが前記充電電流制限抵抗器に接続され、
前記第2の制御スイッチング素子と前記充電電流制限抵抗器とが接続された中間接続部にカソードが接続され、前記第2の整流ダイオードのカソード側にアノードが接続された第3の整流ダイオードを有し、
前記制御スイッチング素子は、前記中間接続部と前記スイッチング素子接続部との間に接続されたことを特徴とする電力変換装置。 A power converter that converts DC power to AC power, or converts AC power to DC power,
A switching element on the positive electrode side and switching on the negative electrode side are connected in series between the positive DC terminal and the negative DC terminal on the DC power side, and the AC terminal on the AC power side is connected to the connection point connected in series. A direct current to an element, an upper arm driving circuit and a lower arm driving circuit for generating a driving signal for driving each of the positive switching element and the negative switching element, and the upper arm driving circuit and the lower arm driving circuit. A drive circuit power supply for supplying power,
The lower arm drive circuit has a positive voltage input terminal connected to a positive electrode side of the drive circuit power supply, a negative voltage input terminal connected to a negative electrode side of the drive circuit power supply,
The upper arm drive circuit is
A drive circuit that outputs the drive signal to the positive-side switching element;
The drive circuit is connected between a positive voltage input end of the drive circuit and a switching element connecting portion to which the positive side switching element and the negative side switching element are connected, and the drive circuit is connected to the positive voltage input end side of the drive circuit. A first capacitor charged with DC power from the positive side of the power source;
A charging current limiting unit, a second capacitor, and a rectifier diode, which are sequentially connected in series between the positive voltage input terminal of the drive circuit and the switching element connection unit;
A control switching element connected between the positive electrode side of the second capacitor and the switching element connection part and controlled to be in a state opposite to an on / off state of the positive electrode side switching element;
A constant voltage diode for limiting a charging voltage of the second capacitor to a predetermined value or less,
The drive circuit has a negative voltage input terminal connected to a connection point between the anode of the rectifier diode and the second capacitor ,
The charging current limiting unit includes a second control switching element, a charging current limiting resistor, and a second rectifying diode, which are sequentially connected in series and controlled to be in the same state as the on / off state of the positive-side switching element. Prepared,
The second rectifier diode has an anode connected to the charging current limiting resistor;
A cathode is connected to an intermediate connection portion where the second control switching element and the charging current limiting resistor are connected, and a third rectifier diode having an anode connected to the cathode side of the second rectifier diode is provided. And
The power conversion device , wherein the control switching element is connected between the intermediate connection part and the switching element connection part .
前記直流電力側の正極直流端子及び負極直流端子の間に直列に接続され、その直列に接続された接続点に前記交流電力側の交流端子が接続された正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路と、前記上アーム駆動回路及び前記下アーム駆動回路に直流電力を供給する駆動回路電源とを備え、
前記下アーム駆動回路は、正電圧入力端が前記駆動回路電源の正極側に接続され、負電圧入力端が前記駆動回路電源の負極側に接続され、
前記上アーム駆動回路は、
前記正極側のスイッチング素子への前記駆動信号を出力する駆動回路と、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、前記駆動回路の正電圧入力端側に前記駆動回路電源の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタと、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記スイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部、第2のキャパシタ、及び整流ダイオードと、
前記第2のキャパシタの正極側と前記スイッチング素子接続部との間に接続され、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子と、
前記第2のキャパシタの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオードとを有し、
前記駆動回路は、負電圧入力端が、前記整流ダイオードのアノード及び前記第2のキャパシタの接続点に接続され、
前記充電電流制限部は、
直列に接続された充電電流制限抵抗器、及び前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と同じ状態に制御される第2の制御スイッチング素子を有する第1の制限部と、
前記第1の制限部に並列に接続された第2の充電電流制限抵抗器とを備えたことを特徴とする電力変換装置。 A power converter that converts DC power to AC power, or converts AC power to DC power,
A switching element on the positive electrode side and switching on the negative electrode side are connected in series between the positive DC terminal and the negative DC terminal on the DC power side, and the AC terminal on the AC power side is connected to the connection point connected in series. A direct current to an element, an upper arm driving circuit and a lower arm driving circuit for generating a driving signal for driving each of the positive switching element and the negative switching element, and the upper arm driving circuit and the lower arm driving circuit. A drive circuit power supply for supplying power,
The lower arm drive circuit has a positive voltage input terminal connected to a positive electrode side of the drive circuit power supply, a negative voltage input terminal connected to a negative electrode side of the drive circuit power supply,
The upper arm drive circuit is
A drive circuit that outputs the drive signal to the positive-side switching element;
The drive circuit is connected between a positive voltage input end of the drive circuit and a switching element connecting portion to which the positive side switching element and the negative side switching element are connected, and the drive circuit is connected to the positive voltage input end side of the drive circuit. A first capacitor charged with DC power from the positive side of the power source;
A charging current limiting unit, a second capacitor, and a rectifier diode, which are sequentially connected in series between the positive voltage input terminal of the drive circuit and the switching element connection unit;
A control switching element connected between the positive electrode side of the second capacitor and the switching element connection part and controlled to be in a state opposite to an on / off state of the positive electrode side switching element;
A constant voltage diode for limiting a charging voltage of the second capacitor to a predetermined value or less,
The drive circuit has a negative voltage input terminal connected to a connection point between the anode of the rectifier diode and the second capacitor ,
The charging current limiting unit is
A first limiting unit having a charging current limiting resistor connected in series and a second control switching element controlled to be in the same state as an on / off state of the positive-side switching element;
A power converter comprising: a second charging current limiting resistor connected in parallel to the first limiting unit .
