JP5853998B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御回路とを備える電力変換装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）、スイッチング素子を制御する制御回路基板、スイッチング素子をバッテリに接続する直流入力端子、バッテリからスイッチング素子に印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、及びこれらを収容するケースを備える３相インバータ装置が知られている。この装置においては、スイッチング素子のオンオフ駆動に伴って、直流入力端子等のノイズ源からスイッチングノイズ（電磁波）が放射される。スイッチングノイズが制御回路基板に伝播すると、スイッチング素子が誤動作するおそれがある。

このため、上記３相インバータ装置は、直流入力端子と制御回路基板との間を遮るように屈曲形成された金属板を更に備えている。金属板を備えることにより、制御回路基板に伝播するスイッチングノイズを低減することができる。これにより、スイッチングノイズがスイッチング素子の動作に及ぼす影響を抑制することができる。

特開２０１２−１３９０１６号公報

ところで、本発明者らは、制御回路基板の板面と対面する位置に平滑コンデンサが配置される３相インバータ装置の採用を考えた。この装置は、例えば、３相インバータ装置を構成するケースを扁平形状とし、３相インバータ装置の小型化を狙った構成である。

ただし、こうした３相インバータ装置を採用する場合、ノイズ源と制御回路基板とが近くなる。このため、制御回路基板に伝播するスイッチングノイズに起因してスイッチング素子が誤動作する等、制御回路基板の誤動作が生じやすい。したがって、制御回路基板に伝播するスイッチングノイズを低減すべく、上記特許文献１に記載された技術を採用することも考えられる。しかしながら、上記特許文献１に記載された技術では、制御回路基板に伝播するスイッチングノイズを低減することはできるものの、スイッチングノイズ低減のために３相インバータ装置に金属板を追加する必要がある。これにより、３相インバータ装置の体格やコストが増大する懸念がある。

なお、こうした問題は、３相インバータ装置に限らず、スイッチング素子のオンオフ駆動によって入力電圧を所定に変換して出力する電力変換装置であれば同様に生じ得る。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチングノイズに起因した基板の誤動作を抑制するために、体格やコストが増大することを好適に回避できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、スイッチング素子（Ｓ￥＃）と、駆動信号を前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御回路（９４）と、第１面及び前記第１面の裏面である第２面を一対の表層として有し、前記一対の表層の間に形成された内層にベタパターン（１４０）を有する多層基板（２０）と、前記スイッチング素子に導電部材（６０ｐ，７２ｐ，６０ｎ，７２ｎ）を介して接続され、前記スイッチング素子に印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ（６２；６３ａ，６３ｂ）と、を備え、前記導電部材は、前記多層基板の前記第１面側であって、前記多層基板の板面の正面視において前記多層基板と重なる位置に配置され、前記平滑コンデンサは、前記多層基板の前記第１面と対面する位置に配置され、前記制御回路を含む電子部品（９４，９６）と、前記スイッチング素子の駆動に関する信号が伝達される配線パターンであって前記電子部品に接続される配線パターン（１３０，１３２，１３４）とのうち少なくとも一方は、前記多層基板の前記第２面に設けられ、前記ベタパターンは、前記電子部品及び前記配線パターンのうち前記第２面に設けられた方と、前記平滑コンデンサ及び前記導電部材との間を遮るように前記多層基板に形成されていることを特徴とする。

上記発明では、電子部品及び配線パターンのうち第２面に設けられた方と、平滑コンデンサ及び導電部材との間を遮るようにベタパターンが多層基板に形成されている。ベタパターンにより、ノイズ発生源から電子部品や配線パターンへと伝播するノイズを低減することができる。このため、上記発明によれば、スイッチング素子の誤動作等、多層基板の誤動作を好適に抑制することができる。

さらに、ベタパターンは、通常、グラウンドや電源供給のために多層基板の内層として形成されている。このため、上記発明では、こうした用途のベタパターンを第２面側に伝播するスイッチングノイズの低減に流用することもできる。これにより、スイッチングノイズを低減するために電力変換装置の体格やコストが増大することを好適に回避することもできる。

第１の実施形態にかかる３相インバータ装置の断面図であって、図２の１−１線断面図。 図１の２−２線断面図。 図１の３−３線断面図。 第１の実施形態にかかる半導体モジュールの構成を示す斜視図。 同実施形態にかかる半導体モジュールの構成を示す斜視図。 同実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかるモータジェネレータの制御処理のブロック図。 同実施形態にかかる電気角の算出処理のブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ変調による励磁信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかる励磁信号の生成態様を示す図。 関連技術にかかる回路基板の平滑コンデンサ側の平面図。 レゾルバ誤差の増大現象を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の推移を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の推移を示すタイムチャート。 励磁信号のサンプリング態様を示すタイムチャート。 レゾルバ誤差の混入態様を示すタイムチャート。 回路基板における磁界強度分布の測定結果を示す図。 第１の実施形態にかかる回路基板のケース側の平面図。 図１８の４−４線部分断面図。 同実施形態にかかる回路基板のグラウンドパターンを示す図。 同実施形態にかかる回路基板の電源パターンを示す図。 比較技術にかかる回路基板のケース側の平面図。 第２の実施形態にかかる回路基板のケース側の平面図。 同実施形態にかかる回路基板の平滑コンデンサ側の平面図。 第３の実施形態にかかる３相インバータ装置の断面図であって、図２６の５−５線断面図。 図２５の６−６線断面図。 同実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置を３相インバータ装置として具体化した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

まず、図１〜図３を用いて、本実施形態にかかる３相インバータ装置の全体構成について説明する。

図示されるように、３相インバータ装置１０は、単一の回路基板２０、冷却器３０、フレーム４０、半導体モジュール５０ｕｐ，５０ｕｎ，５０ｖｐ，５０ｖｎ，５０ｗｐ，５０ｗｎ、正極側バスバー６０ｐ、負極側バスバー６０ｎ、平滑コンデンサ６２、及びこれらを収容する筐体（ケース６４）を備えている。なお、図１及び図２では、ケース６４や、フレーム４０の詳細な形状の図示を省略している。

