TW201830932A - 接收器中採用超高斯濾波的通信傳輸 - Google Patents

Abstract

在一種傳輸系統中，從傳輸資料產生傳輸信號。傳輸信號具有一系列整形脈衝，例如升餘弦或根升餘弦整形脈衝。基於經由傳輸信道傳送的傳輸信號，對接收信號進行採樣以產生採樣的數位資料。採樣的數位資料經由超高斯濾波器來濾波以重新產生傳輸資料。

Description

接收器中採用超高斯濾波的通信傳輸

本申請案主張於2018年1月29日提交的標題為「COMMUNICATION TRANSMISSION WITH SUPER-GAUSSIAN FILTERING IN RECEIVER」的美國非臨時專利申請案第15/882,862號的優先權；其主張於2017年2月1日提交的標題為「COMMUNICATION TRANSMISSION WITH SUPER-GAUSSIAN FILTERING IN RECEIVER」的美國臨時專利申請案第62/453,196號的權益，其出於所有目的藉由引用併入本文。

在藉由數位調變進行數位資訊的電傳輸或光傳輸中，發射器通常對數位資訊的資料位元進行編碼並對資料位元的序列進行過濾以形成用於藉由信道進行傳輸的脈衝，並且接收器通常獲得所接收脈衝的數位樣本，並對數位樣本進行濾波以擷取或重新產生原始數位資訊。正如理論所明確指出，用於通信系統中的資訊傳輸的資訊承載波形應該滿足所謂的奈奎斯特(Nyquist)準則，以便利用沒有符號間干擾(ISI)的通信。在實踐中，所使用的波形系列幾乎完全是升餘弦和根升餘弦脈衝，雖然嚴格地說是錯誤地表示為奈奎斯特脈衝，但通常是可互換的。理想的奈奎斯特脈衝的長度是無限的。然而，在實際實行方案中，即在真實系統中，脈衝必須在發射器處被截斷，並在接收器處以有限數量的點或間隔被採樣。為此，發射器和接收器中的濾波器功能使用稱為有限脈衝響應(FIR)濾波器的濾波器。濾波器的有限方面既影響發射脈衝的頻譜形狀，又影響接收器隨後的濾波響應的有效性。響應截斷的結果是與理想奈奎斯特脈衝偏離，並且通常出現ISI，ISI是指其中一個符號(由脈衝表示)干擾其他相鄰或附近符號的傳輸信號的失真。除了預期的脈衝整形之外，信號在經由傳輸信道傳送時通常會遇到各種減損、失真和噪聲。

圖1和2說明了ISI的總體效果。圖1示出了由發射器產生的發射脈衝(對於兩個位元1、0)的示例性圖101和由接收器接收到的接收脈衝的圖102。這個實例中的發射脈衝被理想化為方波，但實際上垂直邊緣(即信號頻帶的邊緣)具有有限的斜率。另一方面，接收脈衝往往會變得細長和模糊。只要接收脈衝不重疊，就沒有ISI。因此，接收器可以在原始發射脈衝的相同脈衝間隔(如虛線所示)內的任何點處對接收信號進行採樣，並產生正確的資料。然而，圖2示出了由發射器產生的發射脈衝(對於5個位元1、0、1、1、0)的示例性圖201，對於每個發射脈衝的接收脈衝的圖202，以及接收器接收的接收信號的圖203。在這種情況下，細長和模糊的接收脈衝重疊，使得接收器檢測到的淨效果是圖203的不規則接收信號。因此，只要接收器在適當的位置(例如，如點所示)對接收信號進行採樣，則將獲得正確的資料。然而，如果接收器在由箭頭204-206指示的子間隔內對接收信號進行採樣，則即使採樣位置在原始發射脈衝的正確脈衝間隔內，接收器也將獲得錯誤資料。產生錯誤資料的可能性是必須避免或最小化的總體問題。

ISI可能由許多不同的原因引起。例如，它可能是由硬體或頻率選擇性衰落所導致的濾波效應、多徑干擾、非線性和充電/放電效應造成的。很少有系統不受ISI的影響，所以它幾乎總是存在於通信系統中。因此，通信系統設計幾乎總是需要包含一些控制、減輕或最小化ISI的方式。

用於減少ISI的最簡單的解決方案之一是簡單地減慢經由信道傳送的信號的傳輸速率，例如，如圖1所示，在每個脈衝之間有一個延遲。因此，只有在允許當前接收的脈衝衰減之後才傳輸下一個資訊脈衝，使得後續的脈衝不干擾當前脈衝。然而，降低傳輸速率是一個簡單但不可接受的解決方案。相反，希望能夠以更高的速率發射脈衝，如圖2所示。

為了提供穿過信道的最佳傳輸速率，通常必須在發射脈衝之間不提供延遲的情況下將ISI最小化。為了能夠處理更高的傳輸速率，用於對付ISI的主要技術涉及「脈衝整形」。脈衝整形技術通常在發射器處以特定形狀來調變脈衝，並且在接收器處使用數位解調處理，使得對脈衝進行採樣的點僅受到干擾的最小影響。

