KR101527537B1

KR101527537B1 - 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101527537B1
Application number: KR1020137032062A
Authority: KR
Inventors: 엘리옷 엘. 그루엔버그; 패트릭 안타키; 다데수구르 바만; 데이빗 엔. 주델손
Original assignee: 켈콴 홀딩스 리미티드
Priority date: 2011-08-04
Filing date: 2011-08-04
Publication date: 2015-06-16
Also published as: RU2571418C2; CA2836397A1; US20110299620A1; MX2014001124A; JP5897127B2; BR112013030511A2; WO2013019242A2; RU2014104537A; CL2013003457A1; HK1198847A1; KR20140042810A; AU2011374237A1; IL229305A0; CN104160672A; JP2015506113A; CO6852029A2; NZ615881A; CA2836397C; EP2740227A2; AU2011374237B2

Abstract

결합된 코딩 및 변조 기술을 사용하는, 대역폭 제한 통신 경로 하이웨이의 정보 전달 용량을 증가시키기 위한 고유의 디지털 압축 기술. 본 발명의 기술은 다수의 독립적인 변조된 데이터 스트림이 교차채널 간섭(cross-channel interference)없이 동일한 대역폭을 동시에 순간적으로 공유할 수 있게 한다. 정합 필터는 실질적으로 에러 레이트(error rate)를 감소시키는데 사용되고, 스펙트럴 응답 테스트의 수행을 기초로 하는 고유의 트레이닝 방법을 사용한다. 알고리즘은 송신된 신호에 대한 통신 하이웨이의 고유 특성의 영향을 계산하고, 수신된 신호와의 비교를 위해 정합 필터에 저장되는 이상적인 신호를 생성한다.

Description

대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING THE CHANNEL CAPACITY OF A BANDWIDTH LIMITED COMMUNICATIONS PATH}

[본원과 관련된 상호 참조 문헌]

본 출원은, 2010년 1월 6일에 출원된 미국 특허 출원 No. 12/652,885의 일부계속출원이고, 여기에 참조로서 전체가 포함되는 가특허출원 No. 61/142,768(출원일: 2009년 1월 6일), 미국 특허 No. 5,956,372, 미국 특허 No. 6,075, 817, 및 미국 특허 No. 7,336,747에 관련되며, 이 특허문헌에 대하여 이익을 주장한다.

본 발명은 TTP(Telephone Twisted Pair) 케이블, 광섬유 파이프라인, 마이크로웨이브 통신 시스템, 모바일 및 퍼스널 통신 네트워크, 및 위성 통신 네트워크를 포함하는 대역폭 제한 통신 경로(bandwidth limited communications path)의 채널 용량을 증가시키기 위한 방법 및 장치에 관련된다.

최근, 홈 엔터테인먼트(home entertainment), 비지니스 통신, 및 무선 통신 장치들을 대하여 이용가능한 엄청난 양의 디지털 정보에 대한 즉각적이고 고속의 액세스(access)가 많이 요구된다.

이것을 만족시키기 위해 적용되는 리소스와 이러한 요구의 일례는, 단일 광대역 접속(single broadband connection) 상에서 고속 인터넷 액세스, 텔레비전 프로그래밍, 및 전화 서비스를 공급하기 위해 케이블 및 전화 회사가 노력하는 "트리플 플레이(triple play)"이다.

전화 회사에 의해, 트리플 플레이는 광섬유와 ADSL(Asynchronous Digital Subscriber Line) 기술의 조합을 사용하여 거주자 또는 비지니스에 전달된다. 이러한 구성은, 전화 중앙 통신소(telephone central office)로부터 멀리 떨어진 영역에 도달하기 위해 광섬유를 사용하고, 홈(home) 또는 비지니스까지의 라스트 마일(last mile)과 같은 기존의 TTP 상의 ADSL 또는 VDSL(Very-High-Data-Rate Digital Subscriber Line)을 사용한다. DSL(Digital Subscriber Line) 기술은 먼 거리에서 대역폭이 현저히 저하되기 때문에, 이러한 2단계 방법이 필요하다.

진보된 트리플 플레이 서비스(advanced triple-play service)를 제공하기 위한 대역폭은 37 Mbits/sec과 57 Mbits/sec 사이의 다운스트림 데이터 레이트(downstream data rate)[헤드 엔드(head end) 또는 센트럴 오피스(central office)로부터 거주자 또는 비지니스까지]가 필요할 것으로 예상된다. 이것은, 9-12Mbits/sec를 각각 필요로 하는 가정(household) 당 3 HDTV(High Definition TV), 10-20 Mbits/sec의 고속 인터넷, 및 0.25 Mbits/sec의 IP 보이스(voice)의 평균에 기초한다.

ADSL, ADSL2+, 및 VDSL을 포함하는 트리플 플레이 서비스에 의한 가능한 사용을 위해 다수의 기본 DSL 서비스가 있다. ADSL은 18000 피트(feet)의 거리에서 대략 2 Mbits/sec와 6000 피트의 거리에서 6 Mbits/sec의 다운스트림 대역폭을 제공할 수 있다. ADSL2+는 제2 트위스티드 페어(second twisted pair)를 사용하여 3000 피트에서 대략 25 Mbits/sec의 대역폭을 제공할 수 있다. VDSL은 대략 3000 피트에서 25 Mbits/sec, 및 제2 트위스티드 페어를 사용하여 1000 피트에서 57 Mbits/sec의 가능성을 제공할 수 있다. 따라서, 전화 회사가 기존의 DSL 기술에 의한 풀 서비스 트리플 플레이 구성을 제공하기 위해, 모든 홈 또는 비지니스의 대략 1000 피트 이내에서 액세스 가능한 광섬유 네트워크를 설치할 필요가 있다.

케이블 텔레비젼 오퍼레이터들은, 현재 대부분의 설치(installation)가 먼 거리 상에서 요구되는 대역폭을 지원할 수 없는 동축케이블이라는 것과 유사한 문제를 직면하고 있다. 따라서, 케이블 텔레비젼 오퍼레이터들은 또한 라스트 트랜스미션 마일(last transmission mile)을 위한 TTP보다는 광섬유 네트워크를 설치하고, 이용가능한 동축케이블을 사용해야 한다. 전화 서비스를 제공하기 위해 VOIP(voice over IP)가 사용되지만, 케이블 회사를 위해, HFC(Hybrid Fiber Coaxiel) 구조가 텔레비젼 프로그래밍 및 고속 인터넷 액세스를 위해 사용된다.

트리플 플레이 서비스를 위해 요구되는 광섬유 네트워크를 설치하기 위해, U.S. 전화 회사들이 단독으로 260억 달러 이상을 사용해야만 할 것으로 예측된다.

무선 통신을 위해, CDMA(Code Division Multiple Access) 및 GSM(Global System for Mobile Communications) 표준에 있어서의 진보는 또한 비디오, 인터넷 액세스 및 음성 전화 서비스를 제공하기 위한 다른 매체를 제공하고 있다. 따라서, 트리플 플레이는 이용가능한 대역폭을 위한 더 큰 요구를 의미하는 "쿼드러플 플레이(quadruple play)"가 되고 있다. 이러한 요구는, 미국의 전화 회사들이 1995년 이래 스펙트럼에 대하여 710억 달러로 입찰하지만, 미국에서의 최근의 700 MHz 경매에서의 가격제시에 있어서 190억 달러를 산출하는 것으로 나타나고 있다.

본 발명의 목적은, 모든 타입의 통신 하이웨이에 대하여 정보 전달 용량을 증가시키기 위해, Claude Shannon 및 Ralph Hartley에 의해 개발된 바와 같은 베이직 시어리 언더라잉 채널 용량의 이해를 요구하는 것이다. Shannon-Hartley 정리(theorem)는 가우시안 노이즈에 대한 지속시간 아날로그 통신 채널 서브젝트(continuous-time analog communications channel subject)의 전형적인 케이스에 대하여, 노이지 채널 코딩 정리(noisy channel coding Theorem)의 적용이다. 상기 정리는, 노이즈 간섭의 존재에 있어서, 그리고 특정 대역폭으로, 통신 링크 상에서 전송될 수 있는 에러-프리 디지털 데이터(error-free digital data)[펄스 기반 정보(pulse based information)]의 최대량의 바운드(bound)와 채널 용량을 수립(establish)한다. 상기 정리는, 신호 전력(signal power)이 바운드되고(bounded), 가우시안 노이즈 프로세스(Gaussian noise process)가 공지의 파워(power) 또는 파워 스텍트럼 밀도(power spectral density)에 의해 특징지어진다는 가정을 기초로 한다. 이 목적을 달성하기 위해, 종래의 방법은 효율적인 기술 향상을 사용하여 단일 변조 주파수 당 비트의 수를 증가시키는 시도를 하였다. 상기 개선은 채널 상의 노이즈가 동일하게 남기 때문에 제한되었다. 본 발명은 전체 물리적 채널 대역폭에 있어서의 최소 증가로 자신의 가상 채널 각각에 대하여 다수의 주파수들을 전송하고, 각각의 변조된 주파수가 Shannon 제한(limit)의 제약(constraint) 내에서의 최대 용량을 달성하는 것을 보장한다. 결합된 정보 처리량(throughput)은 모든 가상 채널들에 대한 용량의 합이다. 본질적으로, 제안된 발명은 공지의 시스템이 달성할 수 없는 동일 제한된 채널 대역폭 내에서 다수의 가상 채널들을 결합하기 위한 방법을 제공한다.

