JP5897127B2 - 帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、電話ツイストペア（ＴＴＰ）ケーブル、光ファイバパイプライン、マイクロ波通信システム、モバイルおよびパーソナル通信ネットワーク、ならびに衛星通信ネットワークを含む、帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法および装置に関する。

関連出願の相互参照
本願は、２０１０年１月６日出願の米国特許出願第１２／６５２８８５号明細書の一部継続出願であり、参照によりそのすべてが本明細書に組み込まれる２００９年１月６日出願の米国仮特許出願第６１／１４２７６８号明細書、米国特許第５９５６３７２号明細書、米国特許第６０７５８１７号明細書、および米国特許第７３３６７４７号明細書に関連し、その利益を主張する。

今日利用可能な莫大な量のデジタル情報への即時かつ高速なアクセスは、ホームエンターテイメント、ビジネス通信、およびワイヤレス通信装置に切実に求められている。

この必要の一例、およびそれを果たすために適用されているリソースは、単一のブロードバンド接続を介して高速インターネットアクセス、テレビジョン番組、および電話サービスを供給するためにケーブル会社および電話会社によって提案されている「トリプルプレイ」エフォートである。

電話会社では、トリプルプレイが、光ファイバ技術と非同期デジタル加入者線（ＡＤＳＬ）技術の組合せを使用して居住者または会社に配信される。この構成は、電話局から長距離のエリアに到達するために光ファイバを使用し、家庭または会社までのラストマイルとして、既存のＴＴＰを介するＡＤＳＬまたはＶＤＳＬ（Ｖｅｒｙ−Ｈｉｇｈ−Ｄａｔａ−Ｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）を使用する。この２ステップ手法は、デジタル加入者線（ＤＳＬ）技術が長距離にわたる帯域幅の著しい劣化を受けるので、必要である。

先進のトリプルプレイサービスを提供するのに必要な帯域幅は、３７から５７Ｍビット／秒の間のダウンストリーム（ヘッドエンドまたは電話局から住居または会社まで）データレートを必要とすると推定される。これは、平均して、それぞれ９〜１２Ｍビット／秒を必要とする１家庭当たり３つの高精細度ＴＶ（ＨＤＴＶ）セット、１０〜２０Ｍビット／秒の高速インターネット、および０．２５Ｍビット／秒のＩＰ音声に基づく。

ＡＤＳＬ、ＡＤＳＬ２＋、およびＶＤＳＬを含む、トリプルプレイサービスと共に使用することが可能ないくつかの基本ＤＳＬサービスがある。ＡＤＳＬは、１８０００フィート（５４８６．４メートル）の距離で約２Ｍビット／秒のダウンストリーム帯域幅を実現することができ、６０００フィート（１８２８．８メートル）で６Ｍビット／秒を実現することができる。ＡＤＳＬ２＋は、第２の撚線対を使用して、３０００フィート（９１４．４メートル）で約２５Ｍビット／秒の帯域幅を実現することができる。ＶＤＳＬは、３０００フィート（９１４．４メートル）で約２５Ｍビット／秒の帯域幅を実現することができ、第２撚線対を使用して、１０００フィート（３０４．８メートル）で５７Ｍビット／秒を実現する可能性がある。したがって、電話会社が既存のＤＳＬ技術でフルサービストリプルプレイ構成を実現するためには、あらゆる家庭または会社の約１０００フィート（３０４．８メートル）以内でアクセス可能な光ファイバネットワークを設置する必要がある。

ケーブルテレビジョンオペレータは、その現在の設備の大部分が長距離にわたって必要な帯域幅をサポートすることができない同軸ケーブルであるので、同様の問題に直面する。したがって、それは、光ファイバネットワークも設置し、最後の伝送マイルのためにＴＴＰではなく、利用可能な同軸ケーブルを使用しなければならない。ケーブル会社では、ハイブリッドファイバ同軸（ＨＦＣ）アーキテクチャが、テレビジョン番組および高速インターネットアクセスのために使用され、Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ（ＶＯＩＰ）が、電話サービスを配信するのに使用される。

トリプルプレイサービスのために必要な光ファイバネットワークを設置するために米国の電話会社だけで２６０億ドル超を費やさなければならないと推定される。

ワイヤレス通信では、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）標準およびＧｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ（登録商標））標準の進歩が、ビデオ、インターネットアクセス、および音声電話サービスを配信するための別の媒体も提供している。したがって、トリプルプレイは、利用可能な帯域幅に対するより大きな要求を意味する「クワドルプルプレイ」となりつつある。この要求は、１９０億ドルの入札額をもたらした米国での最近の７００ＭＨｚオークションによって示されており、一方、米国の電話会社は、１９９５年以来スペクトルに対して７１０億ドルの値を付けてきた。

任意のタイプの通信ハイウェイについて情報搬送容量を増大させるという本発明の目標は、Ｃｌａｕｄｅ ＳｈａｎｎｏｎおよびＲａｌｐｈ Ｈａｒｔｌｅｙによって発展されたチャネル容量の基礎をなす基本理論の理解を必要とする。Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、ガウス雑音を受ける連続時間アナログ通信チャネルに典型的なケースに対するノイジーチャネル符号化定理の適用である。この定理は、指定の帯域幅、雑音干渉の存在下での、通信リンクを介して伝送することのできるエラーフリーデジタルデータ（パルスベースの情報）の最大量に関する限界である、チャネル容量を確立する。この定理は、信号出力が有界であり、ガウス雑音プロセスが既知の出力または出力スペクトル密度によって特徴付けられるという仮定に基づく。この目標を達成するために、従来の方法は、効率的な技術拡張を使用して、単一の変調周波数当たりのビット数を増加させることを試みる。チャネル上のノイズは同じままであるので、この改良は限定される。本発明は、全物理チャネル帯域幅の最小の増大で、複数の周波数をそれ自体の仮想チャネル上でそれぞれ送り、各被変調周波数がＳｈａｎｎｏｎ限界の制約内で最大の容量を達成することを保証する。組み合わされた情報スループットは、すべての仮想チャネルに関する容量の和である。本質的には、提案される発明は、他の周知のシステムが達成することのできない、同一の制約を受けたチャネル帯域幅内の多くの仮想チャネルを組み合わせる方法を提供する。

すべての可能な多重レベルおよび多相符号化技法を考慮して、Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、出力Ｎの加法的白色ガウス雑音を受けるアナログ通信チャネルを通じて所与の平均信号出力Ｓで送ることのできるクリーン（エラーフリー）データの転送速度に関する理論的上限を意味するチャネル容量Ｃが以下によって与えられることを示す。
Ｃ＝Ｂｌｏｇ_２（１＋Ｓ／Ｎ）
上式では、
Ｃは、ビット／秒単位のチャネル容量であり、
Ｂは、ヘルツ単位のチャネルの帯域幅であり、
Ｓは、ワット単位で測定された、帯域幅にわたる全信号出力であり、
Ｎは、ワット単位で測定された、帯域幅にわたる全雑音出力であり、
Ｓ／Ｎは、直線的出力比として表される、ガウス雑音干渉に対する通信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）である。

Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、ガウス雑音を受ける有限帯域幅連続時間チャネルについてチャネル容量がどれだけであるかを確立する。それはさらに、帯域幅制限が単独で最大情報レートに関する上限を課すことはないことを明らかにする。それは、各シンボルパルス上でデジタルパルス信号が無限に多数の異なる電圧レベルを取ることが可能であり、それぞれのわずかに異なるレベルに異なる意味またはビットシーケンスが割り当てられるためである。しかし、雑音制限と帯域幅制限が組み合わされるとき、Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、様々な多重レベル符号化技法が使用されるときであっても有限出力の信号によって転送することのできる情報の量に対する有限の限度があることを教えた。

Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理によって要求されるチャネル容量に関する有限の限度は、この定理によって考慮されるチャネルでは、雑音と信号が加算によって組み合わされることに部分的に基づく。すなわち、受信機は、所望の情報を符号化する信号と、雑音を表す連続的確率変数との和に等しい信号を受信する。この加算が、元の符号化信号の値に関する不確定性を生み出す。

Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、すべての従来型通信システムに適用されてきており、チャネルの帯域幅および信号対雑音比が与えられたとして、サポートされる最大データレートをもたらす。従来型システムでは、被変調周波数は、ほぼ同じ帯域幅の中で重複するのではなく、むしろ、各被変調周波数は別個の帯域幅を有する。したがって、従来型通信システムでデータレートを増大させるために、帯域幅を増大させる必要がある。Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理は、本明細書で説明される、提案される本発明の技術にも適用される。しかし、本明細書で説明される本発明の技術は、互いに近接する被変調周波数（搬送波）をそれぞれ有する複数の仮想チャネルの累積和のために容量の向上を可能にし、それでもなお、物理チャネル上のほぼ同じ全帯域幅を維持する。さらに、すべてのこうした被変調周波数（仮想チャネル）が物理チャネル上で同時に伝送されるので、その帯域幅は著しく重複する。データ容量の向上を回復するために、本発明の技術は、送信機の超共振フィルタ（ＴＸＳＲＦ）、受信機の超共振フィルタ（ＲＸＳＲＦ）、および整合フィルタの組合せにより、搬送波間干渉を著しく抑制し、それらのすべてが以下で説明される。

雑音の１タイプは、所望の搬送波信号とほぼ同一の帯域幅を占有する１つまたは複数のデータ搬送干渉搬送波である。本発明のシステムは、（送信および受信ＳＲＦ回路を使用して）固有の組合せのスペクトル的に重複するデータ搬送波を利用して、伝送システムの全スループットを向上させるが、（スペクトラム拡散システムのように）全信号帯域幅を増大させず、また（マルチユーザＣＤＭＡシステムのように）ＳＮＲを低下させることによらない。最終的に、本発明のシステムの、重複する搬送波の実装は、（直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）などの）直交システムより優れている。本発明とは異なり、ＯＦＤＭシステムは、搬送波を分離するための周波数の選択が直交性の規則によって非常に厳密に設定されるという点で限定され、その結果、所与の帯域幅について全データスループットの向上がわずかとなる。

以下で説明される本発明のプロセスは、信号の累積エネルギーと雑音の累積エネルギーとの差をより大きくする。この結果、以前は達成不可能と思われた著しいチャネル容量の向上が得られる。異なるチャネルの被変調周波数が、制約を受けた帯域幅内で重複するので、搬送波間干渉が他の雑音よりも優位となる。本発明は、雑音のすべての影響を低減し、全容量を向上させる。本発明で達成可能なこの雑音と信号帯域幅の分離は、Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理の完全に新規な応用を表す。

本明細書で説明される本発明のチャネル容量改善の基本的な理由は、本発明が情報を搬送するのにデジタルパルス信号に依拠しないことである。むしろ、本発明は、送信機での状況の変化が生じている同一の周期で振幅が固定されたままの離散的正弦波信号の振幅を通信することによって情報を伝送する。あるビット周期から次の周期までに、情報がパルスとして送られるときに存在するほどの突然の振幅の変化はない。各離散的間隔は、時間と共に正弦波として発生するそれ自体の正弦波入力を有する。このことは、この通信システムでは、情報転送がデジタルパルスに基づくときに存在するような広帯域スペクトル源がないことを意味する。

本発明は、伝送される情報信号を搬送する狭帯域幅内に存在する雑音を除くすべてのチャネル雑音の有害な効果をブロックすることにより、信号対雑音比の大きな改善を実現する。

本明細書で説明される発明は、複数の被変調搬送波を重ね合わせ、搬送波間干渉を抑制することにより、帯域幅が限定された通信ハイウェイのチャネル容量を向上させる固有のデジタル圧縮技術である。本質的には、被変調搬送波のそれぞれによって搬送されるデータの合計容量が、容量を何倍にも増大させる。さらに、同一の帯域幅内の加法的白色ガウスチャネル雑音が変調搬送波のすべてに等しく影響を与え、それによって各被変調搬送波上で同一の信号対ＡＷＧＮ雑音比が維持され、合計容量がＳｈａｎｎｏｎの容量以内に維持される。したがって、この本発明の技法の結果、Ｓｈａｎｎｏｎ−Ｈａｒｔｌｅｙ定理で帯域幅を求めるときに予想されるものよりも優れたチャネル容量の向上が得られる。

本発明の技法は、複数の独立した被変調データストリームがクロスチャネル干渉なしに同一の帯域幅を同時に共有することを可能にする。周知のスペクトラム拡散方法とは異なり、各データストリームは、他のチャネルの存在による信号対雑音比（ＳＮＲ）低下を受けない。本発明の技法は、シンボルごとに独立に各被変調搬送波を処理し、それによって所望の搬送波が高められると共に、望ましくない搬送波（干渉物）は高められないことにより、通信ハイウェイのチャネル容量を効果的に向上させる。これは、狭帯域幅フィルタを利用すると共に、重複する被変調搬送波について雑音帯域幅を依然として同一に維持すること、重複する信号を利用して追加の情報を搬送すること、および固有の雑音に受信機内の狭帯域フィルタを通過させると共に、情報を搬送する信号が全帯域幅を占有することによって実施される。

本発明はさらに、従来型整合フィルタとは異なる整合フィルタシステム（これは、雑音によって破壊された着信信号に対するベストマッチフィットを単に利用する）を利用して、通信ハイウェイを介する誤り率を低減する。スペクトル的に重複するデータ搬送波からの搬送波間干渉阻止を最大にするために、整合フィルタがＲＸＳＲＦと組み合わされる。（特定の通信チャネルを介するデータスループットを向上させるために）典型的なシステムでデータ搬送波の数が増加するとき、整合フィルタは、ＲＸＳＲＦに続くデータ検出のための便利な方法を提供する。従来型システムでは、整合フィルタは純粋に、チャネル付加雑音を有する受信した信号からのデータ回復のために、最良の事前記憶した信号整合を実施し、本発明のシステムと同様に、整合フィルタは、送信および受信ＳＲＦ回路との組合せで働き、雑音および搬送波間阻止プロセスが達成され、同一帯域幅内の重複する被変調周波数の増加に対処する。さらに、整合フィルタは、通信ハイウェイを介して所定のシーケンスで一連の純粋周波数を送信するスペクトル応答試験を実施することに基づく固有のトレーニング方法を利用する。送信される信号に対する通信ハイウェイの固有特性の効果を計算するためにアルゴリズムが利用される。その計算に基づいて、理想的な信号が生み出され、本発明の伝送システムの受信機部分で受信される信号との比較のために整合フィルタに格納される。