前記直流電力側の正極直流端子及び負極直流端子の間に直列に接続され、その直列に接続された接続点に前記交流電力側の交流端子が接続された正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路と、前記上アーム駆動回路及び前記下アーム駆動回路に直流電力を供給する駆動回路電源とを備え、
前記下アーム駆動回路は、正電圧入力端が前記駆動回路電源の正極側に接続され、負電圧入力端が前記駆動回路電源の負極側に接続され、
前記上アーム駆動回路は、
前記正極側のスイッチング素子への前記駆動信号を出力する駆動回路と、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、前記駆動回路の正電圧入力端側に前記駆動回路電源の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタと、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記スイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部、第2のキャパシタ、及び整流ダイオードと、
前記第2のキャパシタの正極側と前記スイッチング素子接続部との間に接続され、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子と、
前記第2のキャパシタの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオードとを有し、
前記駆動回路は、負電圧入力端が、前記整流ダイオードのアノード及び前記第2のキャパシタの接続点に接続され、
前記充電電流制限部は、
順次直列に接続された、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と同じ状態に制御される第2の制御スイッチング素子、充電電流制限抵抗器、及び第2の整流ダイオードを有する第1の制限部と、
前記第1の制限部に並列に接続された第2の充電電流制限抵抗器とを備え、
前記第2の整流ダイオードはアノードが前記充電電流制限抵抗器に接続され、
前記第2の制御スイッチング素子と前記充電電流制限抵抗器とが接続された中間接続部にカソードが接続され、前記第2の整流ダイオードのカソード側にアノードが接続された第3の整流ダイオードを有し、
前記制御スイッチング素子は、前記中間接続部と前記スイッチング素子接続部との間に接続されたことを特徴とする電力変換装置。 A power converter that converts DC power to AC power, or converts AC power to DC power,
A switching element on the positive electrode side and switching on the negative electrode side are connected in series between the positive DC terminal and the negative DC terminal on the DC power side, and the AC terminal on the AC power side is connected to the connection point connected in series. A direct current to an element, an upper arm driving circuit and a lower arm driving circuit for generating a driving signal for driving each of the positive switching element and the negative switching element, and the upper arm driving circuit and the lower arm driving circuit. A drive circuit power supply for supplying power,
The lower arm drive circuit has a positive voltage input terminal connected to a positive electrode side of the drive circuit power supply, a negative voltage input terminal connected to a negative electrode side of the drive circuit power supply,
The upper arm drive circuit is
A drive circuit that outputs the drive signal to the positive-side switching element;
The drive circuit is connected between a positive voltage input end of the drive circuit and a switching element connecting portion to which the positive side switching element and the negative side switching element are connected, and the drive circuit is connected to the positive voltage input end side of the drive circuit. A first capacitor charged with DC power from the positive side of the power source;
A charging current limiting unit, a second capacitor, and a rectifier diode, which are sequentially connected in series between the positive voltage input terminal of the drive circuit and the switching element connection unit;
A control switching element connected between the positive electrode side of the second capacitor and the switching element connection part and controlled to be in a state opposite to an on / off state of the positive electrode side switching element;
A constant voltage diode for limiting a charging voltage of the second capacitor to a predetermined value or less,
The drive circuit has a negative voltage input terminal connected to a connection point between the anode of the rectifier diode and the second capacitor ,
The charging current limiting unit is
A first limiting unit including a second control switching element, a charging current limiting resistor, and a second rectifier diode, which are sequentially connected in series and controlled to be in the same state as the on / off state of the positive-side switching element; ,
A second charging current limiting resistor connected in parallel to the first limiting unit;
The second rectifier diode has an anode connected to the charging current limiting resistor;
A cathode is connected to an intermediate connection portion where the second control switching element and the charging current limiting resistor are connected, and a third rectifier diode having an anode connected to the cathode side of the second rectifier diode is provided. And
The power conversion device , wherein the control switching element is connected between the intermediate connection part and the switching element connection part .
