JP5839106B2 - 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム - Google Patents

受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム Download PDF

Info

Publication number
JP5839106B2
JP5839106B2 JP2014502054A JP2014502054A JP5839106B2 JP 5839106 B2 JP5839106 B2 JP 5839106B2 JP 2014502054 A JP2014502054 A JP 2014502054A JP 2014502054 A JP2014502054 A JP 2014502054A JP 5839106 B2 JP5839106 B2 JP 5839106B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
polarization
digital signal
signal processing
phase
processing algorithm
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2014502054A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2013128944A1 (ja
Inventor
鈴木　耕一
耕一 鈴木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to JP2014502054A priority Critical patent/JP5839106B2/ja
Publication of JPWO2013128944A1 publication Critical patent/JPWO2013128944A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5839106B2 publication Critical patent/JP5839106B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/614—Coherent receivers comprising one or more polarization beam splitters, e.g. polarization multiplexed [PolMux] X-PSK coherent receivers, polarization diversity heterodyne coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6166—Polarisation demultiplexing, tracking or alignment of orthogonal polarisation components
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/65—Intradyne, i.e. coherent receivers with a free running local oscillator having a frequency close but not phase-locked to the carrier signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Description

本発明は受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法及び受信器の制御プログラムに関し、特にデジタルコヒーレント伝送を行う受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法及び受信器の制御プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体に関する。
インターネットトラフィックの増大に伴い、基幹伝送システムの更なる大容量化が求められている。更なる大容量化を実現する技術として、コヒーレント伝送技術が注目されている。
通常のコヒーレント伝送では、受信器のＬＯ光源(Local Oscillator)の偏波と入力信号の偏波とが一致していない場合には、適切な受信ができなかった。そのため、偏波を一致させるため、偏波スタビライザーなどの光装置が必要であった。
これに対し、デジタルコヒーレント伝送（例えば、特許文献１及び２）では、デジタル信号処理のアルゴリズムを利用した偏波分離機能が用いられる。デジタルコヒーレント伝送では、直交した二つの信号（偏波）を分離する、例えばＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）（非特許文献１〜３）などの偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムを用いることで、二つの偏波モードを分離することができる。この偏波分離機能を利用して、直交する二つの偏波モードに別々の信号を載せる偏波多重伝送を実現することができる。
特開２０１０−１０９７０５号公報 特開２０１１−９７２５３号公報
DOMINIQUE N. GODARD, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two-Dimensional Data Communication Systems", IEEE TRANSACTIONS ON COMUUNICATIONS, VOL. COM-28, NO. 11, NOVEMBER 1980, pp. 1867-1875. Andreas Leven et al., "A real-time CMA-based 10 Gb/s polarization demultiplexing coherent receiver implemented in an FPGA", OFC/NFOEC 2008, IEEE. Ling Liu et al., "Initial Tap Setup of Constant Modulus Algorithm for Polarization De-multiplexing in Optical Coherent Receivers", OSA/OFC/NFOEC 2009, IEEE.