添付の図面と共に考慮するときに、以下の詳細な説明から、本発明のこれらおよび他の特徴をより完全に理解されよう。

本発明の伝送システムの概観図である。 本発明と共に利用される超共振フィルタの一実施形態の略図である。 本発明の伝送システムの受信機部分で使用される超共振フィルタの縦続構成を示す図である。 現在のＡＤＳＬ技術と本発明のシステムとの比較を示す図である。 本発明と共に使用するための整合フィルタの２つの可能な実施形態を示す図である。 本発明と共に使用するための整合フィルタの２つの可能な実施形態を示す図である。

ここで図１を参照すると、本発明の送信部分および受信部分の全体的なシステムブロック図が示されている。図１に示されるシステムは、米国特許第５９５６３７２号明細書、米国特許第６０７５８１７号明細書、および米国特許第７３３６７４７号明細書に記載された通信システムに対する著しい改良であり、これら通信システムに勝る動作上の利点をもたらし、すべての３つの特許の教示は、参照により本明細書に組み込まれる。こうした改良および動作上の利点が以下で説明される。

図１に示されるように、本発明の送信機３０は、乗算器１０〜１３の入力にそれぞれ印加される入力ｔｘｂｉｔ（１，０）からｔｘｂｉｔ（７，６）として示される複数の入力を有する。

この例示的実施形態では、８ビット入力が４つの２ビットワードに分割される。各２ビットワードは、それぞれの送信機チャネルに供給される。８ビットワードが乗算器１０〜１３に印加される前にそれを符号化すること、またはその配置に関する事前の要件はなく、ビットが特定の送信チャネルに印加されることに関してどんな要件もない。

チャネル当たり１または８ビットではなく、チャネル当たり２ビットという選択は、信号対雑音比（ＳＮＲ）、チャネルタイプ、データレート、出力レベル、雑音プロファイルなどの全体的システム要件に基づく。しかし、チャネル当たりのビット数は本発明の特定の制限ではないことを理解されたい。それは、本発明がソース符号化システムではなく、チャネル符号化システムであるからである。唯一の入力要件は、各シンボル周期が事前定義されることである。

本発明の一実施形態に関する例示的シンボル周期Ｔは、１μ秒または１メガシンボル／秒である。この例では、着信８ビットワードは、１ワード／マイクロ秒の厳密な速度で到着しなければならない。

局部発振器（Ｌ０）Ｌ０１〜Ｌ０４の出力も乗算器１０〜１３に印加される。各局部発振器は、事前設定された周波数および固定振幅を有する純粋な正弦波であり、各伝送チャネルに対して固有のものである。各局部発振器は、各正弦波が０位相角で開始するように、各１μ秒周期の始めに同一の固定位相関係を有するように所与のシステムについて事前設定される。一例を挙げると、１．００ＭＨｚの局部発振器のケースでは、３６０度正弦波が１μ秒以内に完了し、複数のシンボル周期にわたって連続的正弦波のように見える。残りの局部発振器は、１．００ＭＨｚよりも低いまたは高い周波数である可能性があるので、定義上は連続的ではない。しかし、新しいシンボル周期について規定の位相角で再始動するために、各マイクロ秒シンボル周期の終わりに所定の組込み遅延が存在する。一例を挙げると、９つの周波数印加について、１．００ＭＨｚより下の４つの周波数と、１．００ＭＨｚより上の４つの周波数が存在する可能性がある。

一実施形態では、中心周波数１．００ＭＨｚの周りの周波数の範囲を使用することができる。この範囲は、全システム帯域幅、および各ＴＸＳＲＦ（符号１４〜１７）の出力で正弦波の少なくとも１つピークが必要であることを含む、いくつかの要素の影響を受ける。必要なピークは、各局部発振器について９０および２７０度で生じる。この実施形態では、１μｓｅｃシンボル周期で、使用される最高の周波数は１．３０ＭＨｚであり、最低は７００ｋＨｚであった。合計２５ビット／シンボルについて、２ビットをそれぞれ変調した最高および最低の周波数を除いて、各周波数上で３ビットが変調された。

各乗算器１０〜１３に印加されるビットは、図１に示されるようにやはり各乗算器１０〜１３に印加される、各局部発振器の出力を変調する。各乗算器１０〜１３の出力は、それぞれＴＸＳＲＦ１〜ＴＸＳＲＦ４の入力に入力される。

次に図２を参照すると、ＴＸＳＲＦ１〜ＴＸＳＲＦ４の一実施形態が示されている。以下で説明されるように、ＲＸＳＲＦ１〜ＲＸＳＲＦ４の回路は同一である。この超共振フィルタ（ＳＲＦ）回路は、参照により本明細書に組み込まれる米国特許第７３３６７４７号明細書に示され記載されたタイプに勝る著しい改良である。ＳＲＦ回路の追加の実施形態も米国特許第７３３６７４７号明細書に示されている。図２に示されるＳＲＦ回路は、シンボル周期をＴとして、１／Ｔよりもかなり狭い帯域幅を有し、応答時間Ｔを有するスパイクフィルタとして機能する。

図２に示される超共振フィルタは、従来技術のスパイクフィルタに勝る利点を有する。そのような一利点は、超共振フィルタの高速設定時間である。ＳＲＦは、正弦波入力の特定の位相で単一の周波数だけを送信する。入力は、それ自体は信号の集まりである雑音を含むことがある。フィードバックループおよびフィードフォワードループを有する典型的な従来技術のＤＳＬループは、同一のループ内に送信機と受信機のどちらも含む（本質的に、電話線はループの要素であるのに対して、本発明では、各ＳＲＦループは、送信機または受信機のどちらかに完全に局在化する）。（送信側または受信機側のどちらかの）各ＳＲＦループの機能および目的は、ＤＳＬで使用される電話線補償ループ方式とは完全に異なる。本発明のＳＲＦループは、インターキャリア抑制に関係があり（それによって、各搬送波は、より多くのデータがその上に変調される局在化送信搬送波である）、特定の伝送（電話）線特性を補償することには関係がない。対照的に、ＤＳＬループは、それぞれの特定の電話線の特性を補償し、それに適合するように設計される。それでもなお、ＤＳＬループは、本発明のＳＲＦループ内の要素として本発明のＳＲＦループと共に実装できることに留意されたい。言い換えれば、本明細書で説明される本発明のＳＲＦループと、ＤＳＬループは、望むなら互いに一体化することのできる異なるループであるが、その機能は完全に固有のものであり、互いに関連しない。

類似の適用例で有用な周知の従来技術のフィードバックループは、送信機内に内部ループを含まず、正のフィードバックを示さず、示唆しない。これは、正のフィードバックの結果、不安定性および振動が生じるために、システム設計で明示的かつ意図的に回避される概念である。任意のシステム設計（通信または制御）では、典型的な負フィードバックループで１８０度に近づくどんな位相ずれ（符号反転）（したがって、これは正のフィードバックとなる）も回避しようと常に試みている。本発明のＳＲＦは、所望の信号に関する第１のレベルの正のフィードバック、信号に干渉する第２のレベルの正のフィードバックとは正確に正反対を行い、第２のレベルの正のフィードバックは第１のレベルの正のフィードバック未満である。この手法は、米国特許第５９５６３７２号明細書、米国特許第６０７５８１７号明細書、および米国特許第７３３６７４７号明細書に記載された技術の進化および改良を表す。本発明のＳＲＦの別の主な特徴は、それがシンボル周期ごとにリセットされることである。これは、他のループと比べて根本的な違いである（そのようなループの目的はＳＲＦループとは大いに異なるとしても）。典型的なループの時定数（電話線を特徴付け、それに伝送を適合させるＤＳＬなど）は、多数のシンボル周期（数百）程度であり、通常は、こうしたループは、「ハード」リセットなしに継続的に適応している。本明細書で説明される本発明のＳＲＦは、シンボル周期ごとにリセットし（以下で説明される）、これは、伝送線適合のためではなく、そのデータ回復の目的に関連する。