圖1和2的實例中的方形(或幾乎方形)的脈衝形狀通常不適合於脈衝整形的目的，因為它們在實踐中是不能實現的。相反，脈衝整形通常基於其他形式，如sinc脈衝、升餘弦(RC)(或根升餘弦(RRC))脈衝或奈奎斯特(Nyquist)脈衝，如圖3中的理想的RC/RRC時域脈衝301所示。時域脈衝301的左側和右側尾部的振盪緩慢減小，但是從未真正消失，這是上述理想脈衝的無限長度的示例。另一方面，點表示用於有限生成(合成)和脈衝分析的採樣位置(或分接點)。可以使用任何數量的分接，例如16、32、48、64、128。通常，更多數量的更緊密間隔開的分接點提供更高品質的結果。然而，更大數量的分接點通常還需要更複雜的或者昂貴的硬體和/或相關硬體的更高功率消耗。

因此，為了使ISI最小化，發射器和接收器通常使用升餘弦濾波器或根升餘弦濾波器來在發射器處將脈衝整形並且在接收器處處理響應。然而，每種類型的濾波器的變化會導致具有不同形狀的脈衝。因此，為了獲得最大限度地減少ISI的最佳結果，一般認為接收器中的濾波器必須與發射器中的濾波器匹配。例如，為了實現升餘弦響應，將濾波分成兩個部分，以建置匹配的集合。當升餘弦濾波分為兩個部分時，每個部分稱為根升餘弦。

在一些實施例中，一種方法包括發射器接收傳輸資料，從傳輸資料產生具有一系列整形脈衝(例如，一系列升餘弦或升餘弦整形脈衝)的傳輸信號，並且發射該傳輸信號。該方法還包括：接收器基於經由傳輸信道傳送的傳輸信號來接收接收信號，對接收信號進行採樣以生成採樣的數位資料，並且藉由超高斯濾波器對採樣的數位資料進行濾波以重新產生傳輸資料。

在一些實施例中，傳輸系統包括發射器和接收器。發射器具有脈衝整形濾波器(例如，升餘弦或根升餘弦濾波器)，發射器利用該脈衝整形濾波器產生具有用於傳輸的一系列整形脈衝的傳輸信號。一系列整形脈衝是從數位傳輸資料產生的。接收器具有超高斯濾波器，藉由該超高斯濾波器，接收器基於經由傳輸信道傳送的傳輸信號，從接收信號的採樣數位資料中重新產生數位傳輸資料。

在一些實施例中，一種方法涉及接收器基於經由傳輸信道傳送的傳輸信號來接收接收信號，該傳輸信號由一系列整形脈衝(例如，升餘弦或根升餘弦整形脈衝)來形成，並且傳輸信號由數位傳輸資料來形成。該方法還包括接收器對接收信號進行採樣以生成採樣的數位資料，並且藉由超高斯濾波器對採樣的數位資料進行濾波以重新產生數位傳輸資料。

現將詳細參考所揭示發明之實施例，隨附圖式中說明該等實施例之一或多個實例。以解釋本技術而非限制本技術之方式提供每一實例。事實上，熟習此項技術者將明白，可在不脫離本技術之範疇的情況下對本技術做出修改及變化。例如，作為一個實施例之部分所示出或描述的特徵可與另一實施例一起使用，以產生更進一步的實施例。因此，意欲本發明標的涵蓋所附申請專利範圍及其等效物之範疇內的所有此類修改及變化形式。

本文描述的系統和方法可以用於利用不同調變方案、信號處理功能和/或信號處理能力的通信系統中，該等方案、功能和/或能力包括但不限於正交幅度調變(QAM)、正交頻分前多工(OFDM)、碼分多重存取(CDMA)、RAKE接收器波束組合以及基於相控陣的發射和接收。通信系統可以包括多種功能和/或處理能力以解決多種類型的減損，例如多徑減損。使用線性調變和/或信號處理技術的通信系統可以受益於本文描述的超高斯濾波器。此外，超高斯濾波器可應用於這種線性系統的處理鏈中的任何地方。

在接收器處的信號整形藉由濾波來實現，該濾波還用於抑制在系統的接收端處與有用信號一起到達的任何帶外噪聲。發射器處的整形可以與其他一些功能相結合。習知通信系統通常在接收器中採用與信號形狀匹配的濾波器。換句話說，使用相同類型的濾波器來在發射器中(在經由信道傳輸之前)和在接收器中(在經由信道傳輸之後對接收到的信號進行濾波)對信號進行濾波。理論上，發射器和接收器中的匹配濾波器是理想的。然而，實際上，系統鏈中的脈衝整形濾波器和/或不完善的組件(諸如升餘弦(RC)或根升餘弦(RRC)濾波器)會在信號脈衝中引入失真，對於在接收器中使用匹配的濾波器而言，該等失真未得到完美地校正。本文描述的是在發射器和接收器中具有失配濾波器的通信系統，與假設的理想匹配濾波器所能達成的性能相比，這提供了更好性能的意外結果。