ところが、発明者は、デジタルコヒーレント伝送には以下で説明する問題点が有ることを見出した。偏波多重伝送で用いられる偏波多重光信号を実際の伝送線路で伝送した場合、伝送線路中にある偏波損失変動（ＰＤＬ：Polarization Dependent Loss）の影響を受けて、受信特性が変動してしまう。これは、偏波モードを分離するために用いられるＣＭＡなどの偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムがスタートするときの初期値の影響を強く受けるためである。ここでいう初期値とは、偏波分離デジタル信号処理を実行する際に用いられるデジタルフィルタの初期フィルタ係数を指すが、詳細については後述する。
特に、ＰＤＬが大きい場合には、損失の大きい偏波モードを見失い、同じ偏波モードをロックする現象や、片側の偏光のみ受信特性が悪化する現象が発生する。その結果、システム全体としての受信特性が劣化してしまう。
これに対し、偏波状態を変えて再度ＣＭＡなどの偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を行うことで、受信特性を改善することができる。しかし、伝送路の偏波状態は時間的にゆっくりと変動しているため、一般的なデジタルコヒーレントの構成では、再度ＣＭＡなどの偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を行っても、常に最適な条件で引き込むことは難しい。伝送特性を安定化させることができなければ、実システムへのデジタルコヒーレント伝送の導入が妨げられてしまう。
本発明は上記の事情に鑑みて成されたものであり、本発明の目的は、デジタルコヒーレント伝送において受信特性を安定化させることができる受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法及び受信器の制御プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することである。
本発明の一態様である受信機は、偏波スクランブルされた偏波多重光信号が入力し、入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる制御回路と、を備えるものである。
本発明の一態様である伝送システムは、偏波多重光信号を出力する送信器と、前記偏波多重光信号を偏波スクランブルする偏波スクランブラと、偏波スクランブルされた前記偏波多重光信号を伝搬させる伝送路と、前記伝送路を介して前記偏波スクランブルされた前記偏波多重光信号が入力する受信器と、を備え、前記受信器は、入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる制御回路と、を備えるものである。
本発明の一態様である偏波多重光信号の受信方法は、偏波スクランブルされた偏波多重光信号を、第１及び第２の偏波成分に偏波分離し、第１及び第２の偏波成分のそれぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換し、前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、復調した信号のそれぞれを第１及び第２の復調信号として出力し、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止し、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後に、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始するものである。
本発明の一態様である受信器の制御プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体は、偏波スクランブルされた偏波多重光信号が入力し、入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、を備える受信器において、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止する処理と、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる処理と、をコンピュータに実行させるものである。
本発明によれば、デジタルコヒーレント伝送において受信特性を安定化させることができる受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法及び受信器の制御プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することができる。