システムは、１シンボル周期Ｔ以下にわたる入力信号のサンプルに対して動作し、したがって、連続するシンボル周期間のコヒーレント関係はない。各シンボル周期Ｔは再び開始するが、シンボル周期Ｔ内で、別のＴＸＳＲＦによって回復可能ないくつかの周波数が存在することがある。

図２に示されるように、入力５１は入力信号を受信し、入力信号は、正弦波の１サイクルによって表されるシンボルである。正弦波はシンボル当たりｎ回サンプリングされ、入力５１上の信号は周波数ＬＯを有する。入力信号が加算器５３に提示され、加算器５３は、入力サンプルとフィードバックサンプルを合計する。平方機能が平方回路５４で実施される。平方回路５４は、加算器５３の出力をそれ自体で乗算し、それによって加算器５３出力の平方を生成する。平方回路５４の出力は、入力周波数ＬＯの２倍の周波数を有する電圧である。局部発振器５５は周波数ＬＯで発振する。局部発振器５５の出力と平方回路５４の出力とが、乗算器５６によって乗算される。乗算器５６は、１ＬＯおよび３ＬＯからなる出力を供給する。

乗算器５６の出力が平方根回路６０に提示され、平方根回路６０は、乗算器５６の出力の振幅の平方根を供給する。加算器５３の出力は、符号抽出器６１にも印加される。符号抽出器６１はこの信号の符号を抽出し、符号は、乗算器６２で平方根回路６０の出力を乗算するのに使用される。乗算器６２の出力は、遅延ユニット６３を通じてフィードバックされ、遅延ユニット６３は、出力サンプルパルスを１サンプル周期（すなわち１／ｎ）だけ遅延する。

平方回路５４では、ｘ^２演算が、その位相角が２倍となった正弦波を供給し、すなわち、ｘ＝ａ ｓｉｎ ａがｘ^２＝ａ^２ｓｉｎ^２ａ、すなわちａ^２（ｓｉｎ ２ａ−１）となる。この信号に、ｓｉｎ ａの信号を出力する局部発振器５５の出力が乗算されるとき、その結果はａ^２ｓｉｎ ａである。この信号は、入力信号と正確に同相である。

信号のサンプルも局部発振器５５のＬＯと同相であることに留意されたい。サンプルが１サンプル周期（１／ｎ）だけ遅延するとき、それが、新しく受信されるサンプル周期に加わる。しかし、この加算が行われる前に、ａ^２（ｓｉｎ ２ａ−１）ｓｉｎの平方根の結果、ｓｉｎ ａが得られる。平方根プロセスは符号を除去するので、平方根プロセスの出力が、回復された入力符号を有することを保証することが必要となる。

局部発振器５５の周波数は着信周波数および位相に正確に等しくないとき、動作は異なるものとなる。局所周波数角が

であるとき、出力位相角は

であり、これは

に等しく、局所周波数角が

であるとき、出力角は

であり、したがって着信信号周波数が所望の局所的に選択された周波数より上であっても、下であっても、フィードバック遅延信号は入力信号とは違相であり、加算されない。

サンプルの加算は、選択された正弦波の統合に相当し、その結果、ピーク信号ｎ／２πが得られる。サンプル振幅は、３０度間隔にわたって大きい。したがって、統合は、入力信号のピーク付近で最も強い。

順次サンプリングパルスの統合は、情報チャネル周波数でそれぞれのスペクトルが互いに重なることを必要とする。チャネルを介して情報を発生および転送するのに必要なのは、このスペクトルだけである。したがって、サンプリングパルスのスペクトル全体が必要であるわけではない。

出力６４での出力は、時間サイズがＴ／ｎであるサンプル間隔（シンボル周期当たりｎ個のサンプルがある）の振幅の総和であり、９０度に正のピークがあり、２７０度に負のピークがある。合計したピークの大きさは、入力正弦波のピークの約ｎ倍である。出力ピークの幅はｘ（Ｔ／ｎ）に近似する。ただしｘは３または４程度であり、シンボル周期に対して非常に狭い。これにより、連続するシンボルを、出力ピークが互いに干渉することなく、ｘ（Ｔ／ｎ）よりもわずかに長い時間分離で互いに近接して送信することが可能となる。上記は、ビットスループットレートがｎ_１ｎ_ｆであることを意味する。ただし、ｎ_１はシンボル当たりの時間サンプル数であり、ｎ_ｆはチャネル幅当たりの周波数チャネル数である。出力６４は、その周波数を、着信信号の入力５１の周波数およびスペクトルから導出する。線スペクトルだけが入力５１に提示されるので、入力５１の時間および周波数間隔の如何に関わらず、出力も線スペクトルでなければならない。線周波数スペクトルは、出力が帯域幅と共に増加するのに対して、情報信号は限定された帯域幅を占有するだけであるので、チャネル雑音からの干渉が大きく低減されることを意味する。したがって、チャネルのバンドが１マイクロ秒パルスを通すために１ＭＨｚの帯域幅を有さなければならない場合、雑音改善は１０^６すなわち６０ｄＢである。これにより、長い距離、またはさらに大きいデータレートを処理することが可能となる。

図２に示されるスパイクフィルタは、２つの重要な要素を有する。第１に、平方回路５４、ＬＯを有する乗算器５６、ならびに平方根構成要素（平方根回路６０）および符号抽出構成要素（符号抽出器６１）からなる、着信信号用のフォーワードパス要素がある。第２に、出力を入力に加え、フォワード信号経路の周波数に対して小さな位相ずれを生み出すフィードバック経路がある。シンボル周期Ｔの途中に、実質的に１／Ｔ未満の帯域幅を有するが、応答時間Ｔを有する、狭帯域で依然として高速動作のフィルタを生成するのに十分なだけ累積効果が著しくなるように、この小さな位相ずれがｎ回反復される。

構成５３〜５５および構成６０〜６３を備えるフィードバックループが２つのレベルの正のフィードバックを提供し、一方の正のレベルが他方の正のレベルよりも低いことを理解することも重要である。具体的には、（その周波数がＬＯ周波数と同じである）所望の信号が提示されたとき、ループの効果は正のフィードバックであり、その信号の特性振幅の増大を引き起こす。同様に、望ましくない周波数（その周波数がその特定のＳＲＦ内のＬＯの周波数とは異なる干渉物、または多くの他の周波数から構成される広帯域雑音など）が提示されたとき、（加算器５３を含む）ループ内のすべてのこうした要素の効果は、（所望の信号に関連する負のフィードバックと同等の）より低い程度の正のフィードバックを供給することであり、その結果、望ましくない信号（複数可）の特性振幅の増加が小さくなる。送信ＳＲＦ回路と受信ＳＲＦ回路内の両方で実装される正のフィードバックループの使用の正味の効果は、全体の信号対雑音比、または信号対干渉物比を増加させることである。一般には、正のフィードバックシステムまたは回路は、通信システムの信号経路内では使用されない。これにより、不安定性および振動が生じるからである。本願発明の正のフィードバックの使用は、従来とは非常に異なっており、本発明の動作にとって根本的なものである。各シンボル周期の信号処理の完了後に送信ＳＲＦおよび受信ＳＲＦが「リセット」されるので、本願発明の回路は振動を示さない。図２では、正のフィードバック経路（遅延ユニット６３）が非常に短い期間（シンボル周期に対して非常に短い）について分割され、値０がフィードバックされる。これは、正のフィードバックループのすべてのメモリを効果的に除去し、そのループに、新しいデータシンボル周期についてその処理を再び開始させる。