前記直流電力側の正極直流端子及び負極直流端子の間に直列に接続され、その直列に接続された接続点に前記交流電力側の交流端子が接続された正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子と、前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動信号を生成する上アーム駆動回路及び下アーム駆動回路と、前記上アーム駆動回路及び前記下アーム駆動回路に直流電力を供給する駆動回路電源とを備え、
前記下アーム駆動回路は、正電圧入力端が前記駆動回路電源の正極側に接続され、負電圧入力端が前記駆動回路電源の負極側に接続され、
前記上アーム駆動回路は、
前記正極側のスイッチング素子への前記駆動信号を出力する駆動回路と、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記正極側のスイッチング素子及び前記負極側のスイッチング素子が接続されたスイッチング素子接続部との間に接続され、前記駆動回路の正電圧入力端側に前記駆動回路電源の正極側から直流電力が充電される第1のキャパシタと、
前記駆動回路の正電圧入力端と前記スイッチング素子接続部との間に、順次直列に接続された、充電電流制限部、第2のキャパシタ、及び整流ダイオードと、
前記第2のキャパシタの正極側と前記スイッチング素子接続部との間に接続され、前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と逆の状態に制御される制御スイッチング素子と、
前記第2のキャパシタの充電電圧を一定値以下に制限する定電圧ダイオードとを有し、
前記駆動回路は、負電圧入力端が、前記整流ダイオードのアノード及び前記第2のキャパシタの接続点に接続され、
前記充電電流制限部は、直列に接続された充電電流制限抵抗器、及び前記正極側のスイッチング素子のオンオフ状態と同じ状態に制御される第2の制御スイッチング素子を備えたことを特徴とする電力変換装置。 A power converter that converts DC power to AC power, or converts AC power to DC power,
A switching element on the positive electrode side and switching on the negative electrode side are connected in series between the positive DC terminal and the negative DC terminal on the DC power side, and the AC terminal on the AC power side is connected to the connection point connected in series. A direct current to an element, an upper arm driving circuit and a lower arm driving circuit that generate driving signals for driving the switching element on the positive electrode side and the switching element on the negative electrode side, and the upper arm driving circuit and the lower arm driving circuit, respectively. A drive circuit power supply for supplying power,
The lower arm drive circuit has a positive voltage input terminal connected to a positive electrode side of the drive circuit power supply, a negative voltage input terminal connected to a negative electrode side of the drive circuit power supply,
The upper arm drive circuit is
A drive circuit that outputs the drive signal to the positive-side switching element;
The drive circuit is connected between a positive voltage input end of the drive circuit and a switching element connecting portion to which the positive side switching element and the negative side switching element are connected, and the drive circuit is connected to the positive voltage input end side of the drive circuit. A first capacitor charged with DC power from the positive side of the power source;
A charging current limiting unit, a second capacitor, and a rectifier diode, which are sequentially connected in series between the positive voltage input terminal of the drive circuit and the switching element connection unit;
A control switching element connected between the positive electrode side of the second capacitor and the switching element connection part and controlled to be in a state opposite to an on / off state of the positive electrode side switching element;
A constant voltage diode for limiting a charging voltage of the second capacitor to a predetermined value or less,
The drive circuit has a negative voltage input terminal connected to a connection point between the anode of the rectifier diode and the second capacitor,
The charging current limiting unit, the charging current limiting resistor connected in series, and you comprising the second control switching elements controlled in the same state as the on-off states of the switching elements of the positive side power converter.
前記正極側の直流電源の負極及び前記負極側の直流電源の正極が接続された電源接続点は、前記負極直流端子に接続されたことを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The drive circuit power source has a positive side DC power source and a negative side DC power source connected in series,
The power supply connection point which positive electrode is connected to a DC power source of the negative electrode and the negative electrode side of the positive electrode side DC power supply to any one of claims 1 to 6, characterized in that connected to said negative DC terminal The power converter described.