実施の形態１にかかる伝送システム１００の構成を示すブロック図である。 伝送システム１００の受信器２の構成を模式的に示すブロック図である。 伝送システム１００の受信器２の構成をより詳細に示すブロック図である。 受信器２におけるキャリブレーション動作を示すフローチャートである。 偏波状態が良好な状態でサンプリングした場合のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波又はＹ偏波の信号空間ダイヤグラムである。 偏波状態が良好でない状態でサンプリングした場合のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波又はＹ偏波の信号空間ダイヤグラムである。 実施の形態２にかかる伝送システム２００におけるキャリブレーション動作を示すフローチャートである。 Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性のバランスが取れている場合の信号空間ダイヤグラムである。 Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性のアンバランスである場合の信号空間ダイヤグラムである。 実施の形態３にかかる伝送システム３００における規格算出動作を示すフローチャートである。 実施の形態４にかかる伝送システム４００における規格算出動作を示すフローチャートである。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。
実施の形態１
まず、本発明の実施の形態１にかかる伝送システム１００について説明する。図１は、実施の形態１にかかる伝送システム１００の構成を示すブロック図である。伝送システム１００は、送信器１、受信器２、伝送路３、光増幅器４及び偏波スクランブラ５を有する。
送信器１は、光信号として、二重偏波四位相偏移変調（Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：以下、ＤＰ−ＱＰＳＫと表記する）された、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を出力する。すなわち、送信器１が出力するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、互いに偏光面が直交するＸ偏波及びＹ偏波を含み、Ｘ偏波及びＹ偏波のそれぞれがＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：以下、ＱＰＳＫと表記する）光信号である。
送信器１と受信器２との間は、伝送路３により光学的に接続され、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号が伝搬する。伝送路３には、光増幅器４が挿入され、伝送路３を伝搬するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を増幅する。
偏波スクランブラ５は、送信器１の出力側に挿入され、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号に対して、偏波スクランブルを行う。具体的には、偏波スクランブラ５は、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号の偏光面を一定の周期で回転させる（偏波スクランブル）。偏波スクランブラ５に入力する前のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波の電場をＥｘ、Ｙ偏波の電場をＥｙ、偏波スクランブラ５による偏光面の回転の角速度をω［ｒａｄ／ｓｅｃ］とすると、偏波スクランブラ５が出力するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波の電場Ｅｒｘ及びＹ偏波の電場Ｅｒｙは、以下の式（１）で表される。
Figure 0005839106
 なお、受信機２が偏光面の回転に追従できるよう、偏波スクランブラ５は、例えば１００[ｒａｄ／ｓ]程度の速度で偏光面を回転させる。
受信器２は、偏光面が角速度ωで回転するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を電気信号に復調する、デジタルコヒーレント受信を行う受信器である。図２は、伝送システム１００の受信器２の構成を模式的に示すブロック図である。図２に示すように、受信器２は、受信フロントエンド１０、デジタル信号処理部（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、以下ＤＳＰと表記する）１４及び制御回路１５を有する。
受信フロントエンド１０には、伝送路３を介して、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号が入力する。そして、受信フロントエンド１０は、入力したＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を偏波分離したのち、光電変換する。光電変換により生成されたデジタル信号である量子化信号ｅｑｘ及びｅｑｘは、ＤＳＰ１４に出力される。