在一些實施例中，與在發射器中使用的濾波器相比，本文描述的接收器中使用的濾波器可以具有過量的帶寬。例如，在一些實施例中，發射器具有RC或RRC濾波器系列中的脈衝整形濾波器來對脈衝進行整形，並且接收器具有在數位域中起作用的超高斯(SG)濾波器，其中SG濾波器的帶寬大於發射器中脈衝整形濾波器的帶寬。在一些實施例中，接收器中的SG濾波器中的過量帶寬至少與發射器中的RC或RRC濾波器中的滾降因子一樣大。換句話說，接收器中的SG濾波器的3 dB帶寬可以藉由以下方程與RC或RRC帶寬相關, (1) 其中β是發射器中的RC或RRC濾波器的滾降因子，是信號的符號率，並且C是介於1和2之間的係數。

圖4示出了根據一些實施例的具有發射器401和接收器402的傳輸系統400，其用於經由傳輸信道403(例如電纜、光纖、空氣等)傳輸傳輸信號(例如電或光信號)。在一些實施例中，電傳輸系統400是傳輸RF信號的RF傳輸系統，並且傳輸信道403是空氣。在一些實施例中，光傳輸系統400中的光信道403是光纖電纜，或者是藉以傳輸光信號的自由空間。與上述一般公認的實踐相反，傳輸系統400在發射器401和接收器402中不使用匹配的一組濾波器。相反，在一些實施例中，發射器401中的濾波器404使用升餘弦(RC)或根升餘弦(RRC)函數來針對傳輸信號的波形將發射脈衝整形，而接收器402中的濾波器405使用超高斯函數來處理用於分析接收信號的波形的響應。已經發現發射器和接收器濾波功能中的這種不匹配導致在接收器402處處理響應方面顯著改進的性能，同時甚至使用較少的採樣點來分析接收脈衝。在一些實施例中，接收器中的採樣可以以許多不同的采樣率完成。例如，接收器中的採樣可以以每個符號2個採樣，每個符號少於2個採樣，每個符號多於2個採樣或每個符號1至10個採樣完成。具體而言，模擬和實際實行方案已經證明，藉由RC/RRC脈衝的有限算術和截斷變體，藉由將接收器濾波器405實現為(離散時間或採樣變體)超高斯濾波器而獲得顯著改進的性能。在頻域升餘弦中：, (2) 其中β是升餘弦滾降(或過量帶寬)參數，T_s 是符號持續時間間隔，f是頻率。

除了發射器濾波器404之外，發射器401通常還包括用於輸入資訊串流的源406、誤差校正碼(ECC)編碼器407、可選的信道預編碼器408、可選的符號映射器409和任意波形發生器410，以及為了簡化而未示出的其他組件。另外，在一些實施例中，針對組件404和406-410描述的一些功能在其他組件中實現，該等組件示出或者未示出。

資訊源406通常代表產生用於資訊串流的資料(位元/位元組)的電路(例如，發射器401是其一部分的整個電子裝置的電路)，包括將要傳輸至接收器402的訊息主體和指定訊息的來源和目的地的標頭。ECC編碼器407通常表示為了生成傳輸資料的位元而將誤差校正位元(為了使傳輸資料對於傳輸信道403的資訊丟失、噪聲或缺點具有強的適應性)插入到用於資訊串流的資料中的電路。在一些實施例中，可選的信道預編碼器408表示將額外編碼位元添加到傳輸資料中，或者執行傳輸資料的一些位元的反轉，以便在需要時進一步保護資料的電路。在一些實施例中，可選的符號映射器409通常表示將傳輸資料的位元的多位元組合映射至多個符號(對應於多個幅度位準)以便生成具有多於兩個(例如4、8、16個等)信號幅度位準的傳輸信號的電路。此時，組件407-409的輸出表示用於形成傳輸信號的整形脈衝(或資訊承載脈衝)的傳輸資料的串聯化位元(例如，1和0，或多級符號)。

發射器濾波器404通常表示數位脈衝整形濾波器電路，其執行傳輸資料的串聯化位元的RC/RRC濾波以生成用於傳輸信號的波形的期望整形脈衝的數位表示。數位表示指示理想化的RC/RRC脈衝的離散點處的整形脈衝的幅度，例如由時域脈衝301(圖3)上的點所指示。點的數量和間距僅出於說明和解釋的目的來提供。因此，發射器濾波器404產生具有適合於產生期望的整形脈衝的適當數量和間隔的離散點的整形脈衝的數位表示。任意波形發生器410(或數位信道轉換器、數位類比轉換器等)通常表示將數位表示轉換為具有由數位表示指示的適當定時和幅度的類比整形脈衝的電路。然後，經由傳輸信道403來傳輸類比整形脈衝(即，傳輸信號)。其他實施例可以利用RC/RRC脈衝的不同實行方案或者RC/RRC脈衝的形狀變化來從傳輸資料生成傳輸信號。