모든 가능한 멀티-레벨(multi-level) 및 멀티-페이즈(multi-phase) 인코딩 기술을 고려하면, Shannon-Hartley 정리는, 전력의 부가적인 화이트 가우시안 노이즈로 아날로그 통신 채널 서브젝트를 통해 소정의 평균 신호 전력(S)으로 전송될 수 있는 클린(claen)(에러 프리) 데이터의 비율(rate)에 대한 이론적 상계(upper bound)를 의미하는 채널 용량(C)이 다음 식에 의해 주어진다는 것을 서술(state)한다.

C= Blog2 (1+S/N)

여기서,

C는 초당 비트로 나타내는 채널 용량이다.

B는 Hertz로 나타내는 채널의 대역폭이다.

S는 watt로 측정되는 대역폭에 대한 전체 신호 전력이다.

N은 watt로 측정되는 대역폭에 대한 전체 노이즈 전력이고, S/N은 스트레이트 전력 비(straight power ratio)로 표현되는, 가우시안 노이지 간섭에 대한 통신 신호의 신호 대 잡음비(SNR: signal-to-noise ratio)이다.

Shannon-Hartley 정리는 가우시안 노이즈에 대한 유한-대역폭 연속-시간 채널 서브젝트를 위한 채널 용량을 수립한다. 이것은 또한, 대역폭 제한이 단독으로 최대 정보 비율(maximum information rate) 상에 캡(cap)을 도입(impose)하지 않는다는 것을 명확하게 만든다. 즉, 디지털 펄스 신호가 각 심볼 펄스 상에 무한히 큰 수의 상이한 전압 레벨을 취하는 것이 가능하기 때문에, 각각 약간 상이한 레벨이 상이한 평균 또는 비트 시퀀스에 할당된다. 그러나, 노이즈와 대역폭 제한이 결합되면, Shannon-Hartley 이론은, 다양한 멀티-레벨 인코딩 기술이 사용되는 경우에도 제한된 전력의 신호에 의해 전송될 수 있는 정보의 양에 유한한 제한이 있다는 것을 알려준다.

Shannon-Hartley 정리에 의해 상정되는 채널 용량 상의 유한 제한은 이 정리에 의해 고려되는 채널에 있어서 노이즈와 신호가 추가에 의해 결합된다는 사실에 부분적으로 기초한다. 즉, 수신기는 노이즈를 나타내는 연속적인 임의의 변수와 원하는 정보를 인코딩한 신호의 합과 동일한 신호를 수신한다. 이 추가는 원래 인코딩되는 신호의 값에 대한 불확실성을 생성한다.

Shannon-Harteley 정리는 종래의 통신 시스템에 적용되고, 신호 대 잡음비 및 채널의 소정의 대역폭이 지원되는 최대 데이터 레이트를 지ㅔ공한다. 종래의 시스템에서, 변조된 주파수는 동일 대역폭 근방 내에서 오버랩되지 않고, 대신 각각의 변조된 주파수가 별개의 대역폭을 갖는다. 따라서, 종래의 통신 시스템에서의 데이터 레이트를 증가시키기 위해, 대역폭이 증가되어야 한다. Shannon-Hartley 정리가 여기 개시되는 제안된 본 발명의 기술에도 적용된다. 그러나, 여기 개시되는 본 발명의 기술은 물리적 채널 상의 동일한 전체 대역폭 근방에서 여전히 유지되고, 서로에 대하여 근접한 변조된 주파수(반송파)를 각각 구비한 다수의 가상 채널의 누적합으로 인해 증가된 용량을 허용한다. 또한, 모든 변조된 주파수(가상 채널)가 물리적 채널 상으로 동시에 전송되기 때문에 그 대역폭은 현저하게 오버랩된다. 증가된 데이터 용량을 복구시키기 위해, 본 발명의 기술은 후술하게 될 송신기에서의 TXSRF(Transmit Super Resonant Filter), RXSRF(Receiver Super Resonant Filter), 및 정합 필터(Matched Filter)의 조합에 의해 현저하게 반송파간 간섭(inter-carrier interference)를 억제한다.

일종의 노이즈는 소망하는 반송파 신호와 실질적으로 동일한 대역폭을 차지하는 하나 이상의 데이터 전달 간섭 반송파(data-carrying interfering carrier)이다. 본 발명의 시스템은 전체 신호 대역폭을 증가[대역 확산 시스템(spread-spectrum system)에서와 마찬가지로]시키거나, SNR을 감소(멀티-유저 CDMA 시스템에서와 마찬가지로)시키지 않고, 전송 시스템의 전체 처리량을 증가시키기 위해 고유의 조합(송신 및 수신 SRF 회로를 사용함)으로 스펙트럼으로 오버랩되는 데이터-반송파를 사용한다. 결국, 오버래핑 반송파의 본 발명의 시스템의 구현은 직교 시스템[OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 등]보다 우수하다. 본 발명과 다르게, OFDM 시스템은 반송파를 분리(separating)하기 위한 주파수의 선택이 직교성의 룰에 의해 매우 정확하게 세팅되고 이에 따라 소정 대역폭에 대한 전체 데이터 처리량에 있어서 근소한 증가를 초래한다는 점에서 제한적이다.

후술하게 될 본 발명의 프로세스는 신호의 누적 에너지와 노이즈의 누적 에너지 사이의 차이가 더 커지는 것을 초래한다. 지금까지는 현저히 증가되는 채널 용량에 있어서의 이러한 결과는 성취될 있는 것으로 생각되지 않았다. 상이한 채널의 변조된 주파수들이 제한된 대역폭 내에서 오버랩되기 때문에, 반송파간 간섭은 다른 노이즈에 비해 더 지배적이다. 본 발명은 전체 용량을 증가시키기 위해 전체 노이즈의 충격을 감소시킨다. 본 발명에 의해 달성 가능한 노이즈와 신호 대역폭의 이러한 비동조화(decoupling)는 Shannon-Hartley 정리의 완전히 새로운 적용을 나타낸다.

여기 개시되는 채널 용량에 있어서의 본 발명의 향상을 위한 기본 근거는 본 발명이 정보를 전달하기 위해 디지털 펄스 신호를 필요로 한다는 것이다. 오히려, 본 발명은 송신기에서의 상태의 변화가 발생하는 동일한 기간에서 진폭이 고정되어 남아 있는 이산 사인파 신호(discrete sinusoidal signal)의 진폭을 통신함으로써 정보를 전송한다. 정보가 펄스로서 전송되는 경우가 있기 때문에 하나의 비트 기간으로부터 다음 비트 기간으로의 진폭에 있어서 갑작스러운 변화가 없다. 각각의 이산 간격(discrete interval)은 시간을 갖는 사인파로서 성장하는 자신만의 사인파 입력을 갖는다. 이것은, 정보 전달이 디지털 펄스에 기초하는 경우와 마찬가지로, 이러한 통신 시스템에서 광대역 스펙트라(wide band spectra)의 소스(source)가 없다는 것을 의미한다.

본 발명은, 전송된 정보 신호를 전달하는 좁은 대역폭 내에 잔류하는 노이즈를 제외한 모든 채널 노이즈의 결정적 영향을 차단함으로써 신호 대 잡음비에 있어서의 엄청난 향상을 제공한다.

여기 개시된 본 발명은, 다수의 변조된 반송파를 오버랩하고, 반송파간 간섭을 억제함으로써 대역폭 제한 통신 하이웨이의 채널 용량을 증가사키는 고유 디지털 압축 기술이다. 본질적으로, 각각의 변조된 반송파에 의해 전달되는 데이터의 전체 용량은 용량을 몇배나 증가시킬 것이다. 또한, 동일 대역폭 내의 부가의 화이트 가우시안 채널 노이즈는 변조 반송파(modulating carrier) 전체에 동일하게 영향을 주고, 이에 따라 각각의 변조된 반송파 상에 동일한 신호 대 AWGN 잡음비를 유지하고, 전체 용량은 Shannon의 용량 내로 유지된다. 따라서, 본 발명의 기술은 Shannon-Hartley 정리에 의해 대역폭을 결정하는 경우에 예상되는 것에 비해 우수한 채널 용량의 증가를 초래한다.

본 발명의 기술은 다수의 독립적인 변조된 데이터 스트림이 교차채널 간섭(cross-channel interference)없이 동일한 대역폭을 동시에 공유하는 것을 가능하게 한다. 공지의 대역 확산 방법(spread-spectrum method)과는 다르게, 각각의 데이터 스트림은 다른 채널의 존재로 인한 신호 대 잡음비(SNR)의 저감을 경험하지 않는다. 본 발명의 기술은 모든 심볼이 독립적으로 즉, 소망하지 않는 반송파[간섭원(interferer)]는 향상되지 않으면서 소망하는 반송파가 향상되는 방식으로 각각의 변조된 반송파를 프로세싱함으로써 통신 하이웨이의 채널 용량을 효과적으로 증가시킨다. 이것은, 모든 오버랩되는 변조된 반송파에 대하여 동일한 노이즈 대역폭을 유지하면서 좁은 대역폭을 사용하고, 추가 정보를 전달하기 위해 오버랩된 신호를 사용하고, 그리고 신호 전달 정보가 전체 대역폭을 차지하면서 수신기에서의 좁은 대역 필터를 통해 내재하는 노이즈를 패싱함으로써 달성된다.

또한 본 발명은, 통신 하이웨이 상에서 에러 레이트(error rate)를 감소시키기 위해 종래의 정합 필터(matched filter)[노이즈에 의해 오류가 발생한 인커밍(incoming) 신호에 대하여 베스트 매치 핏(best match fit)을 간단히 사용함]와 상이한 정합 필터 시스템을 사용하게 한다. 공간적으로 오버랩되는 데이터 전달 반송파(data-carrying carrier)로부터 반송파간 간섭 거절(rejection)을 최대화하기 위해 정합 필터는 RXSRF와 결합된다. 통상적인 시스템에서 데이터 반송파의 수가 증가(특정 통신 채널 상에서 데이터 처리량을 증가시키기 위해)함에 따라, 정합 필터는 RXSRF에 후속하는 데이터 검출을 위해 편리한 방법을 제공한다. 종래의 시스템에서, 정합 필터는 오직 채널 추가 노이즈(channel added noise)를 가진 수신 신호로부터 데이터 복구를 위해 최선의 미리 저장된 신호 정합(best pre-stored signal match)을 수행하고, 본 발명의 시스템에서는, 정합 필터는 노이즈와 반송파간 거절 프로세스가 달성되고, 동일한 대역폭 내에서 오버랩되고 변조된 주파수들의 증가된 수를 수용(accommodate)하는 송신 및 수신(Transmit and Receive) SRF와의 조합으로 작동(work)한다. 또한, 정합 필터는 통신 하이웨이 상의 미리 결정된 시퀀스로 순수한 주파수의 시리즈(series)를 송신하는 스펙스럴 응답 테스트(spectral response test)를 수행하는 것에 기초하는 고유의 트레이닝 방법을 사용한다. 송신된 신호 상의 통신 하이웨이의 고유 특성(characteristic)의 효과를 산출(calculate)하는데 알고리즘이 사용된다. 이 산출에 기초하여, 본 발명의 송신 시스템의 수신기 부분에서 수신되는 신호와의 비교를 위해 이상적인 신호가 생성되고 정합 필터 내에 저장된다.

본 발명의 이러한 특징 및 다른 특징들은 첨부 도면을 참조하는 경우 하기의 상세한 설명으로부터 더 명확하게 이해될 것이다.

도 1은 본 발명의 송신 시스템의 오버뷰(overview)이다.
도 2는 본 발명에 의해 사용되는 슈퍼 공진 필터(super resonant filter)의 일실시형태의 개략도이다.
도 3은 본 발명의 송신 시스템의 수신기 부분에서 사용되는 슈퍼 공진 필터의 캐스케이드 어레인지먼트(cascade arrangement)를 나타낸다.
도 4는 현재 ADSL 기술과 본 발명의 시스템의 비교이다.
도 5 및 도 6은 본 발명에 의한 사용을 위한 정합 필터의 2가지 가능한 실시형태를 나타낸다.

이제 도 1을 참조하면, 본 발명의 송신기 및 수신기 부분의 전체 시스템 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 도 1에 도시된 시스템은, 현저히 향상된 것이며, 여기에 참조에 의해 포함되는 3개의 특허문헌 U.S. Patent Nos. 5,956,372, 6,075,817 and 7,336,747에 개시된 통신 시스템 상에서의 동작에 있어서의 장점을 제공한다. 이러한 향상과 동작에 있어서의 장점을 이하 설명할 것이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 송신기 섹션(30)은, 입력 txbit(1, 0) 내지 txbit(7, 6)가 승산회로(multiplier circiuts)(10-13)의 입력에 개별적으로 인가되는 것으로 도시된 다수의 입력을 갖는다.

예시적 실시형태에 있어서, 8-비트 입력은 4개의 2-비트 워드(word)로 분할된다. 각각의 2-비트 워드는 개별 송신기 채널로 공급된다. 승산기(10-13)에 인가되기 전의 8-비트 워드의 어레인지먼트(arrangment) 또는 코딩(coding)[예컨대 랜더마이징(randomizing) 등]에 대한 선험적인 필요가 없고, 마찬가지로 특정 송신 채널에 비트가 인가될 필요도 없다.

채널 당 1 또는 8 비트와는 대조적으로 채널 당 2 비트의 선택은 신호 대 잡음비, 채널 타입, 데이터 레이트, 파워 레벨 노이즈 프로파일 등의 전체 시스템 요건(requirement)에 기초한다. 그러나, 채널당 비트의 수는 본 발명의 특정 제한이 아니라는 것이 이해되어야 한다. 이것은 본 발명은 소스 코딩 시스템이 아니라 채널 코딩 시스템이기 때문이다. 단지 입력 요건은 미리 규정되는 각각의 심볼 피리어드(symbol period)이다.

본 발명의 일실시형태를 위한 예시적 심볼 피리어드(T)는 1μsec 또는 1 mega symbol/sec이다. 본 실시예에서 인커밍 8 비트 워드는 마이크로세컨드(microsecond) 당 1 워드의 정확한 레이트(rate)로 도달해야 한다.

또한, 로컬 오실레이터(Local Oscillator)(LO)(L01-L04)의 출력은 승산기(10-13)에 인가된다. 각각의 로컬 오실레이터는 프리 셋(pre-set) 주파수와 고정된 진폭을 갖는 순수 사인파이고, 각각의 송신 채널에 대하여 고유한(unique) 것이다. 각각의 로컬 오실레이터는 제로(zero) 위상각에서 각각의 사인파가 시작하도록 하기 위해 각 1μsec 피리어드의 시작에서 동일한 고정 위상 관계를 갖도록 하는 소정 시스템을 위한 프리셋(pre-set)이다. 실시예에서는, 1.00 MHz 로컬 오실레이터의 경우에 있어서, 360도 사인파는 1μsec 내에서 완료될 것이고, 다수의 심볼 피리어드에 걸쳐 연속적인 사인파처럼 보일 것이다. 나머지 로컬 오실레이터는 1.00 MHz보다 더 낮거나 더 높은 주파수로 될 수 있기 때문에 데피니션(definition)에 의해 연속적이지 않다. 그러나, 새로운 심볼 피리어드동안 미리 정해진 위상각에서 다시 시작하기 위해 각각의 마이크로세컨드 심볼 피리어드의 끝(end)에서 미리 결정된 빌트 인 딜레이(predetermined built in delay)가 있다. 9 주파수 애플리케이션에 대한 실시예에서와 마찬가지로, 1.00 MHz 보다 큰 4개의 주파수와 1.00 MHz보다 작은 4개의 주파수가 될 수 있다.

일실시형태를 위해, 1.00 MHz의 중심 주파수 주변의 주파수 범위가 사용될 수 있다. 이 범위는, 각각의 TXSRF(아이템 14-17)의 출력에서 사인파의 적어도 하나의 피크(peak)가 요구된다는 사실과 전체 시스템 대역폭을 포함하는 팩터(factor)의 수에 의해 영향을 받는다. 요구되는 피크는 각각의 로컬 오실레이터에 대하여 90도와 270도에서 발생한다. 본 실시형태에서, 사용되는 최대 주파수는 1.30 MHz이고, 최소 주파수는 1 μsec 심볼 피리어드를 갖는 700 KHz였다. 전체 25비트/심볼에 대하여 각각 2 비트 변조된 최대 및 최소 주파수를 제외하고 각각의 주파수에 대하여 3개의 비트가 변조된다.

도 1에 도시된 바와 같이, 각각의 승산기(10-13)에 인가되는 비트는, 각각의 승산기에 또한 인가되는 각각의 로컬 오실레이터의 출력을 변조한다. 각각의 승산기의 출력은 TXSRF 1-TXSRF 4의 입력에 각각 인가된다.

이제 도 2를 참조하면, TXSRF 1-TXSRF 4의 일실시형태가 도시되어 있다. 후술하는 바와 같이, RXSRF 1 - RXSRF 4의 회로는 동일하다. 이 SRF(Super-Resonant Filter) 회로는 참조에 의해 여기에 포함되는 U.S. Patent No. 7,336,747에 개시 및 도시된 타입 이상의 현저한 향상이다. SRF 회로의 추가 실시형태도 U.S. Patent No. 7,336,747에 도시되어 있다. 도 2에 도시된 SRF 회로는 T의 응답 시간을 갖고, 1/T(T는 심볼 피리어드임)보다 실질적으로 적은 대역폭을 갖는 스파이크 필터(spike filter)로서 기능한다.

도 2에 도시된 슈퍼 공진 필터(SRF)는 공지 기술인 스파이크 필터 이상의 장점을 갖는다. 이러한 한가지 장점은 슈퍼 공진 필터의 빠른 정착 시간(settling time)이다. SRF는 사인파 입력의 특정 위상에서 단일 주파수만을 송신한다. 입력은 신호들의 모음(compilation) 자체인 노이즈를 포함할 수 있다. 피드백을 갖는 DSL 루프 및 피드 포워드 루프(feed forward loop) 등의 통상적인 공지 기술은 동일 루프 내에 송신기 및 수신기를 포함한다[본질적으로 전화선은 루프의 엘리먼트(element)이고, 본 발명에서의 각 SRF 루프는 송신기 또는 수신기에 대하여 완전히 국부적이다(localized)]. 각 SRF 루프(송신기 또는 수신기 측에 있어서)의 기능 및 목적은 DSL에 사용되는 전화선 보상 루프 스킴(scheme)과 완전히 상이하다. 본 발명의 SRF 루프는 반송파간-억제에 의해 이루어져야 하고(이에 의해 각 반송파는 변조된 데이터를 더 갖는 국부화되어 송신되는 반송파임), 특정 송신 (전화) 선 특성에 대한 보상에 의해 이루어지지 않는다. 대조적으로, DSL 루프는 각각의 특정 전화선의 특성에 대하여 보상하고 맞춰지도록 디자인된다. DSL 루프는 그 내부의 엘리멘트로서 본 발명의 SRF 루프에 의해 구현될 수 있다. 환언하면, 여기 개시된 본 발명의 SRF 루프와 DSL 루프는, 원한다면 함께 통합될 수 있지만 그 기능은 완전히 고유하고 서로 관련되지 않은 상이한 루프이다.

유사한 애플리케이션에서 유용한 공지 기술인 피드백 루프는 송신기 내에 내부 루프를 포함하지 않고, 포지티브 피드백(positive feedback)을 보여주거나 제안하지 않는다. 포지티브 피드백은 불안정함(instability)과 발진(oscillation)을 초래한다는 사실로 인해, 이것은 시스템 디자인에서 명백하게 그리고 의도적으로 회피되는 개념이다. 모든 시스템 디자인(통신 또는 제어)에 있어서, 통상적인 네거티브 피드백 루프에서 180도(부호 반대)에 근접하는 모든 위상 시프트(phase shift)의 회피를 언제나 시도한다. 본 발명의 SRF는, 원하는 신호를 위한 포지티브 피드백의 제1 레벨; 및 포지티브 피드백의 제1 레벨보다 작게 되고 신호를 간섭하는 포지티브 피드백의 제2 레벨과 정확히 반대로 이루어진다. 이러한 방법은 U.S. Patent Nos 5,956,372, 6,075,817 및 7,336,747에 개시된 기술의 진보 및 향상을 나타낸다. 본 발명의 SRF의 다른 특징은 모든 심볼 피리어드에 대하여 리셋된다는 것이다. 이것이 다른 루프와 비교하여 핵심적인 차이점(이러한 루프의 목적이 SRF 루프와 엄청나게 상이하더라도)이다. 루프의 통상적인 시정수(time constant)(전화선을 특징짓는 것과 전화선으로의 송신에 맞춰지는 것을 위한 DSL 등)는 다수의 심볼 피리어드(100개)의 오더(order)에 있고, 통상적으로 이 루프는 "하드(hard)" 리셋없이 연속적으로 어뎁팅(adapting)된다. 여기 개시된 본 발명의 SRF는 송신선 어뎁테이션(adaptation)을 위한 것보다는 데이터 복구의 목적과 관련되는 모든 심볼 피리어드(후술함)를 리셋한다.

연속적인 심볼 피리어드 사이의 일정한 관계(coherent relationship)가 적거나 없고, 하나의 심볼 피리어드(T)에 걸쳐 입력 신호의 샘플 상에서 상기 시스템이 동작한다. 다른 TXSRF에 의해 복구될 수 있는 몇개의 주파수가 심볼 피리어드 내에 있을 수 있더라도 각 심볼 피리어드(T)는 새롭게 시작한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 입력(51)은 사인파의 1 사이클에 의해 표현되는 심볼인 입력 신호를 수신한다. 사인파는 n배 샘플링된 심볼이고, 입력(51) 상의 신호는 주파수(LO)를 갖는다. 입력 샘플과 피드백 샘플을 가산하는 가산기(adder)(53)에 입력 신호가 제공된다(presented). 회로(54)에서 제곱 함수(squaring function)가 수행된다. 회로(54)는 자체적으로 가산기(53)의 출력을 승산하고(multiply), 이에 의해 가산기(53) 출력의 제곱을 생성한다. 회로(54)의 출력은 2배의 입력 주파수(LO)의 주파수를 갖는 전압이다. 로컬 오실레이터(55)는 주파수(LO)로 발진한다(oscillate). 로컬 오실레이터(55)의 출력과 제곱 회로(54)의 출력은 승산기(56)에 의해 승산된다. 승산기(56)는 1LO와 3LO로 구성되는 출력을 제공한다.

승산기(56) 출력의 진폭의 제곱근을 제공하는 제곱근 회로(60)에 승산기(56)의 출력이 제공된다. 또한, 가산기(53)의 출력은 사인 추출기(sign extractor)(61)에 인가된다. 사인 추출기(61)는 승산기(62) 내의 제곱근 회로(60)의 출력을 승산하는데 사용되는 이 신호의 사인(sign)을 추출한다. 승산기(62)의 출력은 하나의 샘플 피리어드(즉, 1/n)에 대하여 출력 샘플 펄스를 지연시키는 지연 유닛(delay unit)(63)을 통해 피드백된다.

회로(54)에서, x2 동작은 위상각이 2배가 되는 사인파, 즉 x=a sin a가 x2 =a2 sin2 a 또는 a2 (sin 2a-l)가 되는 사인파를 제공한다. 이 신호가 sine a의 신호를 출력하는 로컬 오실레이터(55)의 출력에 의해 승산되면, 결과는 sine a이다. 이 신호는 정확히 입력 신호와 같은 위상이다.

신호의 샘플도 로컬 오실레이터(LO)와 위상이 일치한다는 것을 인식해야 한다. 샘플이 하나의 샘플 피리어드(1/n)만큼 지연되면, 이것은 새롭게 수신되는 샘플 피리어드에 가산된다. 그러나, 가산되기 전에, a2 (sin 2a- 1) sine a의 제곱근은 sine a가 된다. 제곱근 프로세스가 사인을 제거하기 때문에, 제곱근 프로세스의 출력이 재저장되는 입력 신호를 갖는다는 것을 보장할 필요가 있다.

로컬 오실레이터 주파수가 인커밍 주파수 및 위상과 정확하게 동일하지 않으면, 동작은 상이하다. 로컬 주파수 각도가 a+φ이면, 출력 위상각은 a-φ와 동일한 2a-a-cp이고, 로컬 주파수 각도가 a-φ이면, 인커밍 신호 주파수가 원하는 국부적으로 선택된 주파수 이상이거나 이하이므로, 출력 각도는 a+φ이고, 피드백 지연 신호는 입력 신호의 위상을 벗어나고 가산되지 않는다.

샘플의 가산이 선택된 사인파의 인테그레이션(integration)에 도달하면, n/2π의 피크 신호를 초래한다. 샘플 진폭은 30도 간격을 넘어 크다. 따라서, 인테그레이션은 입력 신호의 피크 근방에서 가장 강하다.

순차적 샘플링 펄스의 인테그레이션은 정보 채널 주파수에서 각 펄스의 스펙트럼이 다른 펄스의 스펙트럼과 오버랩될 필요가 있다. 이 스펙트럼만이 채널에 걸쳐 정보를 성장시키고(develop) 전달할(transfer) 필요가 있다. 따라서, 샘플링 펄스의 전체 스펙트럼이 필요한 것은 아니다.

64에서의 출력은 타임 사이즈가 T/n(심볼 피리어드 당 n개의 샘플이 있음)인 샘플 간격의 진폭의 합산(summation)이고, 90도에서 포지티브 피크 및 270도에서 네거티브 피크가 있다. 합산된 피크(summed peak)의 규모는 입력 사인파의 피크의 약 n배이다. 출력의 폭은 거의 x(T/n)에서 피크가 되고, x는 오더(order)에 있어서 3 또는 4이고, 심볼 피리어드에 관하여 매우 좁다. 이것은, 다른 것을 간섭하는 출력 피크 없이 x(T/n)보다 약간 긴 타임 세퍼레이션(time separation)으로 가깝게 연속적인 심볼들이 전송되는 것을 허용한다. 상기 설명은, 비트 처리량 레이트(bit throughput rate)가 ntnf이고, nt는 심볼 당 타임 샘플의 수이고, nf는 채널 폭 당 주파수 채널의 수라는 것을 의미한다. 출력(64)은 인커밍 신호(51)의 주파수와 스펙트럼으로부터 주파수를 도출한다. 라인 스펙트럼(line spectrum)만이 입력(51)에 제공되기 때문에, 출력은 입력(51)의 타임 및 주파수 스페이싱(spacing)에 무관하게 라인 스펙트럼이 되어야 한다. 라인 주파수 스펙트럼은, 파워가 대역폭에 의해 직접 증가되고 정보 신호가 제한된 대역폭만을 차지하기 때문에, 채널 노이즈로부터의 간섭이 크게 감소된다는 것을 의미한다. 따라서, 채널의 대역이 1 마이크로세컨드 펄스를 통과시키는 1 MHz의 대여폭을 가져야만 한다면, 노이즈 향상은 106 또는 60 dB이다. 이것은 먼 거리 또는 더 큰 데이터 레이트도 핸들링(handling)되는 것을 허용한다.

도 2에 도시된 스파이크 필터(spike filter)는 2개의 중요한 엘리먼트를 갖는다. 첫번째로, 제곱기(또는 제곱 회로)(54), LO를 갖는 승산기(56), 및 제곱근 회로(60) 및 사인 추출기(61) 콤포넌트들로 구성된 인커밍 신호를 위한 포워드 패스 엘리먼트(forward path element)가 있다. 두번째로, 포워드 신호 경로의 주파수에 대한(versus) 작은 위상 시프트를 생성하는 입력에 대하여 출력을 가산하는 피드백 경로가 있다. 누적 영향이 좁은 대역을 생성하기 위한 심볼 피리어드(T)의 코스(course)에서 현저히 충분하지만, 1/T보다 실질적으로 작은 대역폭이지만 T의 응답시간으로 빠른 액팅 필터(fast acting filter)가 되도록 하기 위해, 이 작은 위상 시프트가 n회 반복된다.

엘리먼트(53-55 및 60-63)를 포함하는 피드백 루프가 다른 레벨보다 적은 포지티브가 되는 레벨로 포지티브 피드백의 2개의 레벨을 제공한다는 것을 이해하는 것이 또한 중요하다. 특히, 원하는 신호(그 주파수는 LO 주파수와 동일함)가 제공되면, 루프의 효과는 신호의 특성 진폭(characteristic amplitude)을 증가시키는 포지티브 피드백이다. 마찬가지로, 원치 않는 주파수[다수의 다른 주파수들로 구성되는 광대역 노이즈 또는 특정 SRF에 있어서의 LO와 상이한 간섭자(interferer) 주파수 등]가 제공되면, 루프[가산기(53)를 포함함] 내의 모든 엘리먼트의 효과는 원치 않는 신호의 특성 진폭에 있어서 더 작은 증가를 초래하는 포지티브 피드백의 더 작은 각도(degree)(원하는 신호에 관련된 네거티브 피드백과 동일함)를 제공하기 위한 것이다. 송신 SRF 및 수신 SRF 내에서 구현되는 포지티브 피드백 루프의 사용의 네트 효과(net effect)는 전체 신호 대 잡음비 또는 신호 대 간섭자 비율을 증가시키기 위한 것이다. 일반적으로, 포지티브 피드백 시스템 또는 회로는, 이것이 불안정성(instability) 및 발진(oscillation)으로 이어지기 때문에, 통신 시스템의 신호 경로에서 사용되지 않는다. 포지티브 피드백의 출원인의 사용은 매우 독특한 것이고, 본 발명의 동작에 핵심적인 것이다. 각각의 심볼 피리어드의 신호 프로세싱의 완료 이후에 송신 SRF 및 수신 SRF가 "리셋"되기 때문에, 출원인의 회로는 발진을 나타내지 않는다. 도 2에서, 포지티브 피드백 경로[엘리먼트(63)]는 매우 작은 시간의 피리어드(심볼 피리어드와 관련하여 매우 작음) 동안 브레이크되고(broken), 제로(zero)의 값이 피드백된다. 이것은, 이 루프가 새로운 데이터 심볼 피리어드 동안 새 것에 대한 프로세싱을 시작하게 하는 포지티브 피드백 루프의 모든 메모리를 효과적으로 제거한다.

(송신 및 수신 종료 시의) SRF 회로는 심볼 피리어드들[심볼 피리어드(T)의 종료시 또는 다음 심볼(T)의 시작시 모두에서 이것들은 매우 작은 양의 시간(T/n)에 의해 분리되는 동등한 시간임] 사이에서 리셋되어야 한다. 각각의 심볼 피리어드 "T"(예컨대, 1 MSymbol/sec 송신 레이트 동안의 지속적인 1μsec)는 더 작은 시간 증가 "n" 회(times)로 더 브레이킹된다(broken). 예컨대, n=1,000이면, 1/n 지연(도 2에서 63)은 1μsec/1,000 = 1nsec이다. 심볼 피리어드(T)에 동기화되는 RESET PULSE가 생성되고, 그 값이 정확히 1nsec동안 제로(zero)이고, 다른 모든 시간 동안 "1(one)"(도 2에서 71)이다. RESET PULSE는 현재 심볼 피리어드(T)의 마지막 1nsec(T/n) 스텝 상에서 또는 다음 심볼 피리어드(T)의 제1 nsec(T/n) 상에서 정확히 "제로"의 값을 갖는다. RESET PULSE는 SRF의 피드백 경로로 승산된다. RESET PULSE의 값이 "1(one)"이면, 회로는 50과 52가 존재하지 않는 것처럼 동작한다. RESET PULSE의 값이 "0(zero)"이면, 회로는 오픈 루프이고 피드백이 없는 것처럼 동작한다.

이 RESET PULSE 프로세스의 효과는 RESET PULSE가 제로의 값을 갖는 기간동안 SRF 루프를 "리셋"하는 것이다. 이것은 기간 T/n의 작은 시간 피리어드동안 피드백을 갖지 않는 것[피드백 경로를 브레이킹(breaking)함]과 유사하다. 이것은, 각각의 심볼 피리어드(T)가 후속하는 심볼들의 이전 심볼로부터 독립적으로 프로세싱되도록 하기 위해, SRF 루프가 이전 심볼 피리어드(T)로부터 모든 메모리를 잃게되는(losing) 것을 초래한다. 따라서, SRF 회로는 심볼간 간섭을 나타내지 않는다.

RESET PULSE의 다른 주요 목적은 SRF의 특성이 다수의 연속적인 심볼 피리어드의 코스 상에서 제어되지 않는 발진이 되지 않는 포지티브 피드백 회로를 보증하는 것이다. 이러한 발진은 포지티브 피드백의 사용을 렌더링(rendering)하고, SRF 회로의 기본적인 동작 원리는 무익(useless)하다.

RESET PULSE는 도 2에 도시된 바와 같은 1/n 지연(63) 이후에 정확하진 않지만 SRF 루프 내의 어느 곳에서든 승산기(70)를 통해 유효하게 인가될 수 있다는 것을 주목하라. 가동 기능(operative function)이 심볼 피리어드(T)에 비해 적절한 시간에서 과거 신호 프로세싱으로부터 루프가 임의의 상태[히스토리(history)]를 잊어버리도록(forget) 하는 한, SRF 루프를 리셋하는 다른 수단이 채택될 수도 있다.

예컨대, LO(55)의 값이 적어도 하나의 T/n 피리어드 동안 제로이면(0도 및 180도에서 이것은 사인파인 경우에서와 같이), 이 특정 LO는 그 값이 제로인 시간동안 내부 루프 리셋 펑션을 효과적으로 초래하게 된다. 그러나, T 심볼 피리어드의 개시시에 LO가 제로의 값을 갖는 다는 것[예컨대, 심볼 피리어드(T)의 개시시에 LO가 "0"이 아닌 "1"의 코사인 값이면 참(true)이 아닌]을 보장해야 한다.

수신 종료시에 SRF의 동작은 원하지 않는 신호에 대한 적은 포지티브(네거티브) 피드백뿐만 아니라 원하는 신호에 대한 포지티브 피드백을 동시에 인가하는 것이다. 실제적으로, 수신기 SRF의 동작의 마지막 결과는, 다수 인가되는 루프의 위상 응답에 있어서의 네트 차이(net difference)가 그 시스템의 유익한 행동을 근복적으로 초래하는 이유가 되도록 하기 위해 결합된 입력 신호 전체에 인가되는 상이한 행동에 있다. 환언하면, "포지티브" 또는 "네거티브" 피드백뿐만 아니라 원하지 않는 신호에 대한 원하는 신호 상에 인가되는 바와 같은 2가지 효과들 사이의 차이이다. 결합된 다수의 변조된 주파수들(가상 채널들)은 수신기에서의 SRF에 대한 입력으로서 사용된다. SRF의 로컬 오실레이터는 데이터 복구를 위한 원하는 주파수로 조정(tune)된다. LO와 원하는 변조된 주파수는 위상 및 주파수가 동조된다. 그러나, 나머지 변조된 주파수들(가상 채널들)은 로컬 오실레이터에 대하여 위상이 오프셋된다. SRF는 각각의 심볼을 독립적으로 프로세싱하고, 다음 심볼 프로세싱동안 리셋된다. 포지티브 피드백은 이들 신호의 다수의 샘플(예컨대, 100만개)과 함께 사용된다. 신호의 각 샘플의 진폭은 이전 진폭에 누적적으로 가산되고, 로컬 오실레이터에 동기화되는 변조된 주파수(가상 채널)의 누적 진폭은 로컬 오실레이터에 의해 오프셋되는 주파수의 진폭보다 더 빠른 진폭 증가를 갖게 될 것이다. 실제로, 원하는 주파수의 누적 에너지는 다른 주파수들의 누적 에너지보다 더 크게 된다. 이 증가된 분리(separation)는 증가된 데이터 레이트를 가능하게 한다.

SRF 루프의 영향은 많은 반복("n" 반복)을 통해 피드백 프로세스가 향상되는 위상 시프트의 연속에 기초한다. 매우 인접한(중심-주파수가 아님) 신호에 대하여, 위상 시프트는 매우 작지만 축적된다. 마찬가지로, 더 멀리 있는 주파수에 대하여, 위상 시프트는 더 크지만 또한 누적적이다. 용어 "먼(far)" 주파수는 인 밴드 간섭(in-band interference)의 제거인 목적을 갖는 상대적 용어이다. 종래의 용어에서, 이 "먼" 주파수는 인 밴드(in-band)로 간주되고, 제거 또는 감소에 매우 가깝다.