ケース６４は、蓋体６６とケース本体６８とを備えている。ケース６４は、スイッチングノイズ（電磁波）を遮断する材料（例えば、金属や導電性樹脂）によって形成されている。スイッチングノイズは、半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎに内蔵されたスイッチング素子のオンオフ駆動に伴って発生する。ケース本体６８は、一面が開口する箱状の部材である。ケース本体６８の開口部は、蓋体６６がケース本体６８に固定手段によって固定されることで、蓋体６６によって閉塞される。なお、本実施形態では、固定手段として、ボルト７０ａ及びナット７０ｂを用いている。

ケース本体６８は、フレーム４０を固定するための台座部６８ａを備えている。フレーム４０は、ケース本体６８に収容された状態で固定手段（本実施形態では、ボルト７２を例示）によってケース本体６８に固定されている。フレーム４０の上部には、回路基板２０が固定されている。

フレーム４０は、半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎと、半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎに印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ６２とを収容する。フレーム４０は、ケース６４と同様に、スイッチングノイズを遮断する材料（例えば、金属や導電性樹脂）によって形成されている。

回路基板２０は、多層基板であり、その板面の正面視において矩形状をなしている。回路基板２０は、半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎに内蔵されたスイッチング素子をオンオフ駆動する機能を有する。この機能は、回路基板２０に実装された集積回路やワンチップマイコン等の電子部品によって実現される。なお、回路基板２０については、後に詳述する。

正極側バスバー６０ｐは、正極側端子７２ｐを介して平滑コンデンサ６２の正極端子に接続されている。負極側バスバー６０ｎは、負極側端子７２ｎを介して平滑コンデンサ６２の負極端子に接続されている。なお、正極側バスバー６０ｐ及び負極側バスバー６０ｎとしては、１の導電部材で形成されたものであってもよいし、２以上の導電部材が一体化されて形成されたものであってもよい。また、本実施形態において、正極側バスバー６０ｐ、負極側バスバー６０ｎ、正極側端子７２ｐ及び負極側端子７２ｎが「導電部材」を構成する。

平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、負極側バスバー６０ｎ、正極側端子７２ｐ及び負極側端子７２ｎは、ケース６４内において、回路基板２０の第１面側（平滑コンデンサ６２側）であって、回路基板２０の板面の正面視で回路基板２０と重なる位置に配置されている。特に、平滑コンデンサ６２は、回路基板２０の第１面と対面する位置に配置されている。なお、平滑コンデンサ６２の上述した配置手法は、３相インバータ装置１０の小型化を狙って採用された。つまり、本実施形態にかかる３相インバータ装置１０は、昇圧コンバータを備えていない。このため、昇圧コンバータを構成するリアクトルが不要となり、ケース６４内において回路基板２０の第１面側に空間的な余裕が生じる。この空間に平滑コンデンサ６２を配置することで、ケース６４形状を扁平にすることができ、ひいては３相インバータ装置１０の小型化を図ることができる。

冷却器３０は、冷却流体を３相インバータ装置１０側に導入する導入管３０ａ、３相インバータ装置１０側から冷却流体を導出する導出管３０ｂ、複数の半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎと積層された複数の冷却部３０ｃ、導入管３０ａ及び複数の冷却部３０ｃのそれぞれを連結する第１の連結管３０ｄ、並びに導出管３０ｂ及び複数の冷却部３０ｃのそれぞれを連結する第２の連結管３０ｅを備えている。導入管３０ａから冷却流体を導入すると、冷却流体は第１の連結管３０ｄを通って複数の冷却部３０ｃ内のそれぞれを流れる。複数の冷却部３０ｃのそれぞれを流れた冷却流体は、第２の連結管３０ｅを通って導出管３０ｂから導出される。これにより、半導体モジュール５０ｕｐ〜５０ｗｎが冷却される。なお、冷却器３０は、フレーム４０に固定されている。

半導体モジュール５０ｕｐ〜ｗｎは、スイッチング素子と、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードとがモジュール化された部材である。本実施形態では、上アーム側の￥相（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）半導体モジュールを￥相上アームモジュール５０￥ｐと称すこととする。また、下アーム側の￥相半導体モジュールを￥相下アームモジュール５０￥ｎと称すこととする。

図４を用いて、￥相上アームモジュール５０￥ｐの構成について説明する。

￥相上アームモジュール５０￥ｐは、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ￥ｐを内蔵した本体部１００ｐと、本体部１００ｐから突出した複数の制御端子１０２ｐと、本体部１００ｐから突出した一対のパワー端子とを備えている。ここで、複数の制御端子１０２ｐには、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐのゲートに短絡される端子が含まれている。また、一対のパワー端子は、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐのコレクタに短絡されるコレクタ端子ＴＣ、及び￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐのエミッタに短絡されるエミッタ端子ＴＥである。

本体部１００ｐは、扁平な直方体形状をなしている。本体部１００ｐの対向する一対の表面のうち一方の面には、この表面から垂直に突出するように複数の制御端子１０２ｐが設けられている。また、他方の面には、この表面から垂直に突出するようにコレクタ端子ＴＣ及びエミッタ端子ＴＥが設けられている。

図５に、￥相下アームモジュール５０￥ｎの構成を示す。

￥相下アームモジュール５０￥ｎは、￥相下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎ及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ￥nを内蔵した本体部１００ｎと、本体部１００ｎから突出した複数の制御端子１０２ｎと、本体部１００ｎから突出した一対のパワー端子とを備えている。なお、￥相下アームモジュール５０￥ｎについては、￥相上アームモジュール５０￥ｐの構成と基本的には同じである。このため、本実施形態では、￥相下アームモジュール５０￥ｎの詳細な説明を省略する。

先の図１〜図３に戻り、Ｕ〜Ｗ相上アームモジュール５０ｕｐ〜５０ｗｐのそれぞれは、制御端子１０２ｐを介して回路基板２０に取り付けられている。また、Ｕ〜Ｗ相下アームモジュール５０ｕｎ〜５０ｗｎのそれぞれは、制御端子１０２ｎを介して回路基板２０に取り付けられている。詳しくは、これらモジュール５０ｕｐ〜５０ｗｐ，５０ｕｎ〜５０ｗｎのそれぞれは、半田付けにて回路基板２０に取り付けられている。また、これらモジュールは、回路基板２０の第２面（ケース６４側の板面）の正面視において、５０ｕｎ，５０ｕｐ，５０ｖｎ，５０ｖｐ，５０ｗｎ，５０ｗｐの順でＸ軸方向に一列に並んで取り付けられている。

続いて、図６を用いて、本実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成について説明する。

図６に示すように、モータ制御システムは、３相インバータ装置１０、モータジェネレータ８０及び制御装置９２を備えている。モータジェネレータ８０は、図示しない駆動輪に連結され、車載主機等の役割を果たす。本実施形態では、モータジェネレータ８０として、永久磁石同期モータ（具体的には、埋め込み磁石同期モータＩＰＭＳＭ）を用いている。

３相インバータ装置１０は、「直流電源」としての高電圧バッテリ８４（例えば、リチウムイオン２次電圧やニッケル水素２次電池）に接続されている。なお、３相インバータ装置１０、モータジェネレータ８０及び高電圧バッテリ８４が車載高電圧システムを構成する。

Ｕ〜Ｗ相上アームモジュール５０ｕｐ〜５０ｗｐのそれぞれのコレクタ端子ＴＣ同士は、正極側バスバー６０ｐによって接続されている。また、Ｕ〜Ｗ相下アームモジュール５０￥ｎのそれぞれのエミッタ端子ＴＥ同士は、負極側バスバー６０ｎによって接続されている。正極側バスバー６０ｐは、高電圧バッテリ８４の正極端子に接続され、負極側バスバー６０ｎは、高電圧バッテリ８４の負極端子に接続されている。

￥相上アームモジュール５０￥ｐのエミッタ端子ＴＥは、￥相下アームモジュール５０￥ｎのコレクタ端子ＴＣと接続されている。￥相上アームモジュール５０￥ｐのエミッタ端子ＴＥと、￥相下アームモジュール５０￥ｎのコレクタ端子ＴＣとの接続点は、モータジェネレータ８０の￥相に接続されている。

制御システムには、モータジェネレータ８０のＶ相を流れる電流を検出するＶ相電流センサ８６ｖ、モータジェネレータ８０のＷ相を流れる電流を検出するＷ相電流センサ８６ｗ、及び３相インバータ装置１０の入力電圧を検出する電圧センサ８８が備えられている。また、制御システムには、モータジェネレータ８０の回転角（電気角θ）を検出するレゾルバ９０が備えられている。

上記各種センサの出力信号は、車載低電圧システムを構成する制御装置９２に取り込まれる。制御装置９２は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータ（以下、マイコン９４）と、インターフェース回路９６と、マイコン９４及びインターフェース回路９６等が設けられる上記回路基板２０とを備えている。マイコン９４には、回路基板２０の備えるコネクタ９８を介してＶ相電流センサ８６ｖ及びＷ相電流センサ８６ｗの出力信号が入力される。また、マイコン９４には、コネクタ９８及びインターフェース回路９６を介してレゾルバ９０の出力信号が入力される。マイコン９４は、インバータ制御部１１０と、レゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ１１２）とを備えている。なお、本実施形態において、マイコン９４が「制御回路」を構成する。

続いて、図７を用いて、インバータ制御部１１０によって実行されるモータジェネレータ８０の制御量の制御に関する処理について説明する。なお、本実施形態では、制御量をトルクとする。

モータジェネレータ８０の制御は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ８０に流れる電流とが一致するように、スイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ駆動する制御となる。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ８０の出力トルクが最終的な制御量となるものであるが、出力トルクを制御すべく、モータジェネレータ８０に流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ８０に流れる電流を指令電流に制御すべく、電流ベクトル制御を行う。

詳しくは、２相変換部１１０ａは、Ｖ相電流センサ８６ｖの検出値ｉｖ、Ｗ相電流センサ８６ｗの検出値ｉｗ、及びＲＤコンバータ１１２から出力された電気角θの算出値（以下、算出角φ）に基づき、Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを回転座標系における電流であるｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに変換する。なお、Ｗ相電流ｉｗは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流センサ８６ｖの検出値ｉｖ及びＷ相電流センサ８６ｗの検出値ｉｗに基づき算出すればよい。

指令電流算出部１１０ｂは、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づき、回転座標系における電流の指令値であるｄ軸指令電流ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流ｉｑ＊とを算出する。ちなみに、トルク指令値Ｔｒｑ＊は、例えば、制御装置９２よりも上位の制御装置から入力される。

指令電圧算出部１１０ｃは、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｑ軸電流ｉｑｒをｄ軸指令電流ｉｄ＊，ｑ軸指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｄ軸指令電流ｉｄ＊の偏差Δｉｄに基づく比例積分制御によってｄ軸上の指令電圧ｖｄ＊を算出してかつ、ｑ軸電流ｉｑｒ及びｑ軸指令電流ｉｑ＊の偏差Δｉｑに基づく比例積分制御によってｑ軸上の指令電圧ｖｑ＊を算出する。

３相変換部１１０ｄは、ＲＤコンバータ５８から出力された算出角φに基づき、ｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊をモータジェネレータ８０の固定座標系における３相の指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧ｖ￥＊は、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量となり、正弦波信号となる。

操作部１１０ｅは、３相インバータ装置１０の３相の出力電圧を指令電圧ｖ￥＊を模擬した電圧とするための駆動信号ｇ￥＃を生成する。本実施形態では、３相インバータ装置１０の入力電圧ＶＩＮＶによって指令電圧ｖ￥＊を規格化した値「２×ｖ￥＊／ＶＩＮＶ」と、キャリア信号ｔｃ（例えば三角波信号）との大小比較に基づくＰＷＭ処理によって駆動信号ｇ￥＃を生成する。

先の図６の説明に戻り、操作部１１０ｅによって生成された駆動信号ｇ￥＃は、駆動回路Ｄｒ￥＃に対して出力される。駆動回路Ｄｒ￥＃は、駆動信号ｇ￥＃に従ってスイッチング素子Ｓ￥＃のゲートを充放電するためのゲート駆動回路である。駆動回路Ｄｒ￥＃により、スイッチング素子Ｓ￥＃はオンオフ駆動される。

続いて、図８を用いて、レゾルバ９０の構成及びＲＤコンバータ１１２における電気角θの算出処理について説明する。

レゾルバ９０は、１次側コイル１２０及び一対の２次側コイル１２２ａ，１２２ｂを備えている。詳しくは、モータジェネレータ８０の回転子８０ａには、１次側コイル１２０が連結されている。１次側コイル１２０は、正弦波状の励磁信号Ｓｃによって励磁される。励磁信号Ｓｃによって１次側コイル１２０に生じた磁束は、一対の２次側コイル１２２ａ，１２２ｂを鎖交する。この際、１次側コイル１２０と一対の２次側コイル１２２ａ，１２２ｂとの相対的な配置関係が回転子８０ａの回転角に応じて周期的に変化するため、２次側コイル１２２ａ，１２２ｂを鎖交する磁束数は、周期的に変化する。本実施形態では、２次側コイル１２２ａ，１２２ｂのそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるように一対の２次側コイル１２２ａ，１２２ｂと１次側コイル１２０とが配置されている。これにより、２次側コイル１２２ａ，１２２ｂのそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。より具体的には、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎΩｔ」とすると、被変調波はそれぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎΩｔ」，「ｃｏｓθ×ｓｉｎΩｔ」となる。

なお、本実施形態では、モータジェネレータ８０として、極数が８のものを用いている。このため、レゾルバ９０として、軸倍角数が８のものを用いている。したがって、モータジェネレータ８０の回転子８０ａの回転角（機械角θｍ）は、ＲＤコンバータ１１２から出力される算出角φを軸倍角数で除算した値となる。

上記励磁信号Ｓｃは、マイコン９４内蔵のＰＷＭ生成部１２４及び発振器１２６と、インターフェース回路９６内蔵の２次遅れ要素９６ａ及び増幅回路９６ｂとによって生成される。詳しくは、ＰＷＭ生成部１２４は、発振器１２６から所定周期で入力されるクロック信号に同期してカウントアップされるカウンタ値Ｃｎｔと、比較値Ｄとの大小比較に基づき、励磁信号Ｓｃ生成用の信号であるＰＷＭ信号（２値信号）を生成する。なお、本実施形態において、インターフェース回路９６が、駆動信号ｇ￥＃の生成に関する処理として電気角θの算出処理の一部を行うアナログＩＣである。

図９に、比較値Ｄ、カウンタ値Ｃｎｔ及びＰＷＭ信号の推移を示す。

図示されるように、ＰＷＭ生成部１２４は、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄよりも小さい場合に論理「Ｈ」のＰＷＭ信号を生成し、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄ以上となる場合に論理「Ｌ」のＰＷＭ信号を生成する。上記カウンタ値Ｃｎｔがその上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達する場合、カウンタ値Ｃｎｔのリセット処理が行われる。このため、カウンタ値Ｃｎｔは、デジタル処理によって生成されたのこぎり波状の信号となる。

また、ＰＷＭ生成部１２４は、カウンタ値Ｃｎｔがその下限値（０）から上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達するまでの１周期毎に比較値Ｄを更新する。これにより、励磁信号Ｓｃの周期で比較値Ｄが変動することとなる。

図８の説明に戻り、ＰＷＭ生成部１２４において生成されたＰＷＭ信号は２次遅れ要素９６ａに入力され、２次遅れ要素９６ａの出力電圧が増幅回路９６ｂによって増幅されることで、図１０に示すように、励磁信号Ｓｃが生成される。

１次側コイル１２０から出力された差動信号Ｓｃは、図示しないコネクタ９８を介して第１の差動増幅回路９６ｃに入力される。第１の差動増幅回路９６ｃは、入力された差動信号Ｓｃをシングルエンド信号ＲＣに変換して出力する。一方、２次側コイル１２２ａから出力された差動信号ｃｏｓθは、第２の差動増幅回路９６ｄに入力される。第２の差動増幅回路９６ｄは、入力された差動信号ｃｏｓθをシングルエンド信号ｃｏｓに変換して出力する。他方、２次側コイル１２２ｂから出力された差動信号ｓｉｎθは、第３の差動増幅回路９６ｅに入力される。第３の差動増幅回路９６ｅは、入力された差動信号ｓｉｎθをシングルエンド信号ｓｉｎに変換して出力する。なお、上記差動信号Ｓｃ，ｃｏｓθ，ｓｉｎθ及びシングルエンド信号ＲＣ，ｃｏｓ，ｓｉｎは、アナログ信号である。また、本実施形態において、Ｓｃ，ｃｏｓθ，ｓｉｎθ，ＲＣ，ｃｏｓ，ｓｉｎがレゾルバ９０の信号に相当する。そして、レゾルバ９０の信号及びＶ，Ｗ相電流センサ８６ｖ，８６ｗの信号がスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動に関する信号に相当する。

第１〜第３の差動増幅回路９６ｃ，９６ｄ，９６ｅから出力されたシングルエンド信号は、マイコン９４内蔵のアナログデジタル変換器（以下、ＡＤ変換器１２８）に入力される。ＡＤ変換器１２８は、シングルエンド信号ＲＣ，ｓｉｎ，ｃｏｓを所定のサンプリング周期Ｔａｄでサンプリングするアナログデジタル変換手段である。詳しくは、ＡＤ変換器１２８は、発振器１２６から出力されたクロック信号に基づき、シングルエンド信号である励磁信号ＲＣを所定のサンプリング周期Ｔａｄでデジタルデータに変換する（励磁信号ＲＣをサンプリングする）。また、ＡＤ変換器１２８は、上記クロック信号に基づき、シングルエンド信号である被変調波ｓｉｎをデジタルデータに変換する（被変調波ｓｉｎをサンプリングする）。さらに、ＡＤ変換器１２８は、上記クロック信号に基づき、シングルエンド信号である被変調波ｃｏｓをデジタルデータに変換する（被変調波ｃｏｓをサンプリングする）。なお、図８には、サンプリングされた励磁信号ＲＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、サンプリングされた被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。

また、本実施形態において、上記サンプリング周期Ｔａｄは、予め定められた固定値（例えば、６．２５μｓｅｃ）に設定されている。特に本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄは、励磁信号Ｓｃの１周期を２以上の整数「１６」で除算した周期に設定されている。

ＡＤ変換器１２８の出力信号は、ＲＤコンバータ１１２に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。詳しくは、余弦関数乗算器１１２ａは、電気角θの算出値（以下、算出角φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、正弦関数乗算器１１２ｂは、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを被変調波ＣＯＳに乗算する。制御偏差算出部１１２ｃは、余弦関数乗算器１１２ａの出力値から正弦関数乗算器１１２ｂの出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。

この制御偏差εは、第１〜第３の差動増幅回路９６ｃ，９６ｄ，９６ｅや増幅回路９６ｂのゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎΩｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の電気角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、検波信号生成部１１２ｄに入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部１１２ｄでは、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。

同期検波部１１２ｅは、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。なお、被検波量εｃは、実際の電気角θと算出角φとの差が「０」となることで「０」となってかつ、その符号によって、算出角φが実際の電気角θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

同期検波部１１２ｅから出力された復調信号である被検波量εｃは、角度算出部１１２ｆに入力される。角度算出部１１２ｆは、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に本実施形態では、積分要素として、２重積分要素を用いている。これは、電気角θが一定速度で変化する場合に算出角φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。上記ローパスフィルタは、被検波量εｃから高調波成分を除去することによって算出角φを出力する。算出角φは、上記余弦関数乗算器１１２ａ及び正弦関数乗算器１１２ｂに加えて、インバータ制御部１１０に入力される。

次に、本実施形態にかかる特徴的構成である回路基板２０における電子部品の配置を、関連技術と比較して説明する。

まず、図１１に、関連技術にかかる回路基板２０の平面図を示す。詳しくは、図１１は、回路基板２０を第１面側（平滑コンデンサ６２側）から見た平面図である。

図示されるように、回路基板２０の第１面には、コネクタ９８、マイコン９４及びインターフェース回路９６が設けられている。コネクタ９８は、回路基板２０の端部に設けられている。コネクタ９８及びインターフェース回路９６の間は、第１面に形成された「第２の配線パターン」としての差動配線パターン１３０（例えば銅箔）によって接続されている。差動配線パターン１３０は、レゾルバ９０から第１〜第３の差動増幅回路９６ｃ〜９６ｅに対して出力される３組の差動信号を伝達する。また、インターフェース回路９６及びマイコン９４の間は、第１面に形成された「第１の配線パターン」としてのシングル配線パターン１３２によって接続されている。シングル配線パターン１３２は、第１〜第３の差動増幅回路９６ｃ〜９６ｅからマイコン９４に対して出力されるシングルエンド信号ＲＣ，ｓｉｎ，ｃｏｓを伝達する。さらに、コネクタ９８及びマイコン９４の間は、第１面に形成された電流配線パターン１３４によって接続されている。電流配線パターン１３４は、Ｖ，Ｗ相電流センサ８６ｖ，８６ｗの出力信号ｉｖ，ｉｗを伝達する。

マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４は、回路基板２０の第１面において、平滑コンデンサ６２と対面する位置に設けられることとなる。こうした構成において、本発明者らは、スイッチング素子Ｓ￥＃のオンオフ駆動によってモータジェネレータ８０に流れる電流（相電流）を大きくした場合に、ＲＤコンバータ１１２における電気角θの算出精度が低下する問題に直面した。以下、この問題について、図１２〜図１６を用いて説明する。

図１２に、トルク指令値Ｔｒｑ＊を「０」からその最大値（以下、トルク最大値Ｔｍａｘ）まで上昇させた場合における各種波形の推移を示す。詳しくは、図１２（ａ）は、ｄ軸電流ｉｄｒの推移を示し、図１２（ｂ）は、ｑ軸電流ｉｑｒの推移を示し、図１２（ｃ）は、算出角φの推移を示し、図１２（ｄ）は、実際の電気角θに対する算出角φの誤差（以下、レゾルバ誤差Ｅｒ）の推移を示す。

図示される例では、時刻ｔ１において、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」からトルク最大値Ｔｍａｘに切り替えられる。レゾルバ誤差Ｅｒは、時刻ｔ１以前においても生じているものの、時刻ｔ１以降において増加している。

ここで、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合における「Ｂ１」の時間スケール拡大図を図１３に示し、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合における「Ｂ２」の時間スケール拡大図を図１４に示す。なお、本実施形態では、レゾルバ９０として、上述したように軸倍角が８のものを用いている。このため、図１３及び図１４では、電気角θの８周期が機械角θｍの１周期に相当する。

図１３に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合であってもレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。ただし、この誤差は、電気角θ１周期に同期した周期性を有している。この周期性を利用して誤差補正ロジックを構築することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減することができる。詳しくは、例えば、前回の機械角θｍ１周期（時刻ｔ１〜ｔ２）におけるレゾルバ誤差Ｅｒを各電気角θ周期のそれぞれについて記憶する。そして、今回の機械角θｍ１周期を構成する各電気角θ周期のそれぞれにおいて、記憶された前回のレゾルバ誤差Ｅｒに基づき算出角φを補正することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減する。

これに対し、図１４に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合には、レゾルバ誤差Ｅｒが増大し、また、レゾルバ誤差Ｅｒの周期性が崩れる。このため、電気角θと同期した周期性があることを前提とした上記誤差補正ロジックでレゾルバ誤差Ｅｒを低減することができなくなる。

図１５に、励磁信号Ｓｃの１周期を「１００μｓｅｃ」とし、サンプリング周期Ｔａｄを「６．２５μｓｅｃ」とした場合における理想的なレファレンスＲＥＦの推移を示す。なお、図１５は、レファレンスＲＥＦをデジタル単位として示している。

図示されるように、本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄの設定を、励磁信号Ｓｃの１周期を整数で除算した値に設定している。このため、理想的なレファレンスＲＥＦの各周期において、最初からＮ番目のサンプリング値は同一の値となる。なお、図１５では、７番目のデータが同一の値（図中、理想値と表記）となることを示した。

図１６に、モータジェネレータ８０を１０００ｒｐｍで回転させ、キャリア信号ｔｃの周波数（以下、キャリア周波数ｆｃ）を４．９８ｋＨｚに設定した場合のレファレンスＲＥＦの実測データを示す。詳しくは、図１６は、レファレンスＲＥＦの各周期の７番目のデータを並べたものである。

図示されるように、レファレンスＲＥＦにノイズが混入していなければ、上述したようにレファレンスＲＥＦは同一の値となる。しかし、実際には、誤差周波数Δｆeｒ（４０Ｈｚ）を有するレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。なお、この誤差周波数Δｆeｒは、キャリア周波数ｆｃを２倍した周波数及び励磁信号Ｓｃの周波数ｆｒｅｆの差の絶対値となる。

ちなみに、レファレンスＲＥＦに限らず、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳ等、角度算出部１１２ｆを構成するローパスフィルタの前段における信号にノイズが混入する場合であっても、トルク指令値Ｔｒｑ＊が増大する状況下においてレゾルバ誤差Ｅｒが増大すると考えられる。

図１７に、回路基板２０の第１面であって低電圧システム側における磁界強度分布（スイッチングノイズの分布）の測定結果を示す。詳しくは、図１７（ａ）は、Ｘ軸方向の磁界強度分布を示し、図１７（ｂ）は、Ｙ軸方向の磁界強度分布を示し、図１７（ｃ）は、Ｚ軸方向の磁界強度分布を示す。なお、図１７は、モータジェネレータ８０の回転速度を１０００ｒｐｍ及びキャリア周波数ｆｃを４．９８ｋＨｚとする場合におけるスイッチング周波数成分（９．９６ｋＨｚ成分）の磁界強度分布を示す図である。また、図１７に示す回路基板２０上の解析範囲は、先の図１１の「ＳＸ」，「ＳＹ」に対応する範囲である。

図示されるように、回路基板２０の第１面において、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４が設けられる部分の磁界が大きくなっている。特に、Ｚ軸方向における磁界が大きくなっている。

このように、スイッチングノイズが大きくなると、レゾルバ誤差Ｅｒが増大する。レゾルバ誤差Ｅｒが増大すると、スイッチング素子Ｓ￥＃が誤動作し、モータジェネレータ８０のトルク変動が生じる。また、平滑コンデンサ６２側から放射されるスイッチングノイズがＶ，Ｗ相電流センサ８６ｖ，８６ｗの出力信号ｉｖ，ｉｗに混入することによっても、電流ベクトル制御における駆動信号ｇ￥＃の算出精度が低下し、モータジェネレータ８０のトルク変動が生じる。トルク変動が生じると、モータジェネレータ８０のトルク制御性が低下する懸念がある。

そこで、本実施形態では、以下に説明する回路基板２０の構成を採用することで、レゾルバ誤差Ｅｒが増大したり、Ｖ，Ｗ相電流センサ８６ｖ，８６ｗの出力信号ｉｖ，ｉｗにスイッチングノイズが混入したりすることを回避する。

図１８に、回路基板２０を第２面側（ケース６４側）から見た平面図を示す。なお、図１８において、先に説明した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４は、回路基板２０の第２面に設けられている。そして、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４と、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、正極側端子７２ｐ、負極側バスバー６０ｎ及び負極側端子７２ｎとの間は、回路基板２０の内層に形成されたグラウンドパターンによって遮られている。

なお、図示しないが、駆動回路Ｄｒ￥＃も回路基板２０の第２面に設けられている。

図１９は、先の図１８の４−４線部分断面図である。詳しくは、マイコン９４付近の断面図である。

図示されるように回路基板２０は、図１９において上側から、第１の絶縁層２０ａ、電源パターン層、第２の絶縁層２０ｂ、グラウンドパターン層及び第３の絶縁層２０ｃが順番に積層されて構成されている。すなわち、回路基板２０は、第１面及び第２面を一対の表層として有するとともに、一対の表層の間に形成された電源パターン層及びグラウンドパターン層を有する。なお、第１〜第３の絶縁層２０ａ〜２０ｃのそれぞれは、絶縁体（例えば絶縁性の樹脂）によって形成されている。また、図１９には、回路基板２０のＺ軸方向（板厚方向）に第１の絶縁層２０ａを貫通する第１のビア１７０ａを介してマイコン９４が電源パターンと接続されることを示した。さらに、回路基板２０の板厚方向に第１，第２の絶縁層２０ａ，２０ｂを貫通する第２のビア１７０ｂを介してマイコン９４がグラウンドパターンと接続されることも示した。

図２０は、回路基板２０の内層であるグラウンドパターン層をケース６４側から見た平面図である。

グラウンドパターン層には、低電圧システムのグラウンドパターン１４０、Ｕ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ〜Ｓｗｎに対応するグラウンドパターン１４２、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐに対応するグラウンドパターン１４４、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐに対応するグラウンドパターン１４６、及びＷ相上アームスイッチング素子Ｓｗｐに対応するグラウンドパターン１４８が形成されている。これらグラウンドパターンは、ベタパターンである。特に、低電圧システムのグラウンドパターン１４０は、回路基板２０の板面の正面視において、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２、電流配線パターン１３４、マイコン９４及びインターフェース回路９６がグラウンドパターン１４０に含まれるように形成されている。これにより、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４と、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、負極側バスバー６０ｎ、正極側端子７２ｐ及び負極側端子７２ｎとの間をグラウンドパターン１４０によって遮ることができる。なお、図１９には、隣接するグラウンドパターン間を電気的に絶縁する絶縁層を「１５０」にて示した。

ちなみに、図２１に、回路基板２０の内層である電源パターン層をケース６４側から見た平面図を示した。

電源パターン層には、低電圧システムにおける第１〜第４の電源パターン１５２、１５４，１５６，１５８が形成されている。なお、低電圧システムにおける電源パターンが複数設けられているのは、電力供給先の要求電圧が相違するためである。

また、電源パターン層には、Ｕ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ〜Ｓｗｎに対応する電源パターン１６０、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐに対応する電源パターン１６２、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐに対応する電源パターン１６４、及びＷ相上アームスイッチング素子Ｓｗｐに対応する電源パターン１６６が形成されている。これら電源パターンは、ベタパターンである。なお、図２１には、隣接する電源パターン間を電気的に絶縁する絶縁層を「１６８」にて示した。

先の図１８の説明に戻り、本実施形態では、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４は、回路基板２０の第２面の正面視において、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、正極側端子７２ｐ、負極側バスバー６０ｎ及び負極側端子７２ｎを含む電流流通経路（閉回路）と重なって並走しないように第２面に設けられている。これは、各パターン１３０，１３２，１３４を伝達される信号にスイッチングノイズが及ぼす影響を抑制するためである。

ここで、図２２には、関連技術にかかるパターン配置を示した。この配置では、上記伝達される信号にスイッチングノイズが及ぼす影響の抑制効果が小さくなる。図２２では、シングル配線パターン１３２のうち被変調波ｓｉｎを伝達するパターンの一部が正極側バスバー６０ｐと重なって並走することにより、被変調波ｓｉｎに混入するスイッチングノイズが増大する。また、シングル配線パターン１３２のうち励磁信号ＲＣを伝達するパターンの一部が正極側端子７２ｐ及び負極側バスバー６０ｎと重なって並走することにより、励磁信号ＲＣに混入するスイッチングノイズが増大する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４を回路基板２０の第２面に設けた。そして、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４と、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、負極側バスバー６０ｎ、正極側端子７２ｐ及び負極側端子７２ｎとの間を遮るように、グラウンドパターン１４０を回路基板２０の内層として形成した。グラウンドパターン１４０により、正極側バスバー６０ｐ、正極側端子７２ｐ、負極側バスバー６０ｎ、負極側端子７２ｎ及び平滑コンデンサ６２等のノイズ発生源から回路基板２０の第２面側へと伝播するスイッチングノイズを低減することができる。このため、本実施形態によれば、スイッチング素子Ｓ￥＃の誤動作等、回路基板２０の誤動作を回避することができる。これにより、モータジェネレータ８０のトルク制御性の低下を好適に回避することができる。

さらに、グラウンドパターン１４０は、通常、回路基板２０の内層として形成されている。このため、本実施形態では、第２面側に伝播するスイッチングノイズの低減にグラウンドパターン１４０を流用することができる。これにより、スイッチングノイズを低減するために３相インバータ装置１０の体格やコストが増大することを好適に回避することもできる。

（２）差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４を、回路基板２０の第２面の正面視において、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、正極側端子７２ｐ、負極側バスバー６０ｎ及び負極側端子７２ｎを含む電流流通経路と重なって並走しないように第２面に設けた。これにより、各パターン１３０，１３２，１３４を伝達される信号にスイッチングノイズが及ぼす影響を抑制することができる。したがって、モータジェネレータ８０のトルク制御性の低下をより好適に回避することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図２３及び図２４に示すように、差動配線パターン１３０ａを回路基板２０の第１面（平滑コンデンサ６２側の板面）に設けた。ここで、図２３は、本実施形態にかかる回路基板２０を第２面（ケース６４側の板面）から見た平面図であり、図２４は、回路基板２０を第１面から見た平面図である。なお、図２３及び図２４において、先に説明した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

差動配線パターン１３０ａを第１面に設けることができるのは、以下の理由による。例えば、差動信号である励磁信号Ｓｃにスイッチングノイズが混入したとしても、このノイズは、第１の差動増幅回路９６ｃを構成するオペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子のそれぞれに接続される電気経路を伝わる信号に混入する。このため、スイッチングノイズがこれら電気経路間の電位差に及ぼす影響は小さい。したがって、スイッチングノイズが第１の差動増幅回路９６ｃから出力されるシングルエンド信号ＲＣに及ぼす影響は小さい。このため、差動信号を伝達する差動配線パターン１３０ａを第１面に設けても、スイッチングノイズが電気角θの算出精度に及ぼす影響は小さい。

以上説明した本実施形態によれば、回路基板２０におけるアートワークの制約を緩和することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、平滑コンデンサを２個備える３相インバータ装置１０を採用する。

図２５〜図２７を用いて、本実施形態にかかる３相インバータ装置の全体構成について説明する。なお、図２５，図２６，図２７は、先の図１，図２，図６に対応している。なお、本実施形態において、先の図１，図２，図６に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、３相インバータ装置１０は、第１の平滑コンデンサ６３ａ及び第２の平滑コンデンサ６３ｂを備えている。なお、これら平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれの静電容量は、例えば、上記第１の実施形態で説明した平滑コンデンサ６２の静電容量の半分程度に設定されている。

正極側バスバー６０ｐは、正極側端子７３ｐを介して第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれの正極端子に接続されている。負極側バスバー６０ｎは、負極側端子７３ｎを介して第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれの負極端子に接続されている。

以上説明した構成によれば、３相インバータ装置１０が第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂの並列接続体を備えることとなる。このため、上記第１の実施形態と比較して、第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれに流れる電流を小さくすることができる。また、第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれを含む閉回路の面積（電流ループの面積）を小さし、ノイズ発生源を分散させることもできる。これにより、第１，第２の平滑コンデンサ６３ａ，６３ｂのそれぞれを含む電流ループから放射されるスイッチングノイズを低減することができる。したがって、スイッチングノイズがモータジェネレータ８０のトルク制御性に及ぼす影響をより好適に低減できる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、マイコン９４、インターフェース回路９６、差動配線パターン１３０、シングル配線パターン１３２及び電流配線パターン１３４と、平滑コンデンサ６２、正極側バスバー６０ｐ、正極側端子７２ｐ、負極側バスバー６０ｎ及び負極側端子７２ｎとの間を遮るように回路基板２０に形成されるベタパターンの形状としては、先の図２０に示した形状に限らない。また、マイコン９４等と平滑コンデンサ６２等との間を遮るように回路基板２０に形成されるベタパターンとしては、グラウンドパターンに限らず、電源パターンであってもよい。

・上記第１の実施形態において、電子部品又は配線パターンのうちいずれか一方を多層基板の第２面に設けてもよい。この場合であっても、多層基板の誤動作を抑制することはできる。

・「アナログＩＣ」としては、スイッチング素子Ｓ￥＃の駆動に関する処理として、駆動信号ｇ￥＃の生成に関する処理を行うインターフェース回路９６に限らない。例えば、スイッチング素子Ｓ￥＃の駆動に関する処理として、スイッチング素子Ｓ￥＃に過電流が流れる場合にスイッチング素子Ｓ￥＃を強制的にオフ状態に切り替えるソフト遮断処理の一部を行うアナログＩＣ（例えばコンパレータ）であってもよい。

・上記第３の実施形態において、互いに並列接続される平滑コンデンサの個数としては、３個以上であってもよい。

・上記第１の実施形態において、レファレンスＲＥＦが「０」よりも大きい場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」以下である場合に検波信号Ｒｄを「−１」としてもよい。また、被変調波を復調する場合の検波手法としては、上記検波信号Ｒｄを用いたものに限らず、例えば、レファレンスＲＥＦを制御偏差εに直接乗算する手法であってもよい。

・制御偏差εとしては、余弦関数乗算器１１２ａの出力値と正弦関数乗算器１１２ｂの出力値との和として算出した値「ｓｉｎ（θ＋φ）」であってもよい。この場合、算出角φが負の値として算出されることから、上記算出角φの符号を反転させて実際の電気角θを把握すればよい。

・サンプリング周期Ｔａｄとしては、励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に同期した周期に限らず、同期しない周期に設定してもよい。

・「直流電源」としては、バッテリに限らない。例えば、交流電源と、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する全波整流回路とを備えるものであってもよい。

・「回転機」としては、埋め込み磁石同期モータＩＰＭＳＭに限らず、表面磁石同期モータＳＰＭＳＭ等、他の同期機であってもよい。また、「回転機」としては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。

・「スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。

・「インバータ装置」としては、３相インバータ装置に限らず、例えば、ハーフブリッジインバータ装置やフルブリッジインバータ装置であってもよい。また、「電力変換装置」としては、インバータ装置に限らない。例えば、ＤＣＤＣコンバータ等、他の電力変換装置であってもよい。この場合であっても、電力変換装置の備える回路基板の板面と対面する位置に平滑コンデンサが配置されるなら、本発明の適用が有効である。

２０…回路基板、６０ｐ…正極側バスバー、６０ｎ…負極側バスバー、６２…平滑コンデンサ、９４…マイコン、９６…インターフェース回路、１３０…差動配線パターン、１３２…シングル配線パターン、１３４…電流配線パターン。

Claims (4)

1. スイッチング素子（Ｓ￥＃）と、
   駆動信号を前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御回路（９４）と、
   第１面及び前記第１面の裏面である第２面を一対の表層として有し、前記一対の表層の間に形成された内層にベタパターン（１４０）を有する多層基板（２０）と、
   前記スイッチング素子に導電部材（６０ｐ，７２ｐ，６０ｎ，７２ｎ）を介して接続され、前記スイッチング素子に印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ（６２；６３ａ，６３ｂ）と、
   を備える電力変換装置において、
   当該電力変換装置は、前記スイッチング素子のオンオフ駆動によって直流電源（８４）から出力される直流電圧を交流電圧に変換して回転機（８０）に印加するインバータ装置（１０）であり、
   前記導電部材は、前記多層基板の前記第１面側であって、前記多層基板の板面の正面視において前記多層基板と重なる位置に配置され、
   前記平滑コンデンサは、前記多層基板の前記第１面と対面する位置に配置され、
   前記制御回路は、前記駆動信号を生成して前記スイッチング素子に対して出力するマイクロコンピュータ（９４）を有し、
   前記制御回路、及び前記スイッチング素子の駆動に関する処理を行うアナログＩＣ（９６）のそれぞれを含む電子部品（９４，９６）と、前記スイッチング素子の駆動に関する信号が伝達される配線パターンであって前記電子部品に接続される配線パターン（１３０，１３２，１３４）とは、前記多層基板の前記第２面に設けられ、
   前記配線パターンは、前記回転機の回転角を検出するレゾルバ（９０）の信号及び前記回転機に流れる電流を検出する電流センサ（８６ｖ，８６ｗ）の信号のうち少なくとも一方を前記マイクロコンピュータに伝達し、
   前記マイクロコンピュータは、前記レゾルバの信号及び前記電流センサの信号に基づき、前記駆動信号を生成し、
   前記アナログＩＣは、前記レゾルバの差動信号をシングルエンド信号に変換して出力する差動増幅回路（９６ｃ，９６ｄ，９６ｅ）を有し、
   前記配線パターンは、前記差動増幅回路から出力されるシングルエンド信号を前記マイクロコンピュータに伝達する第１の配線パターン（１３２）を有し、
   前記レゾルバの差動信号を前記差動増幅回路に伝達する第２の配線パターン（１３０ａ）を備え、
   前記第２の配線パターンは、前記多層基板の前記第１面に設けられ、
   前記第１の配線パターンは、前記多層基板の前記第２面に設けられ、
   前記ベタパターンは、前記電子部品及び前記配線パターンと、前記平滑コンデンサ及び前記導電部材との間を遮るように前記多層基板に形成されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記配線パターンは、前記多層基板の板面の正面視において、前記平滑コンデンサ及び前記導電部材を含む電流流通経路と重なって並走しないように前記多層基板の前記第２面に設けられていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. スイッチング素子（Ｓ￥＃）と、
   駆動信号を前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子のオンオフ駆動を制御する制御回路（９４）と、
   第１面及び前記第１面の裏面である第２面を一対の表層として有し、前記一対の表層の間に形成された内層にベタパターン（１４０）を有する多層基板（２０）と、
   前記スイッチング素子に導電部材（６０ｐ，７２ｐ，６０ｎ，７２ｎ）を介して接続され、前記スイッチング素子に印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ（６２；６３ａ，６３ｂ）と、
   を備え、
   前記導電部材は、前記多層基板の前記第１面側であって、前記多層基板の板面の正面視において前記多層基板と重なる位置に配置され、
   前記平滑コンデンサは、前記多層基板の前記第１面と対面する位置に配置され、
   前記制御回路を含む電子部品（９４，９６）と、前記スイッチング素子の駆動に関する信号が伝達される配線パターンであって前記電子部品に接続される配線パターン（１３０，１３２，１３４）とのうち少なくとも一方は、前記多層基板の前記第２面に設けられ、
   前記配線パターンは、前記多層基板の板面の正面視において、前記平滑コンデンサ及び前記導電部材を含む電流流通経路と重なって並走しないように前記多層基板の前記第２面に設けられ、
   前記ベタパターンは、前記電子部品及び前記配線パターンのうち前記第２面に設けられた方と、前記平滑コンデンサ及び前記導電部材との間を遮るように前記多層基板に形成されていることを特徴とする電力変換装置。
4. 前記平滑コンデンサ（６３ａ，６３ｂ）は、複数であり、
   複数の前記平滑コンデンサのそれぞれは、互いに並列接続され、前記導電部材を介して前記スイッチング素子に接続されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。