雖然傳輸資料的位元是1和0的數學結構，但是RC/RRC濾波到數位和類比表示以及由此產生的傳輸信號為整形脈衝形式的資料提供真實世界的形狀。原始資料的1和0等於理想方波，並且整形脈衝通常近似理想方波(在頻域中)的理想RC/RRC脈衝響應(在時域中)。

除接收器濾波器405之外，接收器402一般包括可選的接收器和響應整形/調整濾波器411、採樣器412、可選信道減損減輕均衡器和資料擷取濾波器413、解映射器414、解碼器415以及所擷取的資訊串流的輸出416以及為了簡單起見而未示出的其他組件。另外，在一些實施例中，針對組件405和411-416描述的一些功能在其他組件中實現，該等組件示出或者未示出。

可選的接收器和響應整形/調整濾波器411通常表示用於任何適當的類比濾波器的電路，該類比濾波器可以用於接收接收信號，並且初步濾除或者抑制接收信號中累積的干擾或者噪聲的一部分。然而，在更好的數位濾波的情況下，可能不需要可選的接收器和響應整形/調整濾波器411。

採樣器412通常表示在足以充分描述波形的適當時間或間隔處，即在採樣點處，對接收信號進行採樣(即，以離散方式而不是以連續方式並且在所捕獲時間實例處以有限幅度分辨率來捕獲信號)的電路(例如，包括類比數位轉換器(ADC))。因此，採樣器在期望採樣點處獲得接收信號的波形的數位表示的採樣數位資料。數位表示的原始資料包括在(類比)接收信號中累積的干擾和噪聲，即使在使用可選的類比濾波器411時仍然存在這樣的減損。通常，必須注意將濾波後的波形的最小和最大幅度保持在接收器中的類比數位轉換器ADC的範圍內以避免信號的削波。與RC和RRC濾波器的平均幅度相比，最小值與最大值範圍的比率趨於升高(特別是在較高的滾降因子下)。與RC濾波器或RRC濾波器相反，在接收器中依賴於超高斯濾波器的系統傾向於較少地遭受ADC中與削波有關的失真的影響，因為這樣的系統不需要精確地捕獲波形的所有峰值振幅。相反，在接收器中使用超高斯濾波器的系統可以專注於波形的中間值，並且可以容忍ADC中的削波。

接收器濾波器405通常表示用於對接收信號的數位表示進行數位濾波的電路，例如為了對數位表示的資料的傅立葉變換執行必要的計算以將該資料從時域轉換到頻域，從而抑制噪聲頻率。為了優化或最大化來自接收信號的數位表示的減損、干擾或噪聲的濾波，接收器濾波器405需要與將傳輸信號的脈衝整形的發射器濾波器404的函數最佳匹配，使得接收器濾波器405可以逆轉發射器濾波器404的函數，就好像在鏡像中一樣。由於這個原因，習知做法是在接收器和發射器上都使用相同類型的數位濾波器。然而，接收器濾波器405執行被稱為高階高斯函數或超高斯函數的函數，例如，具有以下公式：(3) 其中與3 dB濾波器帶寬有關，與濾波器中心頻率有關，N是超高斯階，而是以赫茲為單位測量的頻率。在一些實施例中，例如在光通信系統中，大於或等於1 GHz，或者大於或等於5 GHz，或者大於或等於10 GHz，或者大於或者等於100 GHz，或者從1 GHz到1 THz。在一些實施例中，例如在RF系統中，大於或等於10 kHz，或者大於或等於100 kHz，或者大於或等於1 MHz，或者大於或等於10 GHz，或者從1 kHz到300 GHz。在一些實施方案中，N大於1，或大於10，或大於50，或1至100，或10至50，或50至100。

可選信道減損減輕均衡器和資料擷取濾波器413通常表示用於執行頻域數位表示的波形資料的任何期望的或適當的額外數位濾波的電路。例如，可選的濾波器413可以用於移除此時保留在資料中的一些由信道引起的失真。當信道在發射器信號上引起大量的失真時，通常需要可選的濾波器413。

解映射器414一般表示用於將數位表示的濾波波形資料轉換成數位資料或串聯化位元(例如，1和0)的串流，或首先轉換成多級符號，然後轉換成數位資料的電路。理想情況下，此時的數位資料將是原始傳輸資料的重構。但是，通常接下來執行一些誤差校正。因此，解碼器415一般表示能夠根據由ECC編碼器407插入的誤差校正位元對數位資料進行解碼以檢測和校正數位資料中的位元級錯誤的電路。因此，在此時，原來的傳輸資料得以取回。

在一些實施例中，除了接收器濾波器405之外，系統可以在採樣器412和解映射器414之間包括RC濾波器或RRC濾波器。在某些情況下，發射器和接收器中的這種脈衝整形可以用於滿足奈奎斯特要求。例如，採樣器412和解映射器414之間的這種RC或RRC濾波器可以減少ISI。