シンボル周期間で（送信端と受信端の両方の）ＳＲＦ回路をリセットしなければならない（シンボル周期Ｔの終わり、または次のシンボルＴの始まりのどちらか−これらの両方は等価な時間であり、非常に小さな時間量Ｔ／ｎで分離される）。各シンボル周期「Ｔ」（例えば、１Ｍシンボル／秒伝送速度に対して１μｓｅｃ持続する）が、より小さい時間増分に「ｎ」倍に分割される。例えばｎ＝１０００である場合、１／ｎ遅延（図２の遅延ユニット６３）は１μｓｅｃ／１０００＝１ｎｓｅｃである。シンボル周期Ｔに同期されるＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥが生成され、その値は正確に１ｎｓｅｃ（または持続時間Ｔ／ｎ）について「０」であり、すべての他の時間について「１」である（図２のＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥ５２）。ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥが、現シンボル周期Ｔの最後の１ｎｓｅｃ（Ｔ／ｎ）ステップに関して、または次のシンボル周期Ｔの最初の１ｎｓｅｃ（Ｔ／ｎ）に関して厳密に値０を有することに留意されたい。ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥがＳＲＦのフィードバック経路と乗算される。ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥの値が「１」であるとき、回路は、乗算器５０およびＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥ５２が存在しない場合と同様に動作する。ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥの値が「０」であるとき、回路は、開ループである場合と同様に動作し、フィードバックはない。

このＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥプロセスの効果は、ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥが値「０」を有する持続時間の間、ＳＲＦループを「リセット」することである。このことは、持続時間Ｔ／ｎの小さい時間枠についてフィードバックを持たない（フィードバック経路を遮断する）ことに似ている。この結果、ＳＲＦループが前のシンボル周期Ｔからのすべてのそのメモリを「失い」、それによって各シンボル周期Ｔが、その後続のシンボルのその前のシンボルとは独立して処理される。したがって、ＳＲＦ回路はシンボル間干渉を示さない。

ＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥの別の重要な目的は、ＳＲＦに特有の正のフィードバック回路が、複数の連続するシンボル周期にわたって、制御されない振動とならないことを保証することである。そのような振動により、正のフィードバックの使用、ＳＲＦ回路の基本動作原理が無駄となる。

図２に示すように厳密に１／ｎ遅延（遅延ユニット６３）の後ろではなく、ＳＲＦループ内のどこにでも、乗算器（５０）を介してＲＥＳＥＴ ＰＵＬＳＥを単に効果的に印加することができることに留意されたい。動作機能がループにシンボル周期Ｔに対する適切な時間にその過去の信号処理から任意の状態（履歴）を「忘れさせる」ことである限り、ＳＲＦループをリセットする他の手段も利用することができる。例えば、ＬＯ（局部発振器５５）の値が少なくとも１つのＴ／ｎ期間について０である場合（それが０および１８０度で正弦曲線である場合のように）、この特定のＬＯはまた、その値が０である時間中に固有ループリセット機能を効果的に引き起こすことに留意されたい。しかし、ＬＯがＴシンボル周期の始めに値０を有することを保証しなければならない（例えば、ＬＯが、その値がシンボル周期Ｔの始めで「０」ではなく「１」である余弦である場合、これは真ではない）。

受信端でのＳＲＦの動作は、所望の信号に正のフィードバックを、望ましくない信号（複数可）に正の程度が低い（負の）フィードバックを同時に印加することである。受信機のＳＲＦの動作の最終結果は実際に、組み合わされたその入力信号のすべてに適用される差分挙動であり、したがって、（フィードバックプロセスを通じて）多くの回数適用されるループの位相応答の正味の違いは、最終的にシステムの有益な挙動を引き起こすものである。言い換えれば、それは「正」または「負」のフィードバックだけではなく、所望の信号と望ましくない信号に対して適用されるこれらの２つの効果の違いでもある。組み合わされる複数の被変調周波数（仮想チャネル）が、受信機でＳＲＦへの入力として使用される。ＳＲＦの局部発振器が、データ回復のための所望の周波数に同調される。ＬＯと所望の被変調周波数が、位相および周波数で同期される。しかし、残りの被変調周波数（仮想チャネル）は、局部発振器に対する位相偏位を有する。ＳＲＦは、各シンボルを独立して処理し、次のシンボル処理についてリセットされる。こうした信号の多数のサンプル（例えば１００万）と共に正のフィードバックが使用される。信号の各サンプルの振幅が、局部発振器に同期される被変調周波数（仮想チャネル）の前の振幅および累積振幅と共に累積的に加算され、局部発振器との間の位相偏位を有する周波数よりも高速な振幅増加を有する。実際には、所望の周波数の累積エネルギーは、他の周波数の累積エネルギーよりもずっと大きい。この分離の増大は、データレートの向上を可能にする。

ＳＲＦループの効果は、位相ずれの連続に基づき、フィードバックプロセスが多数の反復（「ｎ回」の反復）を通じてそれを高める。非常に中心に近い（しかし中心周波数ではない）信号では、位相ずれは非常に小さいが、累積する。同様に、さらに離れた周波数では、位相ずれは大きいが、さらに累積する。「遠い」周波数という用語は、目標が帯域内干渉の除去である相対的な用語である。従来の用語では、この「遠い」周波数が帯域内とみなされ、近過ぎて「除去」することも、さらには低減することもできない。

単に普通の「振幅」ではない、「特性振幅」という用語が上記の議論で使用される。その理由は、ＳＲＦは所望の信号を単に増幅するのではなく、望ましくない信号を減衰するが、信号の形状も変更するためである。その形状変化は、ＳＲＦプロセスの副産物であり、それ自体は、受信機の大きな結果ではない。重要な要素は、得られる新しい信号（ＳＲＦの出力）が、非中心周波数の入力（すなわち、干渉物または帯域内雑音）ではなく、大部分は中心周波数の入力によって影響を受けることである。スパイクの振幅が主に中心周波数入力によるものである限り、受信機の出力がスパイクまたは正弦波のように見えることは重要ではない。

再び図１を参照すると、各ＴＸＳＲＦ回路の出力は、正のフィードバックＳＲＦ回路の効果、着信デジタルビットの組合せ振幅、ならびに局部発振器５５によって供給される入力の組合せを含む。すべてのＴＸＳＲＦチャネル出力が加算器１８で合計され、複合の送信される信号が形成される。

ラインフィルタ（ＬＰＦ）１９（図１）は、低域フィルタまたは帯域フィルタである。典型的な電話会社回線のケースでは、このフィルタは必ずしも物理的回路ではない。むしろ、図１に示されるラインフィルタ１９は、電話線の低域通過特性のモデルである。送信機３０から受信機４０への送信中にフィルタ処理が行われるとき、信号をそのソースで事前フィルタ処理する必要はない。ワイヤレス信号のケースでは、送信される信号の高調波を有する隣接するワイヤレス帯域との干渉を回避するために、送信機３０でこのタイプのフィルタを実装しなければならない。