ＤＳＰ１４は、量子化信号ｅｑｘ及びｅｑｘをサンプリングして、例えばＣＭＡなどの偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、復調信号Ｅｄｘ及びＥｄｙを出力する。
制御回路１５は、復調信号Ｅｄｘ及びＥｄｙをモニタする。制御回路１５は、復調信号Ｅｄｘ及びＥｄｙの位相のばらつき（位相雑音）又は振幅のばらつき（振幅雑音）が所定値よりも大きい場合には、ＤＳＰ１４の偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させる。そして、偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更する。その後、ＤＳＰ１４に偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる。
なお、制御回路１５は、ＤＳＰ１４の偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させるか否かを判断する方法は、上述の例に限られない。例えば、位相のばらつき（位相雑音）及び振幅のばらつき（振幅雑音）の双方が、それぞれに対して定められた所定値よりも大きい場合に、ＤＳＰ１４の偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させてもよい。位相のばらつき（位相雑音）としては、例えば、信号空間ダイヤグラム上での位相の分布範囲や標準偏差などを用いることができる。振幅のばらつき（振幅雑音）としては、例えば、信号空間ダイヤグラム上での振幅の分布範囲や標準偏差などを用いることができる。
また、位相のばらつきと振幅のばらつきとを区別することなく、信号空間ダイヤグラム上に現れる、信号の位相及び振幅を示すスポットが分布する面積を位相及び振幅のばらつきとして、１つのスカラー量として取り扱うことも可能である。この場合、信号空間ダイヤグラム上に現れる、信号の位相及び振幅を示すスポットの分布面積が所定値よりも大きい場合には、ＤＳＰ１４の偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させればよい。
上述では、位相のばらつき及び振幅のばらつきをスカラー量として取り扱ったが、これは例示に過ぎない。すなわち、位相のばらつき及び振幅のばらつきを、値の正負等のばらつきの方向性を考量したベクトル量として定義することも可能である。
続いて、受信器２の構成についてさらに詳細に説明する。図３は、伝送システム１００の受信器２の構成をより詳細に示すブロック図である。図３に示すように、受信フロントエンド１０は、偏光ビームスプリッタ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｂｅａｍ Ｓｐｌｉｔｔｅｒ：以下、ＰＢＳと表記する）１１、局部発振光源（ＬＯ）１２、ＰＢＳ１３、９０°ハイブリッド２１及び２２、光電変換器（Ｏ／Ｅ：Optical/Electrical converter）３１〜３４及びアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）４１〜４４を有する。
ＰＢＳ１１には、伝送路３を介して、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号が入力する。ＰＢＳ１１は、入力したＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を、直交する２つの偏波成分に分離する。具体的には、ＰＢＳ１１は、入力したＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を、互いに直交するｘ偏波成分ｘｉｎとｙ偏波成分ｙｉｎとに分離する。ｘ偏波成分ｘｉｎは９０°ハイブリッド２１に入力し、ｙ偏波成分ｙｉｎは９０°ハイブリッド２２に入力する。
局部発振光源１２は、ＰＢＳ１３に局部発振光を出力する。局部発振光源１２は、例えば半導体レーザを用いることができる。本実施の形態では、局部発振光源１２は、所定の周波数を有するＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）光を出力するものとする。ＰＢＳ１３は、局部発振光を、直交する２つの偏波成分（ｘ偏波成分ＬＯｘ及びｙ偏波成分ＬＯｙ）に分離する。局部発振光のｘ偏波成分ＬＯｘは９０°ハイブリッド２１に入力し、局部発振光のｙ偏波成分ＬＯｙは９０°ハイブリッド２２に入力する。
９０°ハイブリッド２１は、局部発振光のｘ偏波成分ＬＯｘを用いて、ｘ偏波成分ｘｉｎを検波し、Ｉ（In-phase：同相）成分（以下、ｘｉｎ−Ｉ成分）と、Ｉ成分と位相が９０°異なるＱ（Quadrature：直交）成分（以下、Ｘｉｎ−Ｑ成分）と、を検波光として出力する。９０°ハイブリッド２２は、局部発振光のｙ偏波成分ＬＯｙを用いて、ｙ偏波成分Ｙｉｎを検波し、Ｉ成分（以下、ｙｉｎ―Ｉ成分）及びＱ成分（以下、ｙｉｎ―Ｑ成分）を検波光として出力する。
光電変換器３１〜３４は、９０°ハイブリッド２１及び２２が出力する４つの光信号（ｘｉｎ−Ｉ成分、ｘｉｎ−Ｑ成分、ｙｉｎ−Ｉ成分及びｘｉｎ−Ｑ成分）のそれぞれを光電変換する。そして、光電変換器３１〜３４は、光電変換により生成したアナログ電気信号を、それぞれＡＤＣ４１〜４４に出力する。具体的には、光電変換器３１は、ｘｉｎ−Ｉ成分を光電変換し、生成したアナログ電気信号をＡＤＣ４１に出力する。光電変換器３２は、ｘｉｎ−Ｑ成分を光電変換し、生成したアナログ電気信号をＡＤＣ４２に出力する。光電変換器３３は、ｙｉｎ−Ｉ成分を光電変換し、生成したアナログ電気信号をＡＤＣ４３に出力する。光電変換器３４は、ｙｉｎ−Ｑ成分を光電変換し、生成したアナログ電気信号をＡＤＣ４４に出力する。
ＡＤＣ４１〜４４は、光電変換器３１〜３４が出力するアナログ電気信号を、それぞれデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＤＳＰ１４に出力する。
ＤＳＰ１４は、入力するデジタル信号を処理する。ＤＳＰ１４は、バタフライフィルタ５０、位相制御回路７１及び７２、復調回路８１及び８２を有する。バタフライフィルタ５０は、有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：以下、ＦＩＲと称する）フィルタ５１〜５４、加算器６１及び６２、ＣＭＡ演算器６３を有する。なお、ＣＭＡ演算器６３は、偏波分離デジタル信号処理アルゴリズム演算器の一例である。
ＦＩＲフィルタ５１及び５３には、ＡＤＣ４１及びＡＤＣ４２からの出力信号（以下、量子化信号ｅｑｘと称する）が入力する。ＦＩＲフィルタ５２及び５４には、ＡＤＣ４３及びＡＤＣ４４からの出力信号（以下、量子化信号ｅｑｙと称する）が入力する。ＦＩＲフィルタ５１は、量子化信号ｅｑｘに対してフィルタリングを行い、フィルタリングした信号を、加算器６１に出力する。ＦＩＲフィルタ５２は、量子化信号ｅｑｙに対してフィルタリングを行い、フィルタリングした信号を、加算器６１に出力する。ＦＩＲフィルタ５３は、量子化信号ｅｑｘに対してフィルタリングを行い、フィルタリングした信号を、加算器６２に出力する。ＦＩＲフィルタ５４は、量子化信号ｅｑｙに対してフィルタリングを行い、フィルタリングした信号を、加算器６２に出力する。
加算器６１は、ＦＩＲフィルタ５１及び５２から出力される信号を加算し、加算した信号（以下、加算信号ｅｘ）を位相制御回路７１に出力する。加算器６２は、ＦＩＲフィルタ５３及び５４から出力される信号を加算し、加算した信号（以下、加算信号ｅｙ）を位相制御回路７２に出力する。
バタフライフィルタ５０は、ＣＭＡ演算器６３がＦＩＲフィルタ５１〜５４のフィルタ係数を更新することにより、光信号が伝送路３で受けた偏波回転をキャンセルする。バタフライフィルタ５０は、入力する量子化信号ｅｑｘ及びｅｑｙに対して、式（２）で示される行列演算を行い、加算信号ｅｘ及びｅｙを出力する。
Figure 0005839106
式（２）における行列Ｈは、送信器出力される信号光の偏波面と受信器２に入力する信号光の偏波面との間の偏波面の回転をキャンセルするための行列である。伝送路３の状況によって、行列Ｈは任意の行列となるため、行列Ｈを一意に定めることはできない。そこで、バタフライフィルタ５０では、ＣＭＡを用いて、行列Ｈの各要素（ｈｘｘ、ｈｘｙ、ｈｙｘ及びｈｙｙ、以下、フィルタ係数と称する）を求める。
ＣＭＡ演算器６３は、フィルタ係数を算出し、それぞれのフィルタ係数をＦＩＲフィルタ５１〜５４に設定する。ＣＭＡ演算器６３は、時間ｋのフィルタ係数をｈｘｘ（ｋ）、ｈｘｙ（ｋ）、ｈｙｘ（ｋ）及びｈｙｙ（ｋ）とすると、時間（ｋ＋１）のフィルタ係数ｈｘｘ（ｋ＋１）、ｈｘｙ（ｋ＋１）、ｈｙｘ（ｋ＋１）及びｈｙｙ（ｋ＋１）を以下の式（３）に基づき算出する。
Figure 0005839106
式（３）において、μは定数であり、＊は複素共役を表す。また、εｘ及びεｙは誤差関数であり、それぞれ以下の式（４）で表される。
Figure 0005839106
加算器６１及び６２は、直交する２つの偏波成分（Ｘ偏波及びＹ偏波）の電界情報を含む信号を出力する。しかし、ＣＭＡによってフィルタ係数を好適な値に収束させることにより、送信器１が出力するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波（Ｅｘ）及びＹ偏波（Ｅｙ）を、加算信号ｅｘ及びｅｙに収束させることができる。具体的には、加算器６１が出力する信号がＸ偏波の電界情報を示す場合には、加算器６２が出力する信号はＹ偏波の電界情報を示すこととなる。また、加算器６１が出力する信号がＹ偏波の電界情報を示す場合には、加算器６２が出力する信号はＸ偏波の電界情報を示すこととなる。また、ＣＭＡ演算器６３は、加算信号ｅｘ及びｅｙの振幅が一定となるように制御を行う。
位相制御回路７１は、加算器６１が出力する信号の位相を調整し、調整した信号を復調回路８１に出力する。位相制御回路７２は、加算器６２が出力する信号の位相を調整し、調整した信号を復調回路８２に出力する。