평범한 "진폭"보다는 "특성 진폭(characteristic amplitude)"이라는 용어가 상기 논의에서 사용된다. SRF가 단지 원하는 신호를 증폭시키고 원하지 않는 신호를 약화시키지 않지만, 신호의 형상도 변경시킨다는 것이 이유이다. 이 형상 변경은 SRF 프로세스의 부산물(by-product)이고, 그 자체에 있어서, 수신기에 있어서의 큰 결과가 아니다. 주요 요인은, 결과로서 얻어지는 새로운 신호(SRF의 출력)가 비중심 주파수(non-center-frequency)[즉, 간섭자(interferer) 또는 인 밴드 노이즈(in-band noise)]보다는 중심 주파수(center-frequency)에서의 입력에 의해 가장 영향을 받는다는 것이다. 중심 주파수 입력으로 인해 이 스파이크의 진폭이 우선이 되는 한, 수신기의 출력이 사인파에 대한 스파이크(spike)처럼 보이는 것은 중요하지 않다.

도 1로 다시 돌아가면, 각 TXSRF 회로의 출력은 포지티브 피드백 SRF 회로의 효과, 로컬 오실레이터에 의해 공급되는 입력뿐만 아니라 인커밍 디지털 비트의 결합된 진폭의 조합을 포함한다. 모든 TXSRF 채널 출력은 합성 송신된 신호를 형성하기 위해 가산기(18)에서 합산된다.

라인 필터(19)(도 1)는 로우 패스 또는 밴드 패스 필터이다. 통상적인 전화 회사 라인(telephone company line)의 경우에, 이 필터는 물리적 회로가 될 필요는 없다. 대신, 도 1에 도시된 필터는 전화선의 로우 패스 특성의 모델이다. 송신기(30)로부터 수신기(40)로의 전송 중에 필터링됨에 따라 소스에서 신호를 미리 필터링할 필요는 없다. 무선 신호의 경우에, 이러한 타입의 필터는 송신되는 신호의 고조파에 의해 인접한 무선 대역과의 간섭을 회피하기 위해 송신기에서 구현되어야 한다.

대부분의 무선 시스템에서, 가산기(18)로부터 출력되는 신호는 통상적으로 무선 송신에 관심이 있는 대역으로 업컨버팅(up-converting)되고, 선택된 기저대역(baseband) 주파수로 다운컨버팅(down-converting)된다. 이 무선 어레인지먼트의 이익은, 로우 패스 경로로서 송신되는 신호로 나타나는 유선 전화 상대와 다르게, 기저대역 신호는 전체 무선 송신을 관심있는 기저대역 주파수 범위 내에서 평평한 통과대역(passband)으로서 본다(see)는 것이다.

LPF(19)의 출력은 도 2에 도시된 TXSRF와 동일한 구조로 이루어진 RXSRF 1 내지 RXSRF 4(각각의 도면부호 22-25)에 인가된다. 각 RXSRF는 송신기에 의해 송신되는 수신 신호를 디코딩하는데 사용된다. 각 RXSRF는 대응하는 TXSRF와 동일한 주파수(지연됨)에서 동작하고, 공통 클럭 기준(common clock reference)에 동기화된다. 클럭 기준은 대역폭에 있어서 현저한 증가 없이 임의의 공지된 방식(도시되지 않음)으로 수신기에 송신될 수 있다.

도 3은 수신기 시스템의 성능을 증가시키기 위해 RXSRF 회로가 직렬로 접속될(cascade) 수 있다. 이것은, 대역 제한 채널(band-limited channel)을 통한 전체 데이터 처리량을 증가시키기 위해, 더 많은 간섭 채널들(interfering channels)이 송신측에서 사용되기 때문에 특히 유용하다. 도 4를 참조하면, 통상적인 TTP 접속을 통해 데이터를 전송하는 경우에 거리에 대한 데이터 레이트의 플롯(plot)이 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, ADSL은 소스로부터 4000 피트(feet)에서 1.5 Mbps로 드롭(drop)되는 데이터 소스에서 대략 9 Mbps의 데이터 레이트를 제공한다. 반대로, 여기 개시된 본 발명의 시스템은 20,000 피트에서 3 Mbps 및 6000 피트에서 25 Mbps의 데이터 레이트를 제공할 수 있고, 이것은 ADSL에 대한 실질적인 향상이다.

TXSRF/RXSRF 조합의 기본적인 동작은 신호 대역폭을 동등하게 감소시키는 것이 아니라 유효 노이즈 대역폭을 감소시킴으로써 "패스트(fast)" 신호가 송신 및 수신되도록 하는 것이며, "패스트"는 동등한 대역폭에 대하여 상대적인 것이다. 추가 정보를 전달하기 위한 신호들이 오버랩되는 거의(정확하지 않음) 100%의 사용은 효과를 감소시키는 이 노이즈-대역폭에 의해 가능하게 된다. 본 발명을 사용하는 임의의 하나의 특정 주파수 채널에 대하여 다른 오버랩핑 데이터 채널은 "노이즈"로 간주된다. 이것은, 본 발명의 TXSRF, RXSRF, 및 정합 필터(후술함)의 조합으로 인해 가능하다.

도 1에 도시된 바와 같이, 각 RXSRF 회로의 출력은 정합 필터(26)에 인가된다. 정합 필터는 후술하는 트레이닝 프로세스(training process) 중에 얻어지는 미리 저장되는 파형을 갖는 인커밍 신호를 콘볼루팅(convoluting)하는 타임 콘볼루션 필터(time convolution filter)이다. 각각의 미리 저장된 파형은, 특정 심볼 피리어드를 갖는 특정 주파수에 의해 송신되는 2 또는 3 비트를 디코딩하려는 의도이긴 하지만, 모든 인커밍 비트의 결합된 효과에 대응한다. 다른 비트들은, 상이한 주파수로부터가 아닌, 지난 심볼 피리어드로부터 또는 현재 심볼 피리어드로부터의 비트로 구성된다. 1μsec 기간의 각각의 심볼에 대하여, 그리고 각각의 주파수에 대하여, 정합 필터는 콘볼루션(convolution)을 수행하고, 최고(best)의 정합(match)은 그 주파수 채널에 대하여 검출된 2 또는 3 비트를 디코딩하는데 사용된다.

도 5는 정합 필터의 통상적인 어레인지먼트를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 각각의 RXSRF(1-4)의 출력은 델타 에너지 계산 모듈(delta-energy calculation module)(70-73)로 제공된다. 미리 저장된 파형(후술함)은, 파형 메모리(74-77)에 저장되고, 인커밍 파형과 미리 저장된 파형 사이의 차이에 의존하는 스코어(score)를 생성하는 계산 모듈에 인가된다. 이어서, 베스트 핏 선택 모듈(best-fit select module)(78-81)은 미리 저장된 일련의 이상적인(노이즈 없음) 파형으로부터 가장 잘 매칭된 파형에 관하여 결정한다. 접속의 "트레이닝(training)" 위상 중에, 예컨대 노이즈를 포함하는 실제 전송 파형과의 차후의 비교를 위한 "이상적인" 파형을 갖도록 하기 위해, 제로 노이즈가 추가(add)되는 경우에, 이상적인 미리 저장된 파형이 미리 연산되고(computed), 메모리 모듈에 저장된다.

도 6은, 베스트 핏을 위한 결정이 베스트 핏 선택 모듈(82) 내의 멀티 채널 기초(multi-channel basis)로 이루어지는 것을 제외하고, 도 5와 유사한 어레인지먼트를 나타낸다.

또한, 각각의 RXSRF 경로는 모든 가능한 이상적인 파형에 비해 인커밍 파형에 대한 스코어(score)의 리스트를 연산(compute)한다. 이어서, 이러한 스코어의 리스트는 다른 모든 채널들로부터의 유사한 리스트와 결합되고, 시스템 와이드 결정(system-wide decision)이 출력 비트에 관하여 이루어진다. 이러한 접근(approach)은 일반적으로 싱글 채널 결정 방법에 비하여 전체 노이즈 퍼포먼스를 향상시킬 수 있다.

트레이닝 프로세스의 목적은 적절한 신호 파형을 메모리 내에 저장하는 것이다. 통상적인 트레이닝은, 신호가 "이상적인", 즉 노이즈를 포함하지 않고 왜곡되지 않는 방식으로 검출될 신호(signal-to-be-detected)와 매칭되는 필터의 입력을 제공(present)함으로써 수행된다. 이러한 기술은 현실의 송신 채널에서 노이즈를 턴 오프(turn off)하는 것이 정상적으로 가능하지 않기 때문에 항상 실현가능한(practical) 것은 아니다. 다른 기술은 필드(filed)에서의 사용 중이 아닌 실험실 환경에서의 정합 필터의 콘텐트(content)의 사전 연산(pre-computation)을 포함한다. 다른 기술은 이상적인 파형이 간접적으로 연산되어 정합 필터 내에 저장되는 송신 매체(예컨대, 스펙트럼 분석을 사용하는 것)의 묘사(characterization)을 수행한다.