大部分のワイヤレスシステムでは、加算器１８からの信号出力は通常、ワイヤレス伝送のために当該の帯域にアップコンバートされ、次いで、選ばれたベースバンド周波数にダウンコンバートされる。このワイヤレス構成の利点は、送信される信号にとって低域通過経路として見えるその有線電話の対応するものとは異なり、ベースバンド信号が全体のワイヤレス伝送路を当該のベースバンド周波数範囲内のフラットな通過帯域として見ることである。

ＬＰＦ１９の出力が、図２に示されるＴＸＳＲＦと同じ構成であるＲＸＳＲＦ１〜ＲＸＳＲＦ４（符号２２〜２５）に印加される。各ＲＸＳＲＦは、送信機によって送信された、受信された信号を復号化するのに使用される。各ＲＸＳＲＦは、対応するＴＸＳＲＦと（遅延した）同一の周波数で動作し、共通クロック基準に同期される。クロック基準は、帯域幅の著しい増大なしに任意の周知の方式で受信機に送信することができる（図示せず）。

図３に、受信機システムの性能を向上させるためにＲＸＳＲＦ回路を直列に縦続することができることを示す。帯域が限定されたチャネルを通じて全体のデータスループットを向上させるために、より多くの干渉チャネルが送信側で使用されるので、これは特に有用である。図４を参照すると、典型的なＴＴＰ接続を介してデータを送るときの、データレートと距離のプロットが示されている。図示されるように、ＡＤＳＬは、データソースで約９Ｍｂｐｓのデータレートを実現し、それが、ソースから４０００フィート（１２１９．２メートル）で１．５Ｍｂｐｓまで低下する。対照的に、本明細書で説明される本発明のシステムは、６０００フィート（１８２８．８メートル）でデータレート２５Ｍｂｐｓ、２００００フィートで３Ｍｂｐｓを実現することができ、これはＡＤＳＬに勝る大きな改善である。

ＴＸＳＲＦ／ＲＸＳＲＦの組合せの基本動作は、実効雑音帯域幅を低減するが、信号帯域幅を同等に低減しないことであり、それによって、「高速な」信号を送信および回復することを可能にする。ただし「高速」とは、同等の帯域幅と比較した相対的なものである。追加の情報を搬送するための、ほとんど（しかし正確ではない）１００％の重複する信号の使用は、この雑音帯域幅低減効果によって可能にされる。本発明を利用する任意の１つの特定の周波数チャネルにとって、他の重複するデータチャネルは「雑音」とみなされる。これは、ＴＸＲＳＦ、ＲＸＳＲＦ、および整合フィルタ（以下で説明される）の本発明の組合せのために可能となる。

図１に示されるように、各ＲＸＳＲＦ回路の出力が、整合フィルタ２６に印加される。整合フィルタ２６は、以下で説明されるトレーニングプロセス中に得られる事前記憶される波形と共に着信信号をたたみこむ時間畳み込みフィルタである。各事前記憶される波形は、すべての着信ビットの組合せ効果に対応するが、意図は、特定のシンボル周期で特定の周波数によって送信される２または３ビットを復号化することである。他のビットは、過去のシンボル周期からのビット、または現シンボル周期からであるが異なる周波数からのビットからなる。１μｓｅｃ持続時間の各シンボルについて、および各周波数について、整合フィルタ２６が畳み込みを実施し、最良の合致が使用され、その周波数チャネルについて検出された２または３ビットが復号化される。

図５は、整合フィルタの典型的な構成を示す。図示されるように、各ＲＸＳＲＦ１〜４の出力が、デルタエネルギー計算モジュール７０〜７３に供給される。事前記憶される波形（以下で説明される）が波形メモリ７４〜７７に記憶され、計算モジュールに印加され、計算モジュールは、着信波形と事前記憶される波形との違いに依存するスコア１〜４を生成する。次いで、最良適合選択モジュール７８〜８１が、事前記憶される一連の「理想的な」（雑音のない）波形から、最良に合致する波形について判断を行う。例えば、雑音を含む実際の伝送波形との後続の比較のための「理想的な」波形を得るために０雑音が追加されるとき、こうした理想的な事前記憶される波形が、あらかじめ計算され、接続の「トレーニング」段階中にメモリモジュールに記憶される。

図６は、最良適合に関する判断が最良適合選択モジュール８２で多重チャネル式に行われることを除いて、図５と類似の構成を示す。各ＲＸＳＲＦ経路は依然として、すべての可能な理想的な波形と比べた着信波形に関するスコア１〜４のリストを計算する。次いで、このスコア１〜４のリストが、すべての他のチャネルからの類似のリストと組み合わされ、出力ビットに関してシステム全体の決定が行われる。この手法は一般に、単一チャネル決定方法と比べたときに、全体の雑音性能を改善することができる。

トレーニングプロセスの目的は、適切な信号波形をメモリに記憶することである。通常、トレーニングは、検出すべき信号が「理想的」であり、すなわち歪んでおらず、雑音を含まない方式で、この信号を整合フィルタの入力に提示することによって実施される。現実世界伝送チャネルで雑音をオフすることは通常は可能ではないので、この技法は常に実際的であるわけではない。他の技法は、フィールドでの使用中にではなく、実験室環境で整合フィルタの内容を事前計算することを含む。別の技法は、理想的な波形がそれから間接的に計算され、整合フィルタに記憶される伝送媒体の特徴付けを（例えば、スペクトル解析を使用して）実施する。

整合フィルタがトレーニングされた後は、動作の準備ができている。整合フィルタの出力はアナログ信号ではない。むしろ、その出力は、整合フィルタに対する入力での所望の信号の存在の尤度を示す、上記で説明された「スコア」である。通常、整合フィルタの出力上のしきい値比較が使用され、信号が十分な成功の確率で提示されたかどうかが判定される。

整合フィルタの動作は時間領域相関であり、通信および検出システムで周知の技法である。１つの一般的な方法は、時間差（理想的な波形に対する入力波形の差）の平方の和を取ることである。

同一の正弦波の上に重ねられた理想的な正弦波がわずかなひずみを有することを仮定する。２つの波形の振幅が等しい場合、差は０である。それらが等しくない場合、差は０でない値である。この比較がこれらの波形上でいくつかの時点にわたって２つの波形上で実施されるとき（サンプル）、一連の数が生成され、それぞれは、特定の各時点での理想的な波形に対する入力波形の忠実度を表す。これらの値のそれぞれの平方（したがってそれらはすべて正である）が互いに合計され、最終的な合致スコアが得られる。２つの波形が同一である場合、それぞれの差分ポイントは０であり、これらのポイントの合計も０であることに留意されたい。したがって、０スコアは理想的な合致を意味する。同様に、高スコアは、着信波形と理想的な波形との間の相関が低いことを意味する。

信号にわたる比較が実施される時点が多いほど、そのようなフィルタが、異なるが同一に近い信号を比較することを可能にする精度および解像度が高くなる（すなわち、シンボル当たりより多くのビット）。

整合フィルタに関するトレーニングは各接続について実施され、再トレーニングも周期的に実施することができる。一般に、整合フィルタのトレーニングは、フィルタが製造されるときに行われる。整合すべき信号が伝送媒体によって変更されないが、雑音と共に破壊されると予想されるからである。したがって、典型的な整合フィルタでは、回復すべき信号がどのように見えるかが既知であるので、フィルタのトレーニングは直接的である。しかし、本発明では、特定の通信ハイウェイの特性が、整合すべき信号に効果を及ぼし、整合フィルタを事前プログラムするために線特性を先験的に知ることができない。