前記正極側のキャパシタ及び前記負極側のキャパシタが接続されたキャパシタ接続点は、前記負極直流端子に接続されたことを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The drive circuit power supply is connected in series so that the polarity is matched to each of a positive electrode side and a negative electrode side of the capacitor serial body, and a capacitor serial body composed of a positive capacitor and a negative capacitor connected in series. A DC power supply for supplying DC power between the series bodies,
The power converter according to any one of claims 1 to 6 , wherein a capacitor connection point to which the positive-side capacitor and the negative-side capacitor are connected is connected to the negative DC terminal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012226546A JP5975833B2 (en) | 2012-02-01 | 2012-10-12 | Power converter |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012019428 | 2012-02-01 | ||
JP2012019428 | 2012-02-01 | ||
JP2012226546A JP5975833B2 (en) | 2012-02-01 | 2012-10-12 | Power converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013179821A JP2013179821A (en) | 2013-09-09 |
JP5975833B2 true JP5975833B2 (en) | 2016-08-23 |
Family
ID=49270946
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012226546A Active JP5975833B2 (en) | 2012-02-01 | 2012-10-12 | Power converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5975833B2 (en) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9800245B2 (en) * | 2014-01-28 | 2017-10-24 | Schneider Electric It Corporation | Bipolar gate driver |
JP6458552B2 (en) * | 2015-02-26 | 2019-01-30 | 沖電気工業株式会社 | Switching type step-down DC-DC converter and power conversion circuit |
CN110036557B (en) | 2017-06-13 | 2021-07-13 | 富士电机株式会社 | Drive device and power conversion device |
JP6956386B2 (en) * | 2018-01-29 | 2021-11-02 | ローム株式会社 | Negative voltage generation circuit and power conversion device using this |
KR101976980B1 (en) * | 2018-02-20 | 2019-05-10 | 프레스토라이트아시아 주식회사 | Motor control system having encoder control function and resolver control function and control device used in the same |
CN112005498B (en) * | 2018-04-02 | 2024-04-09 | 罗姆股份有限公司 | Switch driving device |
JP2019193406A (en) * | 2018-04-24 | 2019-10-31 | 株式会社日立製作所 | Gate drive circuit and gate drive method |
CN113383485A (en) * | 2019-02-07 | 2021-09-10 | 罗姆股份有限公司 | Switch driving device |
US11502675B2 (en) | 2019-02-07 | 2022-11-15 | Rohm Co., Ltd. | Switch driving device |
JP7151605B2 (en) * | 2019-04-16 | 2022-10-12 | 株式会社デンソー | power converter |
CN111342641A (en) * | 2020-03-04 | 2020-06-26 | 华为技术有限公司 | Drive circuit and drive system of power switch device |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0736476Y2 (en) * | 1987-09-18 | 1995-08-16 | 三洋電機株式会社 | Power MOS / FET drive circuit |
JP5382535B2 (en) * | 2010-02-17 | 2014-01-08 | 富士電機株式会社 | Power supply device for gate drive circuit |
-
2012
- 2012-10-12 JP JP2012226546A patent/JP5975833B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2013179821A (en) | 2013-09-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5975833B2 (en) | Power converter | |
JP2009021823A (en) | Drive circuit and inverter device for voltage-driven semiconductor element | |
JP2009200891A (en) | Gate driving circuit | |
JP2009022106A (en) | Dc-dc converter, driver ic and system in package | |
JP2006314154A (en) | Power converter | |
KR101297460B1 (en) | Apparatus for driving gate | |
JP6136011B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device | |
JP2009147515A (en) | Load drive circuit | |
WO2019207977A1 (en) | Gate drive circuit and gate drive method | |
JP6065808B2 (en) | Semiconductor device and semiconductor module | |
JP2018007403A (en) | Power converter | |
WO2014128942A1 (en) | Device for driving semiconductor element | |
JP2012191408A (en) | Gate driving circuit and power semiconductor module | |
JP2011172342A (en) | Power unit of gate drive circuit | |
JP6009815B2 (en) | Gate drive circuit | |
JP5355283B2 (en) | DC-DC converter circuit | |
CN111600463A (en) | One-way conduction circuit and switching power supply using same | |
JP5810973B2 (en) | Switching element drive circuit | |
JP5382702B2 (en) | Driver circuit | |
JP5541349B2 (en) | Semiconductor device | |
JP7317492B2 (en) | Semiconductor switch circuit, inverter circuit, and chopper circuit | |
JP5563050B2 (en) | Gate drive circuit and power semiconductor module | |
JP2011041348A (en) | Power converter | |
JP2007244183A (en) | Single phase double voltage rectifier circuit and inverter device | |
JP4470616B2 (en) | Bidirectional switch drive power supply circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150424 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160119 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160229 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20160621 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20160719 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 5975833 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |