JP5871559B2 - Radar equipment - Google Patents
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Description
この発明は、空間に存在している複数の目標との相対速度及び相対距離を算出するレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar apparatus that calculates a relative speed and a relative distance to a plurality of targets existing in space.
パルス繰り返し周期であるPRI(Pulse Repetition Interval)内に距離アンビギュィティがある従来のレーダ装置では、図21に示すように、1CPI(Coherent Processing Interval:コヒーレントに処理可能な時間)において、目標のドップラ周波数(速度)を算出するために一定周波数の送信信号を用いるパルスドップラ処理と、目標の距離情報と速度情報を含むビート周波数を算出するために複数のPRIに渡って周波数変調が施されている送信信号を用いるFM(Frequency Modulation)レンジング方式による処理とが実施される。 In a conventional radar apparatus having a distance ambiguity within a PRI (Pulse Repetition Interval) which is a pulse repetition period, as shown in FIG. Pulse Doppler processing using a transmission signal of a constant frequency to calculate (speed), and a transmission signal subjected to frequency modulation over a plurality of PRIs to calculate a beat frequency including target distance information and speed information And FM (Frequency Modulation) using a ranging method.
空間に存在している複数の目標との相対速度及び相対距離を算出する場合、以下に示す非特許文献1では、複数のPRIに渡って異なる2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングで処理を実施し、パルスドップラ処理で検出された目標候補と、異なる2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングによる処理で検出された目標候補との組み合わせをドップラ周波数とビート周波数を用いて解くようにしている。
このように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、異なる2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングでの処理結果である2つのビート周波数とを用いて、目標候補の組み合わせを解くことで、複数の目標が空間に存在している場合でも、各目標との相対速度及び相対距離を算出することが可能になる。
When calculating the relative speed and relative distance with a plurality of targets existing in space, Non-Patent
In this way, by solving the target candidate combination using the Doppler frequency that is the processing result of the pulse Doppler processing and the two beat frequencies that are the processing results of FM ranging with two different frequency modulation bandwidths, Even when a plurality of targets are present in the space, it is possible to calculate the relative speed and relative distance to each target.
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、複数の目標が空間に存在している場合でも、各目標との相対速度及び相対距離を算出することができる。しかし、パルスドップラ処理の他に、異なる2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングで処理を実施する必要があるため、1CPIを3分割しなければならない。その結果、個々の処理での観測時間が短くなるため、目標の検出性能が劣化してしまう課題があった。
また、FMレンジングにおける距離の分解能を高めるには、周波数変調帯域幅を大きくする必要があるが、分解能に比例して、曖昧さなく算出可能な距離が短縮されるため、高分解能化に限界がある課題もあった。
Since the conventional radar apparatus is configured as described above, the relative speed and relative distance to each target can be calculated even when a plurality of targets are present in space. However, in addition to the pulse Doppler processing, it is necessary to perform processing with FM ranging with two different frequency modulation bandwidths, and thus 1 CPI must be divided into three. As a result, since the observation time in each process is shortened, there is a problem that the target detection performance deteriorates.
In order to increase the distance resolution in FM ranging, it is necessary to increase the frequency modulation bandwidth. However, since the distance that can be calculated without ambiguity is shortened in proportion to the resolution, there is a limit to increasing the resolution. There was also a problem.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a radar apparatus capable of improving the detection performance of a plurality of targets existing in space and improving the ranging performance. With the goal.
この発明に係るレーダ装置は、第1の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第2の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信信号を受信信号として受信し、第1の処理期間中では一定周波数のキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第2の処理期間中では周波数変調されているキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、組み合わせ選択手段が、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するようにしたものである。 The radar apparatus according to the present invention pulse-modulates a carrier signal having a constant frequency during the first processing period, and pulse-modulates the carrier signal that is frequency-modulated over a plurality of pulse repetition periods during the second processing period. Then, the transmission means that radiates the carrier signal after pulse modulation to the space as a transmission signal, and when the transmission signal radiated from the transmission means to the space is reflected back to the target, the transmission signal is received as the reception signal. The received signal is converted into a received video signal using a carrier signal having a constant frequency during the first processing period, and the received signal is converted into a received video signal during the second processing period. A receiving means for converting to a received beat signal, and a received video signal converted by the receiving means is converted to a frequency domain signal, and a received video signal in the frequency domain is output. In addition, a frequency domain conversion unit that generates a distance-beat frequency map indicating a distance and a beat frequency within a pulse repetition period by converting the received beat signal converted by the reception unit into a frequency domain signal, and a frequency domain conversion A target candidate is detected from a frequency-domain received video signal output from the means, and a target candidate is detected from a distance-beat frequency map generated by the frequency domain conversion unit; Among the combinations of target candidates detected from the received video signal of the region and target candidates detected from the distance-beat frequency map, correct based on the Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period of each target candidate a combination selecting means for selecting a combination, the combination selecting means Using the distance of the Doppler frequency and the pulse repetition period of each target candidates according to a more selected combination, and a relative speed and a relative distance calculation means for calculating the relative velocity and relative distance of each target candidate, combination selection means Calculates the difference in beat frequency or Doppler frequency of each target candidate using the Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period of each target candidate, and calculates the difference in Doppler frequency or Doppler frequency of each target candidate. The combination with the smallest difference is selected as the correct combination.
この発明によれば、第1の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第2の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信信号を受信信号として受信し、第1の処理期間中では一定周波数のキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第2の処理期間中では周波数変調されているキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、組み合わせ選択手段が、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するように構成したので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができる効果がある。 According to the present invention, a carrier signal having a constant frequency is pulse-modulated during the first processing period, and a carrier signal that is frequency-modulated over a plurality of pulse repetition periods is pulse-modulated during the second processing period, Transmitting means that radiates the carrier signal after pulse modulation to the space as a transmission signal, and when the transmission signal radiated from the transmission means to the space is reflected back to the target, the transmission signal is received as a reception signal, The received signal is converted into a received video signal using a carrier signal having a constant frequency during one processing period, and the received signal is received by using a carrier signal that is frequency-modulated during the second processing period. Receiving means for converting into a signal, and converting the received video signal converted by the receiving means into a signal in the frequency domain and outputting a received video signal in the frequency domain By converting the received beat signal converted by the receiving means into a frequency domain signal, a frequency domain converting means for generating a distance-beat frequency map indicating the distance and beat frequency within the pulse repetition period, and the frequency domain converting means A target candidate is detected from the output frequency domain received video signal, and a target candidate is detected from the distance-beat frequency map generated by the frequency domain conversion unit. Among the combinations of target candidates detected from the received video signal and target candidates detected from the distance-beat frequency map, a correct combination is selected based on the Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period of each target candidate. a combination selection means for selecting, selects the combination selecting means Using the distance of the Doppler frequency and the pulse repetition period of each target candidates according to a combination which comprises a relative speed and a relative distance calculation means for calculating the relative velocity and relative distance of each target candidate, the combination selecting means, Using each target candidate's Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period, calculate the difference in beat frequency or Doppler frequency of each target candidate, and calculate the difference in beat frequency or Doppler frequency of each target candidate. Since it is configured to select the combination that minimizes the correct combination, it is possible to improve the detection performance of a plurality of targets existing in the space and to improve the ranging performance. .
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置を示す構成図である。
図1において、信号送信処理器1は送信RF信号を送受切替器6に出力する処理部であり、局部発振器2、パルス変調器3、パルス内変調信号発生器4及び送信機5から構成されている。
局部発振器2はパルスドップラ処理の処理期間である第1の処理期間中では、一定周波数のキャリア信号である第1の局部発振信号L0P(t)を生成して、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する処理を実施する。
また、局部発振器2はRGH(Range Gated High Pulse Repetition Frequency)処理の処理期間である第2の処理期間中では、複数のパルス繰り返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)に渡って周波数変調されているキャリア信号である第2の局部発振信号L0(t)を生成して、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する処理を実施する。
1 is a block diagram showing a radar apparatus according to
In FIG. 1, a
The
Further, the
パルス変調器3は局部発振器2から第1の局部発振信号L0P(t)を受けると、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調して、パルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を送信機5に出力し、局部発振器2から第2の局部発振信号L0(t)を受けると、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調して、パルス変調後の局部発振信号L’0(t)を送信機5に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号発生器4はパルス内変調信号φ(t)(例えば、図6に示す4bit Barkerコード)を生成し、そのパルス内変調信号φ(t)を送信機5に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号φ(t)は、図6に示す4bit Barkerコードに限るものではなく、他のbit Barkerコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。
When the
The intra-pulse
The intra-pulse modulation signal φ (t) is not limited to the 4-bit Barker code shown in FIG. 6, and other bit Barker codes may be used, or other code modulation signals and frequency modulation signals may be used.
送信機5はパルスドップラ処理の処理期間では、パルス変調器3から出力されたパルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を第1の送信RF信号として送受切替器6に出力し、RGH処理の処理期間では、パルス内変調信号発生器4から出力されたパルス内変調信号φ(t)を用いて、パルス変調器3から出力されたパルス変調後の局部発振信号L’0(t)をパルス内変調し、パルス内変調後の局部発振信号を第2の送信RF信号として送受切替器6に出力する処理を実施する。
The
送受切替器6は信号送信処理器1から出力された送信RF信号を空中線7に出力することで、その送信RF信号を空間に放射する一方、空間に放射された送信RF信号が目標(空間に存在している複数の目標)に反射されて戻ってくることで、空中線7が目標の反射RF信号である送信RF信号を受信すると、その送信RF信号を受信RF信号として受信機8に出力する処理を実施する。
なお、信号送信処理器1、送受切替器6及び空中線7から送信手段が構成されている。
The transmission /
The
受信機8はパルスドップラ処理の処理期間では、局部発振器2から出力された第1の局部発振信号L0P(t)を用いて、送受切替器6から出力された受信RF信号を受信ビデオ信号SV(n)に変換し、RGH処理の処理期間では、局部発振器2から出力された第2の局部発振信号L0(t)を用いて、送受切替器6から出力された受信RF信号を受信ビート信号S(n,m)に変換する処理を実施する。
なお、送受切替器6、空中線7及び受信機8から受信手段が構成されている。
In the processing period of the pulse Doppler processing, the
The transmission /
信号処理器9は相関処理部10、周波数領域変換処理部11、目標候補検出部12、組み合わせ選択部13及び目標相対速度・相対距離算出部14から構成されており、相関処理部10、周波数領域変換処理部11、目標候補検出部12、組み合わせ選択部13及び目標相対速度・相対距離算出部14のそれぞれが専用のハードウェア(例えば、CPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど)で構成されているものを想定しているが、信号処理器9がCPU、RAM、ROM及びインターフェース回路を有するコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器9がコンピュータで構成されている場合、相関処理部10、周波数領域変換処理部11、目標候補検出部12、組み合わせ選択部13及び目標相対速度・相対距離算出部14の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのROMに格納し、当該コンピュータのCPUが上記ROMに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
The
When the
相関処理部10は受信機8により変換された受信ビート信号S(n,m)と第2の送信RF信号のパルス内変調成分に相当する参照信号Ex(mτ)との相関処理を実施し、その相関処理の結果であるパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域変換処理部11に出力する処理を実施する。なお、相関処理部10は相関手段を構成している。
周波数領域変換処理部11は受信機8により変換された受信ビデオ信号SV(n)を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)を目標候補検出部12に出力するとともに、相関処理部10から出力されたパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域の信号に変換することで、PRI内の距離rpriとビート周波数fbを示すPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成する処理を実施する。なお、周波数領域変換処理部11は周波数領域変換手段を構成している。
The
The frequency domain
目標候補検出部12は周波数領域変換処理部11から出力された周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換処理部11により生成されたPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から目標候補を検出する処理を実施する。なお、目標候補検出部12は目標候補検出手段を構成している。
組み合わせ選択部13は目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施する。なお、組み合わせ選択部13は組み合わせ選択手段を構成している。
The target
The
目標相対速度・相対距離算出部14は組み合わせ選択部13により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数fd及びPRI内距離rpriを用いて、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出する処理を実施する。なお、目標相対速度・相対距離算出部14は相対速度・相対距離算出手段を構成している。
表示器15は目標相対速度・相対距離算出部14により算出された各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを目標情報として画面上に表示する。
The target relative speed / relative
The
次に動作について説明する。
この実施の形態1では、図2に示すように、1CPIにおいて、パルスドップラ処理とRGH処理の2つの処理を行う。
図2では、1CPIを等分割して、パルスドップラ処理の観測とRGH処理の観測が行われている例を示している。
非特許文献1では、上述したように、1CPIで3つの処理を行うために、1CPIが3等分されて、各処理の観測時間が1CPIの3分の1の時間となるが(図21を参照)、この実施の形態1では、各処理の観測時間が1CPIの2分の1の時間となる。
このため、この実施の形態1では、1つの処理の観測時間が従来のレーダ装置より長くなり、検出性能が向上する。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, as shown in FIG. 2, two processes of a pulse Doppler process and an RGH process are performed in 1 CPI.
FIG. 2 shows an example in which 1 CPI is equally divided and observation of pulse Doppler processing and RGH processing are performed.
In
For this reason, in this
最初に、パルスドップラ処理において、受信ビデオ信号F”V(kV)を生成するまでの処理内容を説明する。
図3はパルスドップラ処理時の送信RF信号と受信RF信号を示す説明図である。
図3において、f0は送信周波数、Tpriはパルス繰り返し周期であるPRI、T0は受信ビデオ信号の観測時間、T1は送信パルス幅を表している。
First, processing contents until generation of a received video signal F ″ V (k V ) in pulse Doppler processing will be described.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a transmission RF signal and a reception RF signal during pulse Doppler processing.
In FIG. 3, f 0 represents a transmission frequency, T pri represents a pulse repetition period PRI, T 0 represents an observation time of a received video signal, and T 1 represents a transmission pulse width.
まず、信号送信処理器1の局部発振器2は、パルスドップラ処理の処理期間である受信ビデオ信号の観測時間T0において、一定周波数のキャリア信号である送信周波数f0の第1の局部発振信号L0P(t)を生成して、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する。
パルス変調器3は、局部発振器2から第1の局部発振信号L0P(t)を受けると、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を送信機5に出力する。
受信ビデオ信号F”V(kV)を生成するパルスドップラ処理では、送信RF信号をパルス内変調を行う必要がないため、パルス内変調信号発生器4は動作しない。
First, the
In the pulse Doppler processing for generating the received video signal F ″ V (k V ), the intra-pulse
送信機5は、パルス変調器3からパルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を受けると、パルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を第1の送信RF信号として送受切替器6に出力する。
送受切替器6は、信号送信処理器1から第1の送信RF信号を受けると、第1の送信RF信号を空中線7に出力することで、第1の送信RF信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第1の送信RF信号が複数の目標に反射され、第1の送信RF信号が目標の反射RF信号として空中線7に戻ってくる。
送受切替器6は、空中線7が反射RF信号を受信すると、その反射RF信号を第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)として受信機8に出力する。
Transmitter 5 'receives the 0P (t), the local oscillation signal L after the pulse-modulated' local oscillation signal L after the pulse modulation from the
When the transmission /
At this time, when a plurality of targets are present in the space, the first transmission RF signal radiated into the space is reflected by the plurality of targets, and the first transmission RF signal is reflected on the antenna 7 as the target reflected RF signal. Come back.
When the antenna 7 receives the reflected RF signal, the transmission /
受信機8は、送受切替器6から第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)を受けると、局部発振器2から出力された第1の局部発振信号L0P(t)を用いて、第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)を受信ビデオ信号SV(n)に変換する。
即ち、受信機8は、局部発振器2から出力された第1の局部発振信号L0P(t)を用いて、第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式(1)で表される受信ビデオ信号SV(n)(時刻t=0で相対距離がR0、相対速度がvである目標からの受信ビデオ信号)を得て、その受信ビデオ信号SV(n)を信号処理器9の周波数領域変換処理部11に出力する。
When receiving the first reception RF signal Rx tgt, P (n, t) from the transmission /
That is, the
式(1)において、AVは受信ビデオ信号の振幅、nはパルス番号、Nはパルス数、cは光速を表している。 In the formula (1), A V is the received video signal amplitude, n represents pulse number, N is the number of pulses, c is represents speed of light.
信号処理器9の周波数領域変換処理部11は、受信機8から受信ビデオ信号SV(n)を受けると、下記の式(2)に示すように、その受信ビデオ信号SV(n)をHV点で高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)することで、その受信ビデオ信号SV(n)を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)を目標候補検出部12に出力する。
式(2)において、kVはFFT後のサンプリング番号を表している。
When the frequency domain
In the formula (2), k V represents the sampling number after FFT.
ここで、ドップラ周波数fdと相対速度vは、下記の式(3)に示す関係がある。
なお、周波数領域変換処理部11は、HV>Nの場合、受信ビデオ信号SV(n)に0の埋め込みを行う。パルス数Nより大きいFFT点数HVで、受信ビデオ信号SV(n)をFFTすることで、より高精度に目標のドップラ周波数fd、即ち、相対速度vを算出することが可能になる。
Here, the Doppler frequency fd and the relative speed v have the relationship shown in the following formula (3).
The frequency domain
次に、RGH処理において、受信ビート信号S(n,m)を得るまでの処理内容を説明する。
図4は1CPIで周波数変調とパルス内符号変調が施された送信RF信号と受信RF信号の関係を示す説明図である。
図4において、f0は送信開始周波数、TLは送信RF信号の周波数掃引時間、BLは送信RF信号の帯域幅、T0は受信ビート信号の観測時間、B0はT0の時間間隔での送信RF信号の帯域幅、Tpは送信パルス幅、φ0は送信RF信号と局部発振信号の初期位相、cは光速を表している。
図4では、送信RF信号の周波数掃引時間TL内の周波数変調がアップチャープ変調である例を示している。
Next, the contents of processing until the reception beat signal S (n, m) is obtained in the RGH processing will be described.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a relationship between a transmission RF signal and a reception RF signal subjected to frequency modulation and intra-pulse code modulation with 1 CPI.
In FIG. 4, f 0 is the transmission start frequency, TL is the frequency sweep time of the transmission RF signal, B L is the bandwidth of the transmission RF signal, T 0 is the observation time of the received beat signal, and B 0 is the time interval of T 0 . , T p is the transmission pulse width, φ 0 is the initial phase of the transmission RF signal and the local oscillation signal, and c is the speed of light.
FIG. 4 shows an example in which the frequency modulation within the frequency sweep time TL of the transmission RF signal is up-chirp modulation.
RGH処理では、信号送信処理器1が送信RF信号を出力する際、PRI内距離rpriの距離アンビギュィティが解消され、かつ、ビート周波数fbから算出される距離(FMレンジングによる距離)の距離分解能より、PRI内の距離分解能が高くなる送信RF信号を出力できるようにするためのパラメータが設定されている。
図5はFMレンジングによる距離、相関処理後の信号及びPRI内測距結果を示す説明図である。
最初に、図5を参照しながら、RGH処理時の送信RF信号に関わるパラメータの設定方法について説明する。
In the RGH processing, when the
FIG. 5 is an explanatory view showing the distance by FM ranging, the signal after correlation processing, and the distance measurement result in PRI.
First, a parameter setting method related to a transmission RF signal at the time of RGH processing will be described with reference to FIG.
PRI内距離rpriの距離アンビギュィティが解消され、かつ、FMレンジングによる距離の距離分解能より、PRI内の距離分解能(相関処理後の距離分解能)が高くなるようにするため、下記の式(4)、式(5)及び式(6)を満足するFMレンジングによる距離の距離分解能ΔR’FM、サンプリング間隔ΔRFM、相関処理後の距離分解能ΔR’PC、1PRIの折り返し距離Rpriを算出するためのパラメータ(受信ビート信号の観測時間T0、T0の時間間隔での送信RF信号の帯域幅B0、パルス繰り返し周期Tpri、サンプリング周波数Fsamp)が設定される。
In order to eliminate the distance ambiguity of the PRI inner distance r pri and to make the distance resolution in the PRI (distance resolution after correlation processing) higher than the distance distance resolution by FM ranging, the following equation (4) For calculating distance distance resolution ΔR ′ FM , sampling interval ΔR FM , distance resolution ΔR ′ PC after correlation processing, and 1PRI folding distance R pri , satisfying the expressions (5) and (6) The parameters (the reception beat signal observation time T 0 , the transmission RF signal bandwidth B 0 , the pulse repetition period T pri and the sampling frequency F samp at the time interval of T 0 ) are set.
なお、FMレンジングによる距離の距離分解能ΔR’FMは、下記の式(7)で算出され、FMレンジングによる距離のサンプリング間隔ΔRFMは、下記の式(8)で算出される。
また、相関処理後の距離分解能ΔR’PCは、下記の式(9)で算出され、1PRIの折り返し距離Rpriは、下記の式(10)で算出される。
式(8)において、HはFMレンジングのFFT点数を表している。
The distance resolution ΔR ′ FM of distance by FM ranging is calculated by the following formula (7), and the sampling interval ΔR FM of distance by FM ranging is calculated by the following formula (8).
Further, the distance resolution ΔR ′ PC after the correlation processing is calculated by the following equation (9), and the folding distance R pri of 1PRI is calculated by the following equation (10).
In Expression (8), H represents the number of FFT points for FM ranging.
信号送信処理器1は、上記のように設定されたパラメータに基づいて動作して送信RF信号を送受切替器6に出力する。
即ち、信号送信処理器1の局部発振器2は、周波数掃引時間TL、帯域幅BLで第2の局部発振信号L0(t)を生成して、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する。
パルス変調器3は、局部発振器2から第2の局部発振信号L0(t)を受けると、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号L’0(t)を送信機5に出力する。
The
That is, the
When the
パルス内変調信号発生器4は、例えば、図6に示す4bit Barkerコードをパルス内変調信号φ(t)として生成し、そのパルス内変調信号φ(t)を送信機5に出力する。
ここでは、パルス内変調信号φ(t)が4bit Barkerコードである例を示したが、パルス内変調信号φ(t)は4bit Barkerコードに限るものではなく、他のbit Barkerコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。
For example, the intra-pulse
Here, an example in which the intra-pulse modulation signal φ (t) is a 4-bit Barker code is shown. However, the intra-pulse modulation signal φ (t) is not limited to the 4-bit Barker code, and other bit Barker codes may be used. Alternatively, other code modulation signals and frequency modulation signals may be used.
送信機5は、パルス変調器3からパルス変調後の局部発振信号L’0(t)を受けると、パルス内変調信号発生器4から出力されたパルス内変調信号φ(t)を用いて、パルス変調後の局部発振信号L’0(t)をパルス内変調し、パルス内変調後の局部発振信号を第2の送信RF信号として送受切替器6に出力する。
送受切替器6は、信号送信処理器1から第2の送信RF信号を受けると、第2の送信RF信号を空中線7に出力することで、第2の送信RF信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第2の送信RF信号が複数の目標に反射され、第2の送信RF信号が目標の反射RF信号として空中線7に戻ってくる。
送受切替器6は、空中線7が反射RF信号を受信すると、その反射RF信号を第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)として受信機8に出力する。
When receiving the local oscillation signal L ′ 0 (t) after pulse modulation from the
When the transmission /
At this time, when a plurality of targets are present in the space, the second transmission RF signal radiated into the space is reflected by the plurality of targets, and the second transmission RF signal is reflected on the antenna 7 as a target reflected RF signal. Come back.
When the antenna 7 receives the reflected RF signal, the transmission /
受信機8は、送受切替器6から第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)を受けると、局部発振器2から出力された第2の局部発振信号L0(t)を用いて、第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)を受信ビート信号S(n,m)に変換する。
即ち、受信機8は、局部発振器2から出力された第2の局部発振信号L0(t)を用いて、第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式(11)で表される受信ビート信号S(n,m)を得て、その受信ビート信号S(n,m)を信号処理器9の相関処理部10に出力する。
When receiving the second reception RF signal Rx tgt, P (n, t) from the transmission /
That is, the
式(11)において、*は複素共役、ASは受信ビート信号の振幅、mは1PRI内のサンプリング番号,Mは1PRI内のサンプリング点数、Δtは1PRI内のサンプリング時間を表している。 In the formula (11), * the complex conjugate, A S is the received beat signal amplitude, m is the sampling number in 1PRI, M is the number of sampling points in 1PRI, Delta] t represents the sampling time in 1PRI.
次に、受信ビート信号S(n,m)に対する相関処理部10及び周波数領域変換処理部11の処理内容を説明する。
相関処理部10は、受信機8から受信ビート信号S(n,m)を受けると、その受信ビート信号S(n,m)と、第2の送信RF信号のパルス内変調成分と同じA/D変換後の参照信号Ex(mτ)との相関処理を実施し、その相関処理の結果であるパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域変換処理部11に出力する。
以下、相関処理部10の処理内容を具体的に説明する。ここでは、相関処理部10が周波数領域で相関処理を行う例を説明する。
Next, processing contents of the
When receiving the received beat signal S (n, m) from the
Hereinafter, the processing content of the
第2の送信RF信号のパルス内変調成分と同じA/D変換後の参照信号Ex(mτ)は、下記の式(12)で表される。
式(12)において、mτはサンプリング番号、Mτは1PRIのサンプリング点数であり、下記の式(13)で表される。
Fsampはサンプリング周波数、floor(X)は変数Xを越えない最大の整数である。
The reference signal Ex (m τ ) after A / D conversion which is the same as the intra-pulse modulation component of the second transmission RF signal is expressed by the following equation (12).
In the formula (12), m tau sampling number, M tau is a sampling number of 1PRI, represented by the following formula (13).
F samp is the sampling frequency, and floor (X) is the maximum integer that does not exceed the variable X.
相関処理部10は、受信機8から受信ビート信号S(n,m)を受けると、下記の式(14)に示すように、その受信ビート信号S(n,m)を高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)して、その受信ビート信号S(n,m)を周波数領域の信号に変換する。
また、相関処理部10は、下記の式(15)に示すように、参照信号Ex(mτ)をFFTして、その参照信号Ex(mτ)を周波数領域の信号に変換する。
そして、相関処理部10は、下記の式(16)に示すように、周波数領域の信号であるFV(n,kr)とFEx(kr)を乗算する。
When receiving the received beat signal S (n, m) from the
Moreover, the
Then, the
ただし、*は複素共役、lはPRI内サンプリング番号、L’は相関処理のFFT点数を表している。
なお、相関処理部10は、L’>Mの場合、受信ビート信号S(n,m)に0を代入し、L’>Mτの場合、参照信号Ex(mτ)に0を代入する。
Here, * represents a complex conjugate, l represents a sampling number in PRI, and L ′ represents an FFT score for correlation processing.
The
また、相関処理部10は、相関処理後の信号を受信ビート信号S(n,m)のサンプリング間隔よりも高精度にサンプリングする場合、下記の式(17)によって0を設定する。
式(17)中のLは相関処理の高速フーリエ逆変換(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform)点数であり、下記の式(18)によって表される。
ただし、qは0以上の整数である。q=0の場合、受信ビート信号S(n,m)のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔になる。
Further, when the
L in the equation (17) is an inverse fast Fourier transform (IFFT) point of correlation processing, and is represented by the following equation (18).
However, q is an integer greater than or equal to 0. When q = 0, the sampling interval is the same as the sampling interval of the received beat signal S (n, m).
最後に、相関処理部10は、下記の式(19)に示すように、周波数領域の信号であるFV(n,kr)とFEx(kr)の乗算結果FV・Ex(n,kr)を高速フーリエ逆変換(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform)し、IFFT結果を相関処理結果として周波数領域変換処理部11に出力する。
なお、相関処理結果は、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)であり、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)のサンプリング番号lに対応するPRI内相対距離RPC(l)は、下記の式(20)で表される。
Finally, as shown in the following equation (19), the
The correlation processing result is the pulse compression signal R V · Ex (n, l), and the relative distance R PC (l) in PRI corresponding to the sampling number l of the pulse compression signal R V · Ex (n, l). Is represented by the following formula (20).
周波数領域変換処理部11は、相関処理部10からパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を受けると、下記の式(21)に示すように、そのパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をPRI方向にH点でFFTすることで、図7に示すようなPRI内の距離rpriとビート周波数fbを示すPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成し、その距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を目標候補検出部12に出力する。
なお、周波数領域変換処理部11は、H>Nの場合、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に0の埋め込みを行う。パルス数Nより大きいFFT点数Hで、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTすることで、より高精度に目標のビート周波数fbを算出することが可能になる。
When the frequency domain
The frequency domain
ここで、相対距離R、相対速度vとビート周波数fbは、下記の式(22)に示す関係があり、相対距離RとPRI内折返し距離Rpriは、下記の式(23)に示す関係がある。khはIFFT後のサンプリング番号を表している。
式(22)に示すように、ビート周波数fbには、距離情報と速度情報が含まれており、正しく目標候補の距離と速度を求めるには、ドップラ周波数fdとビート周波数fbを正しく組み合わせる必要がある。
Here, the relative distance R, the relative speed v, and the beat frequency fb have the relationship shown in the following formula (22), and the relative distance R and the return distance R pri in PRI have the relationship shown in the following formula (23). is there. k h represents a sampling number after IFFT.
As shown in Expression (22), the beat frequency fb includes distance information and speed information, and in order to obtain the target candidate distance and speed correctly, it is necessary to correctly combine the Doppler frequency fd and the beat frequency fb. is there.
図21に示す従来のレーダ装置のように、1CPIでパルスドップラ処理と異なる周波数変調を用いるFMレンジング方式を行うために、1CPIを3等分割する場合と比べて、この実施の形態1のように、1CPIでパルスドップラ処理とRGH処理を行うために、1CPIを2等分割する場合、図8に示すように、相関処理、PRI間FFT後の目標信号の電力が向上し、検出性能が向上する。
As in the case of the conventional radar apparatus shown in FIG. 21, in order to perform an FM ranging method using frequency modulation different from pulse Doppler processing with 1 CPI, as compared with the case where 1 CPI is divided into three equal parts, this
従来のレーダ装置のFMレンジングでは、図9に示すように、受信ビート信号に対してPRI内をサンプリングせずに、狭帯域フィルタを通した後、パルス間にFFTを行う場合、ビート周波数fbのみが得られる。
図7に示しているPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)は、図9のビート周波数fbと比べると、ビート周波数fbの情報に加えて、PRI内の距離rpriの情報が得られていることが分かる。
In FM ranging of a conventional radar apparatus, as shown in FIG. 9, when FFT is performed between pulses after passing through a narrowband filter without sampling the received beat signal in the PRI, only the beat frequency fb is obtained. Is obtained.
The distance-beat frequency map R FM R PC (k h , l) in the PRI shown in FIG. 7 is compared with the beat frequency fb in FIG. 9 in addition to the information on the beat frequency fb, the distance r in the PRI It can be seen that pri information is obtained.
目標候補検出部12は、上記のパルスドップラ処理で、周波数領域変換処理部11が周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)を生成すると、その受信ビデオ信号F”V(kV)に対するCFAR(Constant False Alarm Rate)処理を実施することで複数の目標候補を検出し、複数の目標候補のドップラ周波数fdを組み合わせ選択部13に出力する。
また、目標候補検出部12は、上記のRGH処理で、周波数領域変換処理部11がPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成すると、その距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)に対するCFAR処理を実施することで複数の目標候補を検出し、複数の目標候補のビート周波数fbとPRI内の距離rpriを組み合わせ選択部13に出力する。
以下、目標候補検出部12による目標候補の検出処理を具体的に説明する。
When the frequency domain
Further, the target
The target candidate detection process by the target
図10はPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)に対するCFAR処理による目標候補の検出処理を示す説明図である。
目標候補検出部12は、周波数領域変換処理部11からPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を受けると、下記の式(24)に示すCFAR処理を実施することで目標候補を検出する。
Figure 10 is a distance in the PRI - is an explanatory diagram showing the detection processing of the target candidate by CFAR processing for the beat frequency map R FM R PC (k h, l).
When the target
式(24)において、RFMRPC,CFAR(kh,l)はCFAR処理による目標候補の検出結果を表しており、目標候補には”0”が設定される。
abs(x)は変数xの絶対値を表し、CFAR処理のCFAR閾値であるCFAR_th(kh,l)は下記の式(25)により算出される。
また、CFAR_corはCFAR係数、Samp_cellはサンプルセル、ave(Z(p))は配列Z(p)の平均値を表すものである。
ただし、目標候補検出部12は、図11に示すように、CFAR閾値であるCFAR_th(kh,l)を越えるセルが集合している場合、その集合の中で、振幅が最も大きいセルを目標候補として検出する。
In Expression (24), R FM R PC, CFAR (k h , l) represents a target candidate detection result by the CFAR process, and “0” is set to the target candidate.
abs (x) represents the absolute value of the variable x, and CFAR_th (k h , l), which is the CFAR threshold value of the CFAR process, is calculated by the following equation (25).
CFAR_cor represents a CFAR coefficient, Samp_cell represents a sample cell, and ave (Z (p)) represents an average value of the array Z (p).
However, the target
ここでは、目標候補検出部12が、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)に対するCFAR処理を実施することで目標候補を検出するものを示したが、パルスドップラ処理の処理結果である周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)についても同様の考え方で、その受信ビデオ信号F”V(kV)に対するCFAR処理を実施することで目標候補を検出することができる。
Here, the target
組み合わせ選択部13は、目標候補検出部12が周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から目標候補を検出し、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から目標候補を検出すると、それらの目標候補を組み合わせる処理を実施し、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する処理を実施する。
以下、組み合わせ選択部13の処理内容を具体的に説明するが、その前に、従来のレーダ装置による目標候補の組み合わせについて説明する。
In the
Hereinafter, the processing content of the
従来のレーダ装置において、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、1つの周波数変調帯域幅のFMレンジングの処理結果であるビート周波数で、目標候補の組み合わせ行う場合について説明する。
図12は相対距離R1、相対速度v1の目標(1)、相対距離R2、相対速度v2の目標(2)の場合を示しており、目標(1)(2)のドップラ周波数fd,ビート周波数fbを示している。
この場合、図13に示すように、ドップラ周波数fdとビート周波数fbの組み合わせが2通りあり、上記の式(3)及び式(22)の関係から速度と距離を算出することができる。
ただし、従来のレーダ装置では、2通りの組み合わせである組み合わせAと組み合わせBのうち、どちらの組み合わせが正しいのかを一意に決定することができない。
そのため、従来のレーダ装置では、図21に示すように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数fdと、2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングの処理結果であるビート周波数fbとを用いる必要がある。その結果、それぞれの処理の観測時間が短縮されて、検出性能が劣化する問題がある。
In the conventional radar apparatus, a case where target candidates are combined at the Doppler frequency that is the processing result of the pulse Doppler processing and the beat frequency that is the processing result of the FM ranging of one frequency modulation bandwidth will be described.
FIG. 12 shows the case of target (1) with relative distance R 1 and relative speed v 1 , target (2) with relative distance R 2 and relative speed v 2 , and Doppler frequency fd of targets (1) and (2). , Beat frequency fb.
In this case, as shown in FIG. 13, there are two combinations of the Doppler frequency fd and the beat frequency fb, and the speed and distance can be calculated from the relationship of the above equations (3) and (22).
However, the conventional radar apparatus cannot uniquely determine which one of the two combinations, combination A and combination B, is correct.
Therefore, in the conventional radar apparatus, as shown in FIG. 21, it is necessary to use the Doppler frequency fd that is the processing result of the pulse Doppler processing and the beat frequency fb that is the processing result of the FM ranging of the two frequency modulation bandwidths. is there. As a result, there is a problem that the observation time of each process is shortened and the detection performance deteriorates.
図14は組み合わせ選択部13による目標候補の組み合わせ処理を示す説明図である。
組み合わせ選択部13は、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数fdと、1つの周波数変調帯域幅を用いるRGH処理の処理結果であるビート周波数fb及びPRI内の距離rpriとを用いて、複数の目標候補の組み合わせ処理を行う。
ここで、ドップラ周波数fdに対応する相対速度vと、ビート周波数fbと、PRI内の距離rpriとの間には、下記の式(26)に示す関係がある。
式(26)において、NR,rtnはPRI内距離折返し数である(図15を参照)。図15は目標相対距離RとPRI内距離折返し数NR,rtnの関係を示す説明図である。
FIG. 14 is an explanatory diagram showing target candidate combination processing by the
The
Here, there is a relationship represented by the following equation (26) among the relative velocity v corresponding to the Doppler frequency fd, the beat frequency fb, and the distance r pri in the PRI.
In Expression (26), NR , rtn is the distance folding number within PRI (see FIG. 15). FIG. 15 is an explanatory diagram showing the relationship between the target relative distance R and the PRI inner-distance turn-back number N R, rtn .
組み合わせ選択部13は、複数の目標候補の組み合わせ処理を行うと、複数の組み合わせの中から、下記の式(27)が示すビート周波数fbの差分DiPD,iRGH,nR,rtnが最小となるPRI内距離折返し数NR,rtnを算出する組み合わせを選択する(式(28)を参照)。
式(28)を満たすPRI内距離折返し数の候補が、目標のPRI内距離折返し数となり、PRI内距離アンビギュィティを解くことになる。
式(27)(28)において、iPDはパルスドップラ処理の目標候補番号、iRGHはRGH処理の目標候補番号、fdiPDはパルスドップラ処理の目標候補番号iPDのドップラ周波数、fbiRGHはRGH処理の目標候補番号iRGHのビート周波数、nR,rtnはPRI内距離折返し数の候補、nR,rtn,maxはPRI内距離の最大折返し数、rpri,iRGHはRGH処理の目標候補番号iRGHのPRI内距離、|X|は変数Xの絶対値である。
When the
The candidate for the PRI internal distance wrap number satisfying the equation (28) becomes the target PRI internal distance wrap number, and the PRI internal distance ambiguity is solved.
In the formula (27) (28), i PD is the target candidate number of pulse Doppler processing, i RGH goals candidate number of RGH processing, fd iPD the Doppler frequency of the target candidate number i PD pulse Doppler processing, fb iRGH the RGH Process target candidate number i RGH beat frequency, n R, rtn is a candidate for the number of return distances within PRI, n R, rtn, max is the maximum number of return values for a distance within PRI, r pri, iRGH is a target candidate number for RGH process i RGH distance in PRI, | X | is the absolute value of variable X.
図14に示すように、目標の数が2個の場合、2通りの組み合わせが考えられ、組み合わせAは下記の式(29)で表され、組み合わせBは下記の式(30)で表される。
この組み合わせにより、式(27)の算出結果は、図16のようになる。
As shown in FIG. 14, when the number of targets is two, two combinations are conceivable, the combination A is represented by the following formula (29), and the combination B is represented by the following formula (30). .
With this combination, the calculation result of Expression (27) becomes as shown in FIG.
この場合、組み合わせAに属している目標候補(1,1)のmin(D1,1,nR,rtn)が、組み合わせBに属している目標候補(1,2)のmin(D1,2,nR,rtn)より小さく、かつ、組み合わせAに属している目標候補(2,2)のmin(D2,2,nR,rtn)が、組み合わせBに属している目標候補(2,1)のmin(D2,1,nR,rtn)より小さいので、組み合わせ選択部13は、正しい組み合わせとして、組み合わせAを選択する。
これにより、組み合わせ選択部13は、組み合わせAに属している目標候補(1,1),(2,2)のドップラ周波数fd、PRI内の距離rpri及びPRI内距離折返し数NR,rtnを目標相対速度・相対距離算出部14に出力する。
In this case, min of the target candidate (1,1) belonging to combination A (D 1,1, nR, rtn ) is, min of the target candidate that belongs to the combination B (1, 2) (D 1, 2 , NR, rtn ) and min (D 2, 2, nR, rtn ) of the target candidate (2, 2) belonging to the combination A is the target candidate (2, 1) belonging to the combination B because of min (D 2,1, nR, rtn ) smaller than, the
Thereby, the
ここでは、組み合わせ選択部13が、複数の組み合わせの中から、式(27)が示すビート周波数fbの差分DiPD,iRGH,nrtnが最小となる組み合わせを選択するものを示したが、ドップラ周波数fdの差分を算出して、そのドップラ周波数fdの差分が最小となる組み合わせを選択するようにしてもよい。
Here, although the
目標相対速度・相対距離算出部14は、組み合わせ選択部13から正しい組み合わせに属している各目標候補のドップラ周波数fd、PRI内の距離rpri及びPRI内距離折返し数NR,rtnを受けると、これらを下記の式(31)及び式(32)に代入して、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出する。
表示器15は、目標相対速度・相対距離算出部14が各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出すると、目標情報として、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを画面上に表示する。
When the target relative speed / relative
When the target relative speed / relative
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、パルスドップラ処理の処理期間中では、一定周波数のキャリア信号である送信周波数f0の第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調し、RGH処理の処理期間中では、複数のPRIに渡って周波数変調されているキャリア信号である第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信RF信号として空間に放射する信号送信処理器1と、空間に放射された送信RF信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信RF信号を受信RF信号として受信し、パルスドップラ処理の処理期間中では、第1の局部発振信号L0P(t)を用いて、その受信RF信号を受信ビデオ信号SV(n)に変換し、RGH処理の処理期間中では、第2の局部発振信号L0(t)を用いて、その受信RF信号を受信ビート信号S(n,m)に変換する受信機8と、受信機8により変換された受信ビデオ信号SV(n)を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)を出力するとともに、受信機8により変換された受信ビート信号S(n,m)を周波数領域の信号に変換することで、PRI内の距離rpriとビート周波数fbを示すPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成する周波数領域変換処理部11と、周波数領域変換処理部11から出力された周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換処理部11により生成されたPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から目標候補を検出する目標候補検出部12と、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補とPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内の距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択部13とを設け、目標相対速度・相対距離算出部14が、組み合わせ選択部13により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数fd及びPRI内の距離rpriを用いて、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出するように構成したので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the first embodiment, during the processing period of the pulse Doppler processing, the first local oscillation signal L 0P (t) having the transmission frequency f 0 that is a carrier signal having a constant frequency is pulsed. During the processing period of RGH processing, the second local oscillation signal L 0 (t), which is a carrier signal that is frequency-modulated over a plurality of PRIs, is pulse-modulated, and the carrier signal after pulse modulation is transmitted The
即ち、この実施の形態1によれば、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数fdと、1つの周波数変調帯域幅を用いるRGH処理の処理結果であるビート周波数fb及びPRI内距離rpriを用いて、複数の目標候補の組み合わせを決定することが可能であるため、それぞれの処理の観測時間を長くすることが可能になる。その結果、目標候補の検出性能が向上し、かつ、複数の目標候補の相対速度v及び相対距離Rを精度よく算出することができる。
また、PRI内距離アンビギュィティを解き、高分解能なPRI内距離を用いることで、高分解能な距離を算出することが可能になる。
That is, according to the first embodiment, the Doppler frequency fd that is the processing result of the pulse Doppler processing, the beat frequency fb that is the processing result of the RGH processing using one frequency modulation bandwidth, and the PRI internal distance r pri are used. Since it is possible to determine a combination of a plurality of target candidates, it is possible to lengthen the observation time of each process. As a result, the target candidate detection performance is improved, and the relative speed v and the relative distance R of the plurality of target candidates can be calculated with high accuracy.
Further, by solving the PRI internal distance ambiguity and using the high resolution PRI internal distance, it becomes possible to calculate the high resolution distance.
なお、この実施の形態1では、周波数領域変換処理部11が、受信機8により変換された受信ビデオ信号SV(n)をFFTすることで、その受信ビデオ信号SV(n)を周波数領域の信号に変換するとともに、相関処理部10から出力されたパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTすることで、そのパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域の信号に変換するものを示したが、その受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTする前に、その受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、周波数領域変換処理部11が、受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTする前に、例えば、PRI方向にハミング窓を受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に乗算することで、クラッタのビート周波数方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。
In the first embodiment, the frequency domain
Specifically, before the frequency domain
Thereby, it becomes possible to improve the detection performance of the target candidate without being buried in the clutter side lobe.
また、周波数領域変換処理部11が、受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に対するフィルタ処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、周波数領域変換処理部11が、レーダとメインビームクラッタの関係に基づいて、PRI方向にメインビームクラッタを抑圧するフィルタ(FIR(Finite Impulse Response)フィルタ、あるいは、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタ)を用いて、受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に対するフィルタ処理を実施するようにしてもよい。
Further, the frequency domain
Specifically, the frequency domain
また、この実施の形態1では、相関処理部10が受信ビート信号S(n,m)と参照信号Ex(mτ)の相関処理を実施するものを示したが、その参照信号Ex(mτ)に対する窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、相関処理部10が、受信ビート信号S(n,m)と参照信号Ex(mτ)の相関処理を実施する前に、例えば、PRI内距離方向にハミング窓を参照信号Ex(mτ)に乗算することで、PRI内距離方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。
In the first embodiment, the
Specifically, before the
Thereby, it becomes possible to improve the detection performance of the target candidate without being buried in the clutter side lobe.
実施の形態2.
図17はこの発明の実施の形態2によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部20は図1の組み合わせ選択部13と同様に、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図1の組み合わせ選択部13と異なり、ビート周波数fbの差分の総和又はドップラ周波数fdの差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部20は組み合わせ選択手段を構成している。
FIG. 17 is a block diagram showing a radar apparatus according to
Similar to the
次に動作について説明する。
ただし、組み合わせ選択部13の代わりに、組み合わせ選択部20が信号処理器9に実装されている点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、組み合わせ選択部20の処理内容だけを説明する。
Next, the operation will be described.
However, since the
図18は組み合わせ選択部20による組み合わせの選択結果の具体例を示す説明図である。
式(27)が示すビート周波数の差分DiPD,iRGH,nR,rtnを常に正確に算出することができれば、正しい組み合わせを選択することができるが、雑音や観測誤差等の影響で、式(27)が示すビート周波数の差分DiPD,iRGH,nR,rtnを正確に算出することができない場合がある。
FIG. 18 is an explanatory diagram illustrating a specific example of a combination selection result by the
If the beat frequency difference DiPD, iRGH, nR, rtn represented by the equation (27) can always be accurately calculated, the correct combination can be selected. However, due to the influence of noise, observation error, etc., the equation (27 The beat frequency difference DiPD, iRGH, nR, rtn indicated by () may not be calculated accurately.
本来であれば、下記のように算出される場合でも、
組み合わせA 組み合わせB
min(D1,1,nR,rtn) < min(D1,2,nR,rtn)
min(D2,2,nR,rtn) < min(D2,1,nR,rtn)
雑音や観測誤差等の影響で、下記のように算出されることがある(図18を参照)。
組み合わせA 組み合わせB
min(D1,1,nR,rtn) < min(D1,2,nR,rtn)
min(D2,2,nR,rtn) > min(D2,1,nR,rtn)
Originally, even when calculated as follows:
Combination A Combination B
min (D 1,1, nR, rtn ) <min (D 1,2, nR, rtn )
min ( D2,2, nR, rtn ) <min ( D2,1, nR, rtn )
It may be calculated as follows due to the influence of noise, observation error, etc. (see FIG. 18).
Combination A Combination B
min (D 1,1, nR, rtn ) <min (D 1,2, nR, rtn )
min ( D2,2, nR, rtn )> min ( D2,1, nR, rtn )
このように算出された場合、2つの比較結果の等号の向きが異なるため、組み合わせA,組み合わせBのいずれも選択することができない。
そこで、この実施の形態2の組み合わせ選択部20では、一時的な誤差の影響を低減して、正しい組み合わせを選択できるようにするため、下記の式(33)に示すように、式(28)の算出結果の組み合わせ候補の総和を算出する。
そして、組み合わせ選択部20は、上記の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択する。
When calculated in this way, since the directions of the equal signs of the two comparison results are different, neither the combination A nor the combination B can be selected.
Therefore, in the
Then, the
図18の例では、組み合わせAに属している目標候補(1,1)のmin(D1,1,nR,rtn)と目標候補(2,2)のmin(D2,2,nR,rtn)の総和が、組み合わせBに属している目標候補(1,2)のmin(D1,2,nR,rtn)と目標候補(2,1)のmin(D2,1,nR,rtn)の総和より小さいので、組み合わせAが正しい組み合わせであるとして選択される。
これにより、組み合わせ選択部20は、組み合わせAに属している目標候補(1,1),(2,2)のドップラ周波数fd、PRI内の距離rpri及びPRI内距離折返し数NR,rtnを目標相対速度・相対距離算出部14に出力する。
In the example of FIG. 18, the min (D 1,1, nR, rtn ) of the target candidate (1,1) belonging to the combination A and the min (D 2,2, nR, rtn ) of the target candidate (2,2). ) Is the min (D 1,2, nR, rtn ) of the target candidate (1,2) belonging to the combination B and min (D 2,1, nR, rtn ) of the target candidate (2,1). Therefore, the combination A is selected as the correct combination.
Thus, the
ここでは、組み合わせ選択部20が、複数の組み合わせの中から、ビート周波数fbの差分の総和が最小となる組み合わせを選択するものを示したが、ドップラ周波数fdの差分の総和を算出して、そのドップラ周波数fdの差分の総和が最小となる組み合わせを選択するようにしてもよい。
In this example, the
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、組み合わせ選択部20が、ビート周波数fbの差分の総和又はドップラ周波数fdの差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するように構成しているので、雑音環境や観測誤差の影響が低減されて、高精度に複数の目標の相対速度と相対距離を算出することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the second embodiment, the
実施の形態3.
図19はこの発明の実施の形態3によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部30は図1の組み合わせ選択部13と同様に、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図1の組み合わせ選択部13と異なり、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補の数と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから全ての目標候補の組み合わせを決定し、全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部30は組み合わせ選択手段を構成している。
19 is a block diagram showing a radar apparatus according to
Similar to the
次に動作について説明する。
ただし、組み合わせ選択部13の代わりに、組み合わせ選択部30が信号処理器9に実装されている点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、組み合わせ選択部30の処理内容だけを説明する。
Next, the operation will be described.
However, since the
図20はパルスドップラ処理で検出された目標候補の数とRGH処理で検出された目標候補の数が異なる場合の組み合わせ選択部30の処理内容を示す説明図である。
図20では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が2個、RGH処理で検出された目標候補の数が3個である例を示している。
組み合わせ選択部30は、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とRGH処理で検出された目標候補の数が異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定する。
図20の例では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が、RGH処理で検出された目標候補の数より1個少ないので、下記の式(34)に示すように、RGH処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数fdが、パルスドップラ処理で検出された目標候補(1)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
また、下記の式(35)に示すように、RGH処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数fdが、パルスドップラ処理で検出された目標候補(2)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
FIG. 20 is an explanatory diagram showing the processing contents of the
FIG. 20 shows an example in which the number of target candidates detected by the pulse Doppler process is two and the number of target candidates detected by the RGH process is three.
When the number of target candidates detected by the pulse Doppler process is different from the number of target candidates detected by the RGH process, the
In the example of FIG. 20, the number of target candidates detected by pulse Doppler processing is one less than the number of target candidates detected by RGH processing. All combinations are determined on the assumption that the Doppler frequency fd of any one of the target candidates is equal to the target candidate (1) detected by the pulse Doppler processing.
Further, as shown in the following equation (35), it is assumed that the Doppler frequency fd of any target candidate detected by the RGH process is equivalent to the target candidate (2) detected by the pulse Doppler process. Determine all combinations.
組み合わせ選択部30は、全ての組み合わせを決定すると、図1の組み合わせ選択部13と同様に、式(27)及び式(28)を算出することで、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する。
あるいは、図17の組み合わせ選択部20と同様に、式(33)を算出することで、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する。
When all the combinations are determined, the
Alternatively, as in the
ここでは、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が、RGH処理で検出された目標候補の数より1個少ない例を示したが、この例に限るものではなく、例えば、RGH処理で検出された目標候補の数が、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数より1個少ない場合、パルスドップラ処理で検出された何れかの目標候補のビート周波数fb及びPRI内距離rpriが、RGH処理で検出された目標候補(1)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
また、パルスドップラ処理で検出された何れかの目標候補のビート周波数fb及びPRI内距離rpriが、RGH処理で検出された目標候補(2)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
In this example, the number of target candidates detected by the pulse Doppler process is one less than the number of target candidates detected by the RGH process. However, the present invention is not limited to this example. For example, the target candidate is detected by the RGH process. When the number of target candidates that are detected is one less than the number of target candidates detected by the pulse Doppler processing, the beat frequency fb and PRI internal distance r pri of any target candidate detected by the pulse Doppler processing is RGH All combinations are determined on the assumption that the target candidate (1) detected in the processing is equivalent.
Further, assuming that the beat frequency fb and the PRI internal distance r pri of any target candidate detected by the pulse Doppler processing are equivalent to the target candidate (2) detected by the RGH processing, all combinations are set. decide.
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、組み合わせ選択部30が、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補の数と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから目標候補の組み合わせを決定するように構成しているので、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とRGH処理で検出された目標候補の数が異なる場合でも、目標の相対速度と相対距離を算出することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the third embodiment, the
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1 信号送信処理器(送信手段)、2 局部発振器、3 パルス変調器、4 パルス内変調信号発生器、5 送信機、6 送受切替器(送信手段、受信手段)、7 空中線(送信手段、受信手段)、8 受信機(受信手段)、9 信号処理器、10 相関処理部(相関手段)、11 周波数領域変換処理部(周波数領域変換手段)、12 目標候補検出部(目標候補検出手段)、13,20,30 組み合わせ選択部(組み合わせ選択手段)、14 目標相対速度・相対距離算出部(相対速度・相対距離算出手段)、15 表示器。 1 signal transmission processor (transmission means), 2 local oscillator, 3 pulse modulator, 4 intra-pulse modulation signal generator, 5 transmitter, 6 transmission / reception switch (transmission means, reception means), 7 antenna (transmission means, reception) Means), 8 receiver (reception means), 9 signal processor, 10 correlation processing section (correlation means), 11 frequency domain conversion processing section (frequency domain conversion means), 12 target candidate detection section (target candidate detection means), 13, 20, 30 Combination selection unit (combination selection unit), 14 Target relative speed / relative distance calculation unit (relative speed / relative distance calculation unit), 15 Display.
Claims (11)
上記組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又は上記ドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とするレーダ装置。 A carrier signal having a constant frequency is pulse-modulated during the first processing period, a carrier signal that is frequency-modulated over a plurality of pulse repetition periods is pulse-modulated during the second processing period, and the carrier signal after pulse modulation is used. And transmitting means that radiates to the space as a transmission signal, and when the transmission signal radiated from the transmission means to the space is reflected back to the target, the transmission signal is received as a reception signal, and during the first processing period Then, the received signal is converted into a received video signal using the carrier signal having the constant frequency, and the received signal is converted into a received beat signal using the frequency-modulated carrier signal during the second processing period. And receiving means for converting the received video signal converted by the receiving means into a frequency domain signal and outputting a frequency domain received video signal, A frequency domain converting unit that generates a distance-beat frequency map indicating a distance and a beat frequency within a pulse repetition period by converting the received beat signal converted by the receiving unit into a frequency domain signal; and the frequency domain converting unit A target candidate detecting means for detecting a target candidate from a frequency-domain received video signal output from the means and detecting a target candidate from a distance-beat frequency map generated by the frequency domain converting means; and the target candidate detecting means From the combinations of the target candidates detected from the received video signal in the frequency domain and the target candidates detected from the distance-beat frequency map, the Doppler frequency, beat frequency, and pulse repetition period of each target candidate are set. Combination selection means for selecting the correct combination based on the above combination Using the distance in the Doppler frequency and the pulse repetition period of each target candidates according to a combination selected by the selection means so, a relative velocity and a relative distance calculation means for calculating the relative velocity and relative distance of each target candidate,
The combination selection means calculates the difference between the beat frequencies of the target candidates or the difference of the Doppler frequencies using the Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period of each target candidate, and calculates the beat frequency of each target candidate. A radar apparatus, wherein a combination that minimizes a difference or a difference in Doppler frequency is selected as a correct combination.
上記組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分の総和又は上記ドップラ周波数の差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とするレーダ装置。 A carrier signal having a constant frequency is pulse-modulated during the first processing period, a carrier signal that is frequency-modulated over a plurality of pulse repetition periods is pulse-modulated during the second processing period, and the carrier signal after pulse modulation is used. And transmitting means that radiates to the space as a transmission signal, and when the transmission signal radiated from the transmission means to the space is reflected back to the target, the transmission signal is received as a reception signal, and during the first processing period Then, the received signal is converted into a received video signal using the carrier signal having the constant frequency, and the received signal is converted into a received beat signal using the frequency-modulated carrier signal during the second processing period. And receiving means for converting the received video signal converted by the receiving means into a frequency domain signal and outputting a frequency domain received video signal, A frequency domain converting unit that generates a distance-beat frequency map indicating a distance and a beat frequency within a pulse repetition period by converting the received beat signal converted by the receiving unit into a frequency domain signal; and the frequency domain converting unit A target candidate detecting means for detecting a target candidate from a frequency-domain received video signal output from the means and detecting a target candidate from a distance-beat frequency map generated by the frequency domain converting means; and the target candidate detecting means From the combinations of the target candidates detected from the received video signal in the frequency domain and the target candidates detected from the distance-beat frequency map, the Doppler frequency, beat frequency, and pulse repetition period of each target candidate are set. Combination selection means for selecting the correct combination based on the above combination Using the distance in the Doppler frequency and the pulse repetition period of each target candidates according to a combination selected by the selection means so, a relative velocity and a relative distance calculation means for calculating the relative velocity and relative distance of each target candidate,
The combination selection means calculates the difference between the beat frequencies of the target candidates or the difference of the Doppler frequencies using the Doppler frequency, beat frequency, and distance within the pulse repetition period of each target candidate, and calculates the beat frequency of each target candidate. A radar apparatus, wherein a combination that minimizes a sum of differences or a sum of differences of Doppler frequencies is selected as a correct combination.
上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数が、上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数より少なければ、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出されたいずれかの目標候補を上記距離−ビート周波数マップから検出された複数の目標候補と対応付けることで、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせを決定し、
上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数が、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数より少なければ、上記距離−ビート周波数マップから検出されたいずれかの目標候補を上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された複数の目標候補と対応付けることで、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせを決定し、
決定した全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択することを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。 When the number of target candidates detected from the received video signal in the frequency domain by the target candidate detection means is different from the number of target candidates detected from the distance-beat frequency map,
If the number of target candidates detected from the frequency domain received video signal by the target candidate detection means is smaller than the number of target candidates detected from the distance-beat frequency map, the target candidate detection means detects from the frequency domain received video signal. The target candidate detected from the received video signal in the frequency domain and the distance-beat frequency map are detected by associating any one of the target candidates with a plurality of target candidates detected from the distance-beat frequency map. Decide the combination with the goal candidate,
If the number of target candidates detected from the distance-beat frequency map is less than the number of target candidates detected from the received video signal in the frequency domain, any target candidate detected from the distance-beat frequency map Is associated with a plurality of target candidates detected from the received video signal in the frequency domain, thereby combining a target candidate detected from the received video signal in the frequency domain and a target candidate detected from the distance-beat frequency map. Decide
The radar apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein a correct combination is selected from all the determined combinations of target candidates.
上記受信手段により変換された受信ビート信号と上記送信信号のパルス内変調成分に相当する参照信号との相関処理を行う相関手段が設けられていることを特徴とする請求項1から請求項8のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。 When the transmission means modulates the carrier signal after pulse modulation in the pulse, and radiates the carrier signal after the pulse modulation as a transmission signal to the space,
9. Correlation means for performing correlation processing between the reception beat signal converted by the reception means and a reference signal corresponding to an intra-pulse modulation component of the transmission signal is provided. The radar device according to any one of the above.
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