정합 필터가 트레이닝되면, 동작이 준비된다. 정합 필터의 출력은 아날로그 신호가 아니다. 대신, 그 출력은, 정합 필터에 대한 입력에서의 원하는 신호의 제공의 가능성을 나타내는 상기한 바와 같은 "스코어"이다. 통상적으로, 정합 필터의 출력에 대한 임계치 비교(threshold comparison)는 충분한 성공 가능성으로 신호가 제공되었는지의 여부를 결정하는데 사용된다.

정합 필터의 동작은 시간 도메인 상관(time-domain correlation)이고, 통신 및 검출 시스템에 있어서 공지 기술이다. 하나의 공통의 방법은 시간 상의 차이(이상적인 파형에 대한 입력 파형의 차이)의 제곱의 합을 취하는 것이다.

약간의 왜곡을 갖는 동일한 사인파의 탑(top)에 이상적인 사인 곡선이 오버레이(overlay)되는 것을 상상한다. 2개의 파형의 진폭이 동일한 경우에 차이는 제로(zero)이다. 2개의 파형이 진폭이 동일하지 않은 경우에 차이는 넌 제로(non-zero) 값이다. 이들 파형 상의 다수의 타임 포인트(time point)에 걸쳐 2개의 파형 상에 이 비교가 수행되면, 일련의 숫자(number)가 생성되고, 각각의 숫자는 시간에 있어서의 각각의 특정 포인트에서 이상적인 파형에 대한 입력 파형의 정확도(fidelity)를 나타낸다. 최종 정합 스코어를 얻기 위해 이 값들 각각의 제곱이 합산된다. 2개의 파형이 동일하면, 각각의 상이한 포인트는 제로이고, 이 포인트들의 합산도 제로이다. 따라서, 제로 스코어는 이상적인 정합(match)을 의미한다. 마찬가지로, 하이 스코어(high score)는 인커밍 파형과 이상적인 파형 사이의 상관(correlation)이 적다는 것을 의미한다.

신호에 대해 비교가 행해지는 시간 상의 포인트가 증가할수록 이러한 필터는, 상이하지만 거의 동일한 신호를 더욱 정확하게 그리고 더욱 높은 해상도로 비교할 수 있다.

정합 필터에 대한 트레이닝은 각각의 접속에 대하여 수행되고, 리트레이닝(retraining)도 주기적으로 수행될 수 있다. 일반적으로, 노이즈에 의해 변질되기(corrupted) 보다는 송신 매체에 의해 변경될(altered) 것으로 예상되지 않기 때문에 필터 제조시에 정합 필터의 트레이닝이 이루어진다. 따라서, 복구될 신호가 어떠한지에 대해 알려지기 때문에 통상적인 정합 필터에 의한 필터의 트레이닝은 용이하다. 그러나, 본 발명에 있어서, 특정 통신 하이웨이의 특성은 정합될 신호에 영향을 주고, 정합 필터를 미리 프로그래밍하기 위해 선험적인 라인 특성이 알려질 수 없다.

따라서, 본 발명에 의해 정합 필터를 미리 프로그래밍하기 위해, 라인 특정(line-specific) 또는 접속 특정 스펙트럴 응답 테스트(connection-specific spectral response test)가 수행된다. 이러한 스펙트럴 응답 테스트는 통신 기술에서 공지되어 있고, 여기서 더 설명할 필요가 없다. 스펙트럴 응답 테스트의 결과에 기초하여, 미리 결정된 알고리즘에 의해 원하는 신호에 대한 라인의 고유 특성의 영향을 계산하는 것이 가능하다. 미리 결정된 알고리즘을 적용한 후에, 결과로서 얻어진 신호는 정합 필터 내의 트레이닝 신호로서 저장될 수 있다.

다양한 알고리즘이 사용될 수 있지만 본 발명에서의 사용을 위한 알고리즘의 일례는 하기한 스텝들을 포함한다.

(a) 라인 필터링 특성을 결정하기 위해, 송신기가 미리 결정된 순서로 일련의 순수한(pure) 주파수를 송신한다. 실시예는 100 KHz로부터 1.5 MHz까지, 각각 1μsec동안 1KHz 단계로 스윕(sweep)하는 것이다. 수신기는, 이 주파수들을 수신하고, 라인의 스펙트럼 분석을 개발하기 위해 라인의 통과대역의 스펙트럴 맵핑(spectral mapping)을 생성한다.

(b) RXSRF의 출력이 정합 필터에 제공하는 파형을 연산(compute)하기 위해, 수신기는 송신기, 라인 및 수신기의 내부 시뮬레이션에서의 스펙트럼 분석의 통과대역 특성을 사용한다.

(c) 비트 조합의 시리즈(series) 각각에 대하여 (b) 스텝을 반복한다.

(d) 정합 필터 내에 (b)와 (c)의 결과를 저장한다.

라인의 통과 대역에 기초하는 스펙트럼 분석을 하기 위해 스펙트럴 맵핑을 생성하는 것은 공지의 기술이다. 파형의 스펙트럼 분석이 개발되면 정합 필터에 필요한 계산은 알려진 기술을 활용하여 수행될 수도 있다.

도 5를 다시 참조하면, rxbits(1,0) 내지 rxbit (7,6)는 베스트 핏 선택 모듈(78-81)에 의해 생성된다. rxbits(1,0) 내지 rxbit (7,6)는 송신기(30)에 인가되는 txbits (1,0) 내지 txbits (7,6)와 동일하고, 이에 의해, 수신기에서 송신된 신호의 정확한 복구를 가능하게 한다.

IEEE 802.9 ISLAN Unshielded Telephone Twisted Pair Filter(1MHz 밴드 패스 필터)를 채널로서 사용하는 본 발명의 기술의 능력은, Shannon's Capacity limit의 위반없이 허용되는 맥시멈(maximum)인 2 비트의 데이터를 각각 전달하는 2개의 엔드 주파수(end frequency)와 3 비트의 데이터를 전달하는 각각의 주파수와 함께 9 주파수를 사용하는 25 Mbit/s의 맥시멈 데이터 레이트를 입증한다(demonstrate). 따라서, 본 발명의 기술은 1 MHz 대역폭에서 25 Mbit/s를 송신하는 능력을 갖는다. 핵심 발명(core invention)은 송신측에서 오버랩되고 변조된 주파수를 지원하고, 수신측에서 주파수간 간섭을 억제한다. 자동적으로, 다른 모든 간섭도 억제된다. 최소 가드 대역(minimal guard band)에 의해, (B)MHz 채널 상에서 지원될 수 있는 데이터 레이트의 양은 25(B) Mbit/s이다. 본 발명의 기술을 사용하는 6 MHz의 통상적인 브로드밴드 채널은 150 Mbit를 전달할 수 있고, 30 MHz 채널은 750 Mbit/s를 전달할 수 있다. 또한, 유사한 데이터 레이트가 무선 채널에서 달성 가능하다. 또한, 채널이 ISI(Inter symbol Interference) 및 AWGN(Additive White Gaussian Noise)를 포함하는 경우에 있어서 종래의 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)의 퍼포먼스에 대한 본 발명의 시스템의 퍼포먼스의 비교가 이루어졌다. 더 높은 데이터 레이트에 대하여, 두 시스템은 동일한 비트 당 에너지의 제약 하에서 비교되었고, 본 발명의 기술은 단일 반송파(single-carrier) QAM 시스템을 능가하였다. 예컨대, 알파벳 사이즈가 심볼당 6 비트인 경우에, 본 발명의 시스템은 노이즈 파워 스펙트럴 밀도(noise power spectral density)에 대한 비트당 에너지의 비(ratio)에 있어서 약 5 dB 내지 6 dB만큼 종래의 QAM 시스템을 능가하였다. 이 비교를 위해, 6개의 근접하여 이격된 톤(tone)으로 구성된 파형은 각각 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조를 채택하고, 종래의 단일 반송파 시스템은 64-QAM 변조를 채택하였다. 이러한 종래의 시스템에 비해 우수한 결과는 수신기 SRF에 의해 전형적인 수신기 필터링의 적절한 형태(form), 송신기 SRF에 대한 입력에서의 기본 파형, 및 송신기 SRF에 의해 수행되는 신호 프로세싱의 타입(type)의 조합으로 인한 것이다. 본 발명의 어떤 실시형태의 서술은 한정이 아닌 예시를 의도한 것이다. 따라서, 본 발명은 본 발명의 특정 실시형태에 관련하여 서술되었다 하더라도, 다수의 다른 변형과 다른 사용이 통상의 기술자에게 명백하다. 따라서, 본 발명은 여기 개시된 세부사항에 한정되지 않고, 첨부된 청구범위에 대한 광의로만 이해되어야 한다. 본 발명의 시스템과 방법의 동작이 청구범위 내에 있는 한 여기 개시된 회로에 대한 가능하고 공지된 변형은 다수의 상이한 방식으로 구현될 수 있다.