擷取的資訊串流的輸出416通常表示用於輸出傳輸資料的電路。例如，輸出416可以將傳輸資料提供給接收器402是其一部分的整個電子裝置的其他組件(例如，處理器、電子記憶體等)。

如上所述，接收器濾波器405不具體匹配發射器濾波器404。圖5和6說明了這種不匹配。圖5示出了通常被稱為α或β參數的不同滾降因子(例如，0.01、0.1和0.5)的理想RC/RRC頻率響應圖500。對於較高的滾降因子值，RC/RRC頻率響應圖500更加彎曲；但是對於較低的滾降因子值，RC/RRC頻率響應圖500獲得更多代表方波資料位元的理想方波形狀。另一方面，圖6示出了對於不同的指數N(1-4)的理想的超高斯頻率響應圖600。對於指數N = 1，公式3(以上)是標準高斯函數，而不是超高斯函數。藉由將指數N提高到大於1的任何實數(即，不一定是整數)來形成高斯函數(即，超高斯)的更一般的表達式。對於指數N的較低值，超高斯圖600是更呈鐘形的；但是對於指數N的較高值(例如，對於N = 4或更大)，超高斯圖600獲得更多的平頂和邊緣更陡的高斯下降，類似於較低滾降因子值的RC/RRC頻率響應圖500。對於非常大的指數(例如，大於10，或大於64，或大於100)，超高斯濾波器可以被描述為磚牆濾波器，即完全(或幾乎完全)截斷預選頻率以外的信號。

由於發射器濾波器404執行RC/RRC濾波，因此RC/RRC頻率響應圖500在技術上是時域脈衝301的頻率響應(頻域)「匹配」。因此，習知教導是接收器402應該使用與發射器(RC/RRC)濾波器404匹配(或映射其函數)的RC/RRC濾波器。然而，在RC/RRC濾波器的實際實行方案中，時域脈衝301的完美對稱的無限振盪和RC/RRC頻率響應圖500的陡峭邊緣不能達成。結果，在模擬和實際實行方案中已經發現，超高斯濾波器在接收器402中產生接收信號的波形的數位表示方面導致顯著提高的品質。在使用發射器濾波器404的RC/RRC濾波中的較低滾降因子值的實行方案中，這種改進特別顯著，但是當使用較高的值(例如，0.1或更高)時仍然有一些改進。換句話說，超高斯圖600的真實世界實行方案是時域脈衝301的真實世界實行方案的更好匹配，此歸因於數位類比和類比數位電路的有限分辨率的實際限制和/或在真實世界通信傳輸系統中使用的RC/RRC脈衝的截斷響應。

通信系統的性能可以使用品質因子(Q因子)、位元錯誤率(BER)或位元錯誤比率(也是BER)來表徵。在加性高斯白噪聲影響性能的情況下，Q因子通常與位元錯誤比率(BER)相關，例如，藉由諸如以下公式：, (4) 其中Q 是品質因子，erfc 是補餘誤差函數。在數位傳輸中，位元錯誤的數量是由於噪聲、干擾、失真、位元同步錯誤等而導致改變的在通信信道上接收的資料串流的位元的數量。位元錯誤率是每單位時間的位元錯誤數。位元錯誤比率是在所研究的時間間隔內位元錯誤數除以傳輸位元總數。位元錯誤比率是一種無單位的性能指標，通常以百分比表示。

對於傳輸信號，隨著信噪比(SNR)的提高，應該預期位元錯誤率會降低。根據補餘誤差函數，隨著位元錯誤率的降低，品質因子一般會增加。因此，隨著信噪比的增加，品質因子也應該增加。圖7示出了若干示例性傳輸系統的Q因子與信噪比(SNR)的若干圖，其示出了傳輸系統400相對於先前技術傳輸系統的改進。Q因子與SNR的圖是藉由不同示例性傳輸系統的模擬產生的。圖7所示的每個模擬的信號都是16-QAM信號。

對於圖7中的圖，示例性傳輸系統使用1)發射器和接收器中的RRC濾波器(RRC-RRC圖701-703)，2)發射器中的RC濾波器以及接收器中的超高斯(SG)濾波器(RC-SG圖704-706)，以及3)發射器中的RC濾波器和接收器中的簡單高斯(G)濾波器(RC-G圖707-709)。在圖7所示的模擬中RC和RRC濾波器的滾降因子是0.01。在圖7所示的模擬中，SG濾波器的過量帶寬也是0.01。另外，頂部圖701、704和707是針對傳輸系統產生的，其中接收器在4個採樣點對接收信號進行採樣，采樣率為每個符號2個採樣；中間圖702、705和708是針對傳輸系統產生的，其中接收器在16個採樣點對接收信號進行採樣，采樣率為每個符號2個採樣；而底部圖703、706和709是針對傳輸系統產生的，其中接收器在32個採樣點處對接收信號進行採樣，采樣率為每個符號2個採樣。這些案例中的採樣點在時間上是等間隔的。圖7所示資料中的術語「採樣點」指的是用於產生採樣信號資料(例如，在FIR濾波器中)的點的總數。圖7中所示的所有結果都利用每個符號2個樣本，儘管在實踐中可以使用相對於符號持續時間間隔的更小的甚至是分數(即非整數)的采樣率，而具有相似的效果。