したがって、本発明で整合フィルタを事前プログラムするために、線特有または接続特有のスペクトル応答試験が実施される。そのようなスペクトル応答試験が通信技術で知られており、本明細書でさらに説明する必要はない。スペクトル応答試験の結果に基づいて、所定のアルゴリズムで、所望の信号に対する線の固有特性の効果を計算することが可能となる。所定のアルゴリズムを適用した後、次いで、得られる信号をトレーニング信号として整合フィルタに記憶することができる。

様々なアルゴリズムを使用することができるが、本発明と共に使用される１つの例示的なアルゴリズムは、以下のステップを含む。
（ａ）線フィルタ処理特性を求めるために、送信機は、一連の純粋周波数を所定のシーケンスで送信する。一例は、１μｓｅｃごとに１ｋＨｚステップで１００ｋＨｚから１．５ＭＨｚまで掃引することである。受信機は、これらの周波数を受信し、線の通過帯域のスペクトルマッピングを生成し、線のスペクトル解析を発展させる。
（ｂ）受信機は、送信機、線、および受信機のその内部シミュレーションでスペクトル解析の通過帯域特性を使用して、ＲＸＳＲＦの出力が整合フィルタに提示する波形を計算する。
（ｃ）それぞれの一連のビット組合せについてステップ（ｂ）を反復する。
（ｄ）（ｂ）および（ｃ）の結果を整合フィルタに記憶する。

スペクトルマッピングを生成して、線の通過帯域に基づくスペクトル解析を発展させることは周知の技法である。スペクトル解析が発展されると、整合フィルタのために必要な波形の計算も周知の技法を利用して実施することができる。

再び図５を参照すると、最良適合選択モジュール７８〜８１によってｒｘｂｉｔ（１，０）からｒｘｂｉｔ（７，６）が生成される。ｒｘｂｉｔ（１，０）からｒｘｂｉｔ（７，６）は、送信機３０に印加されたｔｘｂｉｔ（１，０）からｔｘｂｉｔ（７，６）に等しく、それによって、送信された信号の受信機４０での正確な回復が可能となる。

ＩＥＥＥ８０２．９ ＩＳＬＡＮ非シールド電話撚線対フィルタ（１ＭＨｚ帯域フィルタ）をチャネルとして使用する本発明の技術の能力は、それぞれの周波数が３ビットのデータを搬送し、２つのエンド周波数がそれぞれ２ビットのデータを搬送する９つの周波数を使用して、最大データレート２５Ｍビット／秒を示し、これは、Ｓｈａｎｎｏｎの容量限界を破ることなく許容される最大値である。したがって、本発明の技術は、１ＭＨｚ帯域幅で２５Ｍビット／秒を送信する能力を有する。コアの発明は、送信側で重複する被変調周波数をサポートし、受信側で周波数間干渉を抑制する。デフォルトで、任意の他の干渉も抑制される。最小の保護帯域で、（Ｂ）ＭＨｚチャネルを介してサポートすることのできるデータレート量は、２５（Ｂ）Ｍビット／秒である。本発明の技術を使用する典型的なブロードバンドチャネル６ＭＨｚは、１５０Ｍビット／秒を配信することができ、３０ＭＨｚチャネルは、７５０Ｍビット／秒を配信することができる。ワイヤレスチャネルでも同様のデータレートが達成可能である。

チャネルがシンボル間干渉（ＩＳＩ）と加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のどちらも含むケースについて、本発明のシステム性能と、従来型直交振幅変調（ＱＡＭ）の性能との比較も行われた。より高いデータレートでは、両方のシステムが、等しいビット当たりエネルギーの制約下で比較されたとき、本発明の技術は、シングルキャリアＱＡＭシステムよりも性能が優れていた。例えば、アルファベットサイズがシンボル当たり６ビットであったとき、本発明のシステムは、ビット当たりエネルギーと雑音出力スペクトル密度との比で、従来型ＱＡＭシステムよりも約５から６ｄＢだけ性能が優れていた。この比較では、波形は、それぞれが２進位相偏移キーイング（ＢＰＳＫ）変調を利用する６つの密に配置されたトーンからなるのに対して、従来型シングルキャリアシステムは６４ＱＡＭ変調を利用した。従来技術システムと比べたこれらの優れた結果は、送信機のＳＲＦに対する入力の基本波形、送信機のＳＲＦによって実施される信号処理のタイプ、および受信機のＳＲＦによって示されるように受信機のフィルタリングの適切な形態の組合せによるものである。

本発明のいくつかの実施形態の説明は、例示的なものであり、限定的なものではないものとする。したがって、本発明がその特定の実施形態に関連して説明されたが、他の多くの変形形態および他の用途が当業者には明らかであろう。したがって、本発明は本明細書の特定の開示によって限定されず、添付の特許請求の範囲の最も広い範囲のみによって限定されることを理解されたい。本明細書で説明される回路に関する可能な周知の変形は、本発明のシステムおよび方法の動作が添付の特許請求の範囲内に包含される限り、いくつかの異なる方式で実装することができる。

Claims (17)

1. 帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる装置であって、
   複数の搬送波信号を生成する複数の発振器であって、各搬送波信号は異なる周波数を有し、各搬送波信号は、所定のシンボル周期Ｔを有する入力信号としてのマルチビット情報信号によって変調され、前記帯域幅が限定された通信経路の帯域幅は前記複数の搬送波信号の帯域幅の合計よりも小さい、該複数の発振器と、
   各被変調搬送波信号が印加される複数の別々のフィードバックループを有する送信フィルタであって、各被変調搬送波信号に対する第１のレベルの正のフィードバックと、前記被変調搬送波信号と干渉する信号に対する第２のレベルの正のフィードバックとを供給し、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記第１のレベルの正のフィードバックよりも小さく、前記第１のレベルの正のフィードバックは前記入力信号と同相であり、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記入力信号とは位相が異なる、該複数の別々のフィードバックループを有する送信フィルタと、
   前記フィードバックループ内の不要な振動を防ぐために、各シンボル周期Ｔで少なくとも１度別々のフィードバックループのそれぞれを開くリセットパルス発生器と
   を備え、
   前記リセットパルス発生器は、前記各シンボル周期Ｔ当たりｎ個のサンプルがあるサンプル間隔Ｔ／ｎの時間サイズを有するリセットパルスを発生するように構成され、前記各シンボル周期Ｔの間で少なくとも１度、所定の持続時間の前記リセットパルスを前記別々のフィードバックループのそれぞれに印加し、
   それによって、前記別々のフィードバックループのそれぞれが、前記リセットパルスが少なくとも１つの前記サンプル間隔Ｔ／ｎに対応したリセット期間を有する所定の持続時間の間、開かれ、正のフィードバックが供給されないようにしたことを特徴とする装置。
2. 加算器は各被変調搬送波信号を合計し、前記合計した被変調搬送波信号を前記帯域幅が限定された通信経路に供給することを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記合計した被変調搬送波信号が印加される複数の別々のフィードバックループを有する受信フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の装置。
4. 整合フィルタをさらに含み、前記整合フィルタは前記別々のフィードバックループと共に動作して、前記合計した被変調搬送波信号から前記マルチビット情報信号を復元することを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法であって、
   複数の搬送波信号を生成するステップであって、前記複数の搬送波信号のそれぞれは、異なる所定の周波数を有し、前記帯域幅が限定された通信経路の帯域幅は前記複数の搬送波信号の帯域幅の合計よりも小さい、該ステップと、
   各搬送波信号を入力信号としての複数のマルチビット情報信号で変調するステップであって、各情報信号は所定のシンボル周期Ｔを有するステップと、
   送信フィルタに含まれる別々のフィードバックループに各被変調搬送波信号を印加するステップであって、前記別々のフィードバックループは、各被変調搬送波信号に対する第１のレベルの正のフィードバックと、前記被変調搬送波信号と干渉する信号に対する第２のレベルの正のフィードバックとを供給し、前記第２のレベルの正のフィードバックは、前記第１のレベルの正のフィードバックよりも小さく、前記第１のレベルの正のフィードバックは前記入力信号と同相であり、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記入力信号とは位相が異なる、該ステップと、
   各シンボル周期Ｔ当たりｎ個のサンプルがあるサンプル間隔Ｔ／ｎの時間サイズを有するリセットパルスを発生するとき、前記各シンボル周期Ｔの間で少なくとも１度、所定の持続時間の前記リセットパルスを前記別々のフィードバックループのそれぞれに印加するステップであって、
   それによって、前記別々のフィードバックループのそれぞれが、前記リセットパルスが少なくとも１つの前記サンプル間隔Ｔ／ｎに対応したリセット期間を有する所定の持続時間の間、開かれ、正のフィードバックが供給されないようにする、該ステップと
   を含み、
   それによって前記被変調搬送波信号強度が向上し、前記干渉する搬送波信号強度は、前記被変調搬送波信号強度に関して減少することを特徴とする方法。
6. 前記複数の被変調搬送波信号のそれぞれが、前記別々のフィードバックループに印加された後に共に追加され、前記被変調搬送波信号の合計が、前記通信経路に印加されることを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記別々のフィードバックループのそれぞれは、前記被変調搬送波信号および前記干渉信号に対する累積する位相ずれの連続を供給し、前記累積する位相ずれは、被変調搬送波信号についてよりも干渉信号について大きく、それによって、複数の搬送波信号の間の帯域内干渉が低減されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法であって、前記通信経路が、入力信号に関連する情報を有する第１の信号と、前記第１の信号と干渉し、前記第１の信号を低下させることが可能な第２の信号とを搬送する、方法において、
   送信フィルタに含まれる別々のフィードバックループに前記第１の信号および第２の信号を印加するステップと、
   前記第１の信号の振幅を増大させる第１のレベルの正のフィードバックと、前記第２の信号の振幅を低減する第２のレベルの正のフィードバックの両方を前記別々のフィードバックループ内で同時に生成するステップであって、
   前記第２のレベルの正のフィードバックは、前記第１のレベルの正のフィードバックよりも小さく、前記第１のレベルの正のフィードバックは前記入力信号と同相であり、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記入力信号とは位相が異なる、該生成するステップと、
   各シンボル周期Ｔ当たりｎ個のサンプルがあるサンプル間隔Ｔ／ｎの時間サイズを有するリセットパルスを発生するとき、前記各シンボル周期Ｔの間で少なくとも１度、所定の持続時間の前記リセットパルスを前記別々のフィードバックループのそれぞれに印加するステップであって、
   それによって、前記別々のフィードバックループのそれぞれが、前記リセットパルスが少なくとも１つの前記サンプル間隔Ｔ／ｎに対応したリセット期間を有する所定の持続時間の間、開かれ、正のフィードバックが供給されないようにする、該印加するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
9. 前記通信経路は送信機および受信機を含み、前記方法は、前記送信機に位置する第１のフィードバックループと、前記受信機に位置する第２のフィードバックループとに前記第１の信号および第２の信号を印加するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記生成するステップは、前記別々のフィードバックループの順方向信号経路で周波数に対する位相ずれの連続を生成することをさらに含み、前記位相ずれが反復され、ｎ回の反復を通して高められることを特徴とする請求項８に記載の方法。
11. 所定の中心周波数に近い第１の周波数に関する前記位相ずれは第１のレートで累積し、前記所定の中心周波数からさらに離れた第２の周波数に関する位相ずれが第２のレートで累積し、前記第２のレートは前記第１のレートよりも実質的に大きいことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 前記第１の周波数は、前記第１の信号に好ましい周波数の近くであり、それによって、前記第１の信号が、前記第２の信号に対して振幅が増大することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記受信機に関連する整合フィルタがさらに含まれ、
    前記方法は、理想的な信号を前記整合フィルタに記憶するステップと、前記理想的な信号を前記第１の信号と比較して、前記第１の信号を前記第２の信号とさらに区別するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
14. 帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる装置であって、
    第１のレベルの正のフィードバックを入力信号に関連する情報搬送信号に印加し、第２のレベルの正のフィードバックを干渉信号に印加することによって前記情報搬送信号の振幅を増大させる別々のフィードバックループを有する送信フィルタであって、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記第１のレベルの正のフィードバックよりも小さく、前記第１のレベルの正のフィードバックは前記入力信号と同相であり、前記第２のレベルの正のフィードバックは前記入力信号とは位相が異なる、該別々のフィードバックループを有する送信フィルタと、
    前記情報搬送信号を前記干渉信号から区別する、それに関連する整合フィルタを有する別々のフィードバックループを有する受信フィルタと、
    各シンボル周期Ｔ当たりｎ個のサンプルがあるサンプル間隔Ｔ／ｎの時間サイズを有するリセットパルスを発生するように構成され、前記各シンボル周期Ｔの間で少なくとも１度、所定の持続時間の前記リセットパルスを前記別々のフィードバックループのそれぞれに印加するリセットパルス発生器であって、
    該印加によって、前記別々のフィードバックループのそれぞれが、前記リセットパルスが少なくとも１つの前記サンプル間隔Ｔ／ｎに対応したリセット期間を有する所定の持続時間の間、開かれ、正のフィードバックが供給されないようにする、該リセットパルス発生器と
    を備えたことを特徴とする装置。
15. 前記送信フィルタの前記別々のフィードバックループおよび前記受信フィルタの前記別々のフィードバックループは、前記送信フィルタの前記別々のフィードバックループおよび受信フィルタの前記別々のフィードバックループの順方向信号経路上に存在する信号の周波数に対する小さい位相ずれを生み出すフィードバック経路を含むことを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. 前記帯域幅が限定された通信経路が、前記送信フィルタの複数の前記別々のフィードバックループと、前記受信フィルタの複数の前記別々のフィードバックループとの間に接続され、前記情報搬送信号は、複数の局部発振器によって変調される複数の所定の情報ビットを含み、
    前記情報搬送信号が、前記送信フィルタの前記別々のフィードバックループのそれぞれの入力に印加され、前記送信フィルタの前記別々のフィードバックループのそれぞれの出力が合計され、前記帯域幅が限定された通信路に印加されることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
17. 前記情報搬送信号および前記干渉信号は前記帯域幅が限定された通信経路を介して移動し、前記受信フィルタの前記複数の別々のフィードバックループの入力に印加され、
    前記受信フィルタの前記別々のフィードバックループは、前記情報搬送信号の振幅をさらに増大させると共に、前記干渉信号の振幅を低減し、
    それによって、前記受信フィルタの前記複数の別々のフィードバックループのそれぞれに関連する前記整合フィルタは、情報搬送信号と干渉信号とを区別することを特徴とする請求項１６に記載の装置。

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