Claims

대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키는 장치에 있어서,
복수의 서로 다른 반송파 신호(carrier signal)를 생성하는 복수의 오실레이터(oscillator)로서, 각각의 반송파 신호는 서로 다른 주파수를 갖고, 각각의 반송파 신호는 미리 결정된 심볼 피리어드(symbol period)(T)를 갖는 멀티비트(multibit) 정보 신호에 의해 변조되며, 상기 대역폭 제한 통신 경로의 대역폭은 상기 복수의 반송파 신호의 대역폭의 합산(summation)보다 작은 것인, 상기 복수의 오실레이터;
각각의 변조된 반송파 신호가 인가되는 복수의 개별 송신 피드백 루프(transmit feedback loop)로서, 상기 송신 피드백 루프는 각각의 변조된 반송파 신호에 제1 레벨의 포지티브 피드백(positive feedback)을 제공하고 상기 변조된 반송파 신호를 간섭하는 신호에 제2 레벨의 포지티브 피드백을 제공하며, 상기 제2 레벨의 포지티브 피드백은 상기 제1 레벨의 포지티브 피드백보다 작은 것인, 상기 복수의 개별 송신 피드백 루프; 및
상기 송신 피드백 루프 내에 원치 않는 발진(oscillation)을 방지하기 위해, 적어도 한 번의 각 심볼 피리어드(T)에서 각각의 개별 송신 피드백 루프를 개방(open)하기 위한, 리셋 펄스 생성기(reset pulse generator)를 포함하는, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제1항에 있어서, 상기 리셋 펄스 생성기는 미리 결정된 기간의 리셋 펄스를 제공하고, 이에 따라, 상기 송신 피드백 루프 각각은 상기 리셋 펄스의 기간 동안 개방되고, 포지티브 피드백이 제공되지 않는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제1항에 있어서, 가산기(adder)는 각각의 변조된 반송파 신호를 합산(sum)하고, 상기 대역폭 제한 통신 경로에 상기 변조되고 합산된 반송파 신호를 인가하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제3항에 있어서, 상기 변조되고 합산된 반송파 신호가 인가되는 복수의 수신 피드백 루프를 더 포함하는, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제4항에 있어서, 정합 필터(matched filter)를 더 포함하고, 상기 정합 필터는 상기 변조되고 합산된 반송파 신호로부터 상기 멀티비트 정보 신호를 복구하기 위해 상기 수신 피드백 루프와 함께 동작하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키는 방법에 있어서,
복수의 반송파 신호를 생성하는 단계로서, 상기 복수의 반송파 신호 각각은 서로 다른 미리 결정된 주파수를 갖고, 상기 대역폭 제한 통신 경로의 대역폭은 상기 복수의 반송파 신호의 대역폭의 합산(summation)보다 작은 것인, 상기 복수의 반송파 신호를 생성하는 단계;
복수의 멀티비트 정보 신호로 각각의 반송파 신호를 변조하는 단계로서, 각각의 정보 신호는 미리 결정된 심볼 피리어드(T)를 갖는 것인, 각각의 반송파 신호를 변조하는 단계; 및
개별 피드백 루프에 각각의 변조된 반송파 신호를 인가하는 단계로서, 상기 개별 피드백 루프는 각각의 변조된 반송파 신호에 제1 레벨의 포지티브 피드백을 제공하고, 상기 변조된 반송파 신호를 간섭하는 신호에 제2 레벨의 포지티브 피드백을 제공하며, 상기 제2 레벨의 포지티브 피드백은 상기 제1 레벨의 포지티브 피드백보다 작은 것인, 상기 각각의 변조된 반송파 신호를 인가하는 단계를 포함하고,
이에 따라, 상기 변조된 반송파 신호의 강도는 증가되고, 상기 변조된 반송파 신호를 간섭하는 원하지 않은 반송파 신호의 강도는 상기 변조된 반송파 신호의 강도에 비해 감소되는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제6항에 있어서, 미리 결정된 기간의 리셋 펄스는 각각의 미리 결정된 심볼 피리어드(T) 동안 적어도 한 번 상기 개별 피드백 루프 각각에 인가되는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제7항에 있어서, 각각의 개별 피드백 루프는 상기 리셋 펄스에 응답하여 개방되고, 이에 따라 상기 리셋 펄스의 미리 결정된 기간 동안 각각의 상기 개별 피드백 루프에 의해 포지티브 피드백이 제공되지 않는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제8항에 있어서, 상기 복수의 변조된 반송파 신호 각각은 상기 개별 피드백 루프에 인가된 이후에 상기 통신 경로에 인가되는 상기 변조된 반송파 신호의 합산과 함께 가산되는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제9항에 있어서, 상기 피드백 루프 각각은 변조된 반송파 신호보다 간섭 신호에 대해 더 큰 누적 위상 시프트(accumulated phase shift)를 갖는 상기 간섭 신호 및 상기 변조된 반송파 신호에 누적 위상 시프트의 연속체(continuum)를 제공하고, 이에 따라 상기 복수의 반송파 신호 간의 인-밴드 간섭(in-band interference)이 감소되는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키기 위한 방법으로서, 상기 통신 경로는 상기 통신 경로와 관련된 정보를 갖는 제1 신호 및 상기 제1 신호를 간섭하고 강등(degrade)시킬 수 있는 제2 신호를 나르는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키기 위한 방법에 있어서,
피드백 루프에 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 인가하는 단계; 및
상기 피드백 루프 내에서 상기 제1 신호의 진폭을 증가시키기 위한 제1 레벨의 포지티브 피드백과 상기 제2 신호의 진폭을 감소시키기 위한 제2 레벨의 포지티브 피드백을 동시에 생성하는 단계를 포함하고,
상기 제2 레벨의 포지티브 피드백은 상기 제1 레벨의 포지티브 피드백보다 작은 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제11항에 있어서, 상기 통신 경로는 송신기 및 수신기를 포함하고, 상기 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법은 상기 송신기에 위치하는 제1 피드백 루프와 상기 수신기에 위치하는 제2 피드백 루프에 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 인가하는 단계를 더 포함하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제11항에 있어서, 상기 제1 레벨의 포지티브 피드백과 상기 제2 레벨의 포지티브 피드백을 동시에 생성하는 단계는 상기 피드백 루프의 전송 신호 경로(forward signal path)에서 주파수에 대한 위상 시프트의 연속체를 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 위상 시프트는 반복되고, n회의 반복을 통해 증대되는(enhanced) 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제13항에 있어서, 미리 결정된 중심 주파수로부터 더 먼 제2 주파수에 대한 위상 시프트가 제2 레이트(rate)로 누적되는 반면에, 상기 미리 결정된 중심 주파수에 가까운 제1 주파수에 대한 위상 시프트는 제1 레이트(rate)로 누적되고, 상기 제2 레이트는 상기 제1 레이트보다 더 큰 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제14항에 있어서, 상기 제1 주파수는 상기 제1 신호에 대한 선호하는 주파수에 가깝고, 이에 따라 상기 제1 신호는 상기 제2 신호에 대해 진폭이 증가하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
제12항에 있어서, 상기 통신 경로는 상기 수신기와 관련된 정합 필터를 더 포함하고,
상기 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법은, 이상적인 신호를 상기 정합 필터에 저장하고, 상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호를 더 구별하기 위해 상기 제1 신호와 상기 이상적인 신호를 비교하는 단계를 더 포함하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 방법.
대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량을 증가시키기 위한 장치에 있어서,
정보 포함 신호(information bearing signal)에 제1 레벨의 포지티브 피드백을 인가하고, 간섭 신호에 제2 레벨의 포지티브 피드백 - 상기 제2 레벨의 포지티브 피드백은 상기 제1 레벨의 포지티브 피드백보다 작음 - 을 인가함으로써, 상기 정보 포함 신호의 진폭을 증가시키는 송신 피드백 루프; 및
수신 피드백 루프와 관련되고 상기 간섭 신호로부터 상기 정보 포함 신호를 구별하기 위한 정합 필터를 구비한, 상기 수신 피드백 루프를 포함하는, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제17항에 있어서, 상기 송신 피드백 루프 및 상기 수신 피드백 루프는 상기 송신 피드백 루프와 상기 수신 피드백 루프의 전송 신호 경로(forward signal path) 상에 있는 신호의 주파수에 대한 위상 시프트를 생성하는 피드백 경로를 포함하는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제18항에 있어서, 상기 대역폭 제한 통신 경로는 복수의 상기 송신 피드백 루프 및 복수의 상기 수신 피드백 루프 사이에 접속되고, 상기 정보 포함 신호는 복수의 로컬 오실레이터에 의해 변조되는 복수의 미리 결정된 정보 비트를 포함하고,
상기 정보 포함 신호는 상기 송신 피드백 루프의 각각의 입력에 인가되고, 상기 송신 피드백 루프의 각각의 출력은 합산되어 상기 대역폭 제한 통신 경로에 인가되는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.
제19항에 있어서, 상기 정보 포함 신호 및 상기 간섭 신호는, 상기 대역폭 제한 통신 경로 상에서 이동하고, 상기 복수의 수신 피드백 루프의 입력에 인가되고,
상기 수신 피드백 루프는 또한, 상기 간섭 신호의 진폭을 감소시키면서 상기 정보 포함 신호의 진폭을 증가시키고,
이에 따라, 상기 복수의 수신 피드백 루프 각각과 연관된 정합 필터는 상기 정보 포함 신호와 상기 간섭 신호 사이를 구별시키는 것인, 대역폭 제한 통신 경로의 채널 용량 증가 장치.