RC-SG圖704-706示出了改進的傳輸系統400(圖4)的示例性實行方案的性能，因為這些圖是使用發射器中的RC濾波器以及接收器中的超高斯(SG)濾波器來產生。RC-SG圖704-706中的每一個清楚地示出了品質因子以與信噪比增加幾乎相同的速率增加，即使對於僅在4個採樣點處對接收信號進行採樣的示例性實行方案(圖704)而言亦是如此。

另一方面，RRC-RRC圖701-703示出了根據習知教導的示例性傳輸系統的性能，即，其中發射器和接收器濾波器是匹配的RRC濾波器。然而，儘管有匹配的濾波器，但是RRC-RRC圖701-703示出了示例性習知傳輸系統沒有達成與示例性改進傳輸系統400相同的品質因子位準，除非其使用大量的採樣點，例如32個採樣點(圖703)以及每個符號(間隔)2個採樣的采樣率。事實上，對於僅使用4個採樣點的示例性習知傳輸系統(圖701)，隨著信噪比增加，品質因子顯著地偏離示例性改進的傳輸系統400的品質因子，即，性能品質不會繼續隨著信噪比而增加。另外，在多達16個採樣點(圖702)的情況下，示例性習知傳輸系統仍然不以與示例性改進傳輸系統400相同的品質來執行。因此，利用較少的採樣點，示例性改進的傳輸系統400被證明比示例性的習知匹配濾波器傳輸系統具有明顯更好的性能。特別地，藉由最大僅4-16個採樣點來生成採樣的數位資料，示例性改進的傳輸系統400可以達成一定性能位準，為了達成該性能位準，示例性習知匹配濾波器傳輸系統需要至少32個採樣點。

比較而言，RC-G圖707-709示出了發射器和接收器濾波器之間具有不同失配的示例傳輸系統，即發射器中的RC濾波器和接收器中的簡單高斯濾波器(指數N = 1)。RC-G圖707-709表明，該示例性失配濾波器傳輸系統未能達成示例性改進的傳輸系統400所達成的品質因子，即品質因子以較低的速率增加。實際上，隨著採樣點數量的增加，RC-G圖707-709幾乎不變。因此，示例性改進的傳輸系統400(具有更高階超高斯濾波器，例如N = 4或更大)被證明比示例性失配濾波傳輸系統具有顯著更好的性能。

儘管RRC-RRC圖703示出了具有32個採樣點的示例性習知匹配濾波器傳輸系統與具有4、16或32個採樣點的示例性改進的傳輸系統400性能一樣好，但是需要大量採樣點對於示例性習知匹配濾波器傳輸系統而言是一個重大的缺點。較大數目的採樣點意味著為了接收信號的數位表示而生成較多的資料，這需要更複雜的電路來生成、過濾、均衡、解映射和以其他方式處理或分析接收器402中的資料，並且需要更多時間來執行這些功能。然而，由於示例性改進的傳輸系統400可以使用較少的採樣點來達成相同的品質結果，因此與示例性習知匹配濾波器傳輸系統相比，示例性改進的傳輸系統400的接收器402的這些功能的總體電路可以更簡單、更小、更低廉和更快。另外，在一些實施例中，由於接收器402能夠以相對較少的採樣點產生相對高品質的結果，因此發射器401不需要以非常高的品質生成傳輸信號。由於可以減少濾波器分接的數量，因此與在匹配濾波器的理論前提下設計的示例性習知傳輸系統相比，發射器濾波器404和任意波形發生器410可以使用更少的功率。另外，與在發射器和接收器中使用習知匹配濾波器的系統中的採樣器相比，採樣器412的品質可以較低(例如，具有較低分辨率或較少位元數的ADC)。

在一些實施例中，超高斯濾波器被應用在頻譜域中，但是將需要對接收信號執行兩個傅立葉變換。在一些實施例中，藉由有限脈衝響應(FIR)濾波器或分接延遲線濾波器在時域中應用超高斯濾波器。在後一種情況下，濾波器分接是藉由超高斯的頻譜表示的傅里葉逆變換而獲得的。在一些實施例中，在應用濾波器形狀時，可以使用與超高斯表達式的函數形式的輕微偏差：例如，超高斯函數的分段近似可以由公式3(以上)在頻譜域中形成。然後可以對該等近似進行傅里葉逆變換以獲得有限脈衝響應(FIR)濾波器的分接點樣本。以此方式，過濾形狀的中間的平頂與邊緣的各種(即任意)滾降，從純線性(例如總體梯形形狀)到適當的多項式或在信號頻帶的邊緣上的滾降的類似近似來進行組合。在一些實施例中，濾波器可以純粹應用於頻譜(即，傅立葉)域，如果該方法的相關複雜性和/或功率耗散允許的話。在一些實施例中，超高斯濾波器可以藉由利用小波變換來應用。在一些實施例中，可以調整超高斯濾波器，例如補償系統中的類比組件(諸如可選的類比濾波器411)的非理想形狀或者整個接收器402中的組件的任何缺陷，以達到整體超高斯形狀。

在一些實施例中，可以在發射器中發生額外的信號整形，並且也可以在接收器中對其進行校正，而不偏離所揭示的在發射器中使用RC或RRC濾波器以及在接收器中使用超高斯濾波器的概念。例如，再次參考圖4，可以在發射器中使用RC或RRC濾波器404，並且額外的濾波器可以使用函數G(ω)對信號進行整形。G(ω)形狀可以在ECC編碼器407和波形發生器410之間的任何點處被誘導。然後，這個額外的信號整形可以在接收器中使用具有反函數1/G(ω)的濾波器進行校正。在一些情況下，函數1/G(ω)補償了發射器和接收器整體傳輸特性從無ISI通信的奈奎斯特條件的偏離。接收器中的該整形校正可以發生在採樣器412與解映射器414之間的任何點處。換句話說，可以在發射器中使用「不完美的」信號整形(即，非RC或非RRC濾波器)，並在接收器中對其進行校正，而不會有害地影響使用失配濾波器的優點，在此描述的接收器中具有超高斯濾波器。

在一些實施例中，超高斯濾波器可以用在發射器和接收器中，只要滿足減輕ISI的奈奎斯特要求，即在適當的整體響應調節濾波器G(ω)的組合中，如前段所述。例如，系統可以包括發射器中的超高斯濾波器和接收器中的超高斯濾波器，並且可以藉由在發射器和/或接收器中使用G(ω)濾波器，將整個系統響應相對於奈奎斯特準則來調節來滿足奈奎斯特要求。

雖然已關於本發明之特定實施例詳細描述了本說明書，但將瞭解，熟習此項技術者在獲得對前述內容之理解後，可容易想到此等實施例之替代、變化及等效物。上面論述的任何方法步驟可以藉由處理單元或具有存儲用於那些方法步驟的指令和/或資料的可讀非臨時性介質的專用積體電路來執行。可讀介質可以是電子裝置本身內的記憶體或網絡可訪問的記憶體。在不脫離本發明之範疇的情況下，本發明之此等及其他修改及變化可由熟習此項技術者實踐，該範疇在所附申請專利範圍中更具體地闡述。

301‧‧‧時域脈衝

400‧‧‧傳輸系統

401‧‧‧發射器

402‧‧‧接收器

403‧‧‧傳輸信道

404、405‧‧‧濾波器

406‧‧‧輸入資訊串流的源

407‧‧‧誤差校正碼(ECC)編碼器

408‧‧‧可選的信道預編碼器

409‧‧‧可選的符號映射器

410‧‧‧波形發生器

411‧‧‧接收器和響應整形/調整濾波器

412‧‧‧採樣器

413‧‧‧可選信道減損減輕均衡器和資料擷取濾波器

414‧‧‧解映射器

415‧‧‧解碼器

416‧‧‧資訊串流的輸出

500‧‧‧RC/RRC頻率響應圖

600‧‧‧超高斯頻率響應圖

701-703‧‧‧RRC濾波器

704-706‧‧‧超高斯(SG)濾波器

707-709‧‧‧簡單高斯(G)濾波器

圖1和2示出了發射和接收脈衝的簡化圖。

圖3示出了理想時域脈衝的簡化圖。

圖4是根據一些實施例的傳輸系統的簡化示意圖。

圖5示出了簡化的理想RC/RRC頻率響應圖。

圖6示出了簡化的理想超高斯頻率響應圖。

圖7示出了若干示例性傳輸系統的Q因子與信噪比(SNR)的簡化圖。

Claims (30)

1. 一種方法，其包括： 藉由一發射器來接收傳輸資料； 藉由該發射器從該傳輸資料產生一傳輸信號，該傳輸信號具有一系列整形脈衝； 藉由該發射器來發射該傳輸信號； 藉由一接收器基於經由一傳輸信道傳送的該傳輸信號來接收一接收信號； 藉由該接收器對該接收信號進行採樣以產生採樣數位資料；和 藉由該接收器經由一超高斯濾波器對該採樣數位資料進行濾波以重新產生該傳輸資料。
2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該發射器使用選自由升餘弦濾波器和根升餘弦濾波器系列組成之群的一脈衝整形濾波器來產生該等整形脈衝。
3. 如申請專利範圍第2項之方法，其中： 與該發射器中的該脈衝整形濾波器相比，該接收器中的該超高斯濾波器具有過量的帶寬。
4. 如申請專利範圍第3項之方法，其中： 該接收器中的該超高斯濾波器中的該過量帶寬至少與用於產生該傳輸信號的該脈衝整形濾波器的一滾降因子一樣大。
5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該超高斯濾波器以4-16個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
6. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該超高斯濾波器以最多4個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
7. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該超高斯濾波器根據具有4或4以上之指數的超高斯函數來操作。
8. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該傳輸信號是一光信號；和 該傳輸信道是一光纖信道。
9. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該傳輸信號是一RF信號；和 該傳輸信道是空氣。
10. 如申請專利範圍第1項之方法，其中： 該發射器利用第一和第二脈衝整形濾波器產生該等整形脈衝，其中該第一脈衝整形濾波器選自由一升餘弦濾波器和一根升餘弦濾波器組成之群，並且該第二脈衝整形濾波器對根據一函數G(ω)操作的脈衝進行整形；和 該接收器處的該濾波還包括使用根據一函數1/G(ω)操作的一濾波器來對該採樣數位資料進行濾波。
11. 一種傳輸系統，其包括： 具有一脈衝整形濾波器的一發射器，利用該脈衝整形濾波器，該發射器產生具有用於傳輸的一系列整形脈衝的一傳輸信號，該一系列整形脈衝從數位傳輸資料中產生；和 具有一超高斯濾波器的一接收器，利用該超高斯濾波器，該接收器基於經由一傳輸信道傳送的該傳輸信號，從一接收信號的採樣數位資料中重新產生該數位傳輸資料。
12. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該脈衝整形濾波器選自由升餘弦濾波器或一根升餘弦濾波器組成之群。
13. 如申請專利範圍第12項之傳輸系統，其中： 與該發射器中的該脈衝整形濾波器相比，該接收器中的該超高斯濾波器具有過量的帶寬。
14. 如申請專利範圍第13項之傳輸系統，其中： 該接收器中的該超高斯濾波器中的該過量帶寬至少與該發射器中的該脈衝整形濾波器的一滾降因子一樣大。
15. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該超高斯濾波器以4-16個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
16. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該超高斯濾波器以最多4個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
17. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該超高斯濾波器根據具有4或4以上之一指數的一超高斯函數來操作。
18. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該傳輸信號是一光信號；和 該傳輸信道是一光信道。
19. 如申請專利範圍第11項之方法，其中： 該傳輸信號是一RF信號；和 該傳輸信道是空氣。
20. 如申請專利範圍第11項之傳輸系統，其中： 該發射器包括第一和第二脈衝整形濾波器，其中該第一脈衝整形濾波器選自由一升餘弦濾波器和一根升餘弦濾波器組成之群，並且該第二脈衝整形濾波器對根據一函數G(ω)操作的脈衝進行整形；和 該接收器還包括根據一函數1/G(ω)進行操作的一濾波器，其補償該發射器和接收器整體傳輸特性從用於無ISI通信的一奈奎斯特條件的一偏離。
21. 一種方法，其包括： 藉由一接收器、基於經由一傳輸信道傳送的一傳輸信號來接收一接收信號，該傳輸信號由一系列整形脈衝形成，並且該傳輸信號由數位傳輸資料形成； 藉由該接收器對該接收信號進行採樣以產生採樣數位資料； 藉由該接收器經由一超高斯濾波器對該採樣數位資料進行濾波以重新產生該數位傳輸資料。
22. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 使用選自由升餘弦濾波器或一根升餘弦濾波器組成之群的一脈衝整形濾波器來對該等整形脈衝進行整形。
23. 如申請專利範圍第22項之方法，其中： 與該發射器中的該脈衝整形濾波器相比，該接收器中的該超高斯濾波器具有過量的帶寬。
24. 如申請專利範圍第23項之方法，其中： 該接收器中的該超高斯濾波器中的該過量帶寬至少與該發射器中的該脈衝整形濾波器的一滾降因子一樣大。
25. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 該超高斯濾波器以4-16個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
26. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 該超高斯濾波器以最多4個採樣點來操作以產生該採樣數位資料。
27. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 該超高斯濾波器根據具有4或4以上之一指數的一超高斯函數來操作。
28. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 該接收信號是一光信號；和 該傳輸信道是一光信道。
29. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 該傳輸信號是一RF信號；和 該傳輸信道是空氣。
30. 如申請專利範圍第21項之方法，其中： 使用第一和第二脈衝整形濾波器來整形該等整形脈衝，其中該第一脈衝整形濾波器選自由一升餘弦濾波器和一根升餘弦濾波器組成之群，並且該第二脈衝整形濾波器使用一函數G(ω)來將該等脈衝整形；和 在該接收器處的該濾波還包括使用具有一函數1/G(ω)的一濾波器對該採樣數位資料進行濾波，從而補償該發射器和接收器整體傳輸特性從用於無ISI通信的一奈奎斯特條件的一偏離。