復調回路８１は、位相制御回路７１が出力する信号を復調し、復調信号Ｅｄｘを出力する。復調回路８２は、位相制御回路７２が出力する信号を復調し、復調信号Ｅｄｙを出力する。
以上のように、偏光面が角速度ωで回転するＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、受信器２により、復調される。しかしながら、上述のＤＳＰ１４のバタフライフィルタ５０では、Ｘ偏波及びＹ偏波の電界振幅を一定値に保持する制御を行うのみである。従って、Ｘ偏波の振幅又は位相のばらつきとＹ偏波の振幅又は位相のばらつきとが、どの程度の範囲に収束するかは分からない。
Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつきの収束状態は、バタフライフィルタ５０のＦＩＲフィルタ５１〜５４の初期フィルタ係数（ｈｘｘ（０）、ｈｘｙ（０）、ｈｙｘ（０）及びｈｙｙ（０））に依存する。そこで、ＤＳＰ１４では、制御回路１５により、ＦＩＲフィルタ５１〜５４の初期フィルタ係数（ｈｘｘ（０）、ｈｘｙ（０）、ｈｙｘ（０）及びｈｙｙ（０））の最適化を行う。
以下、伝送システム１００における受信器２のキャリブレーション動作について説明する。伝送システム１００では、データ送受信に先立ち、受信器２のキャリブレーション動作を行う。制御回路１５は、受信器２のキャリブレーション動作を制御する。図４は、受信器２におけるキャリブレーション動作を示すフローチャートである。
キャリブレーション動作の開始により、制御回路１５は、バタフライフィルタ５０にＣＭＡ処理を開始させて、ＤＰ−ＱＰＳＫ信号をサンプリングさせる（ステップＳ１１）。
制御回路１５は、サンプリング結果から、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値Ｄを算出する（ステップＳ１２）。
そして、制御回路１５は、予め定められた振幅又は位相ばらつきの規格値ＤＳＴＤと、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値Ｄと、を比較する（ステップＳ１３）。
具体的には、制御回路１５は、ＤＳＰ１４が出力する電気信号に基づいて、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号の信号空間ダイヤグラムを作成する。図５Ａは、偏波状態が良好な状態でサンプリングした場合のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波又はＹ偏波の信号空間ダイヤグラムである。図５Ｂは、偏波状態が良好でない状態でサンプリングした場合のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波又はＹ偏波の信号空間ダイヤグラムである。
図５Ａ及び図５Ｂに示すように、一定の信号強度を示す円上の４５°、１３５°、２２５°及び３１５°近傍に、サンプリングされた信号の位相及び振幅を示すスポットが分布する。一般に、偏波状態が良好な状態でサンプリングが実施できる場合には、信号強度（信号空間ダイヤグラムの径方向）のばらつき及び位相（信号空間ダイヤグラムの角度方向）のばらつきが小さくなる。図５Ａは、図５Ｂに比べて各角度における、信号の位相及び振幅を示すスポットの分布が小さい。よって図５Ａの信号空間ダイヤグラムは、図５Ｂの信号空間ダイヤグラムよりも、受信状態が良好である。
制御回路１５は、Ｘ偏波及びＹ偏波の信号空間ダイヤグラムから得られる信号の振幅又は位相のばらつき値Ｄが、予め定められた規格値ＤＳＴＤ以下であるかを判定する（ステップＳ１３）。そして、Ｄ≦ＤＳＴＤであれば、キャリブレーション動作を終了する。
一方、Ｄ＞ＤＳＴＤであれば、バタフライフィルタ５０のＣＭＡ処理を停止する（ステップＳ１４）。次いで、制御回路１５は、バタフライフィルタ５０のＦＩＲフィルタ５１〜５４の初期フィルタ係数（ｈｘｘ（０）、ｈｘｙ（０）、ｈｙｘ（０）及びｈｙｙ（０））を変更する（ステップＳ１５）。その後、ステップＳ１１に戻り、サンプリングを再実行する。
つまり、制御回路１５は、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつきＤが規格値ＤＳＴＤに収まるまで、ステップＳ１１〜Ｓ１５のサイクルを繰り返す。これにより、制御回路１５は、Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性が規格範囲内に収まるように、バタフライフィルタ５０のＦＩＲフィルタ５１〜５４の初期フィルタ係数（ｈｘｘ（０）、ｈｘｙ（０）、ｈｙｘ（０）及びｈｙｙ（０））を決定することができる。
なお、ステップＳ１３における制御回路１５でのばらつき判定方法は、前述したとおり、これに限られない。例えば、位相のばらつき（位相雑音）及び振幅のばらつき（振幅雑音）の双方を、それぞれに対して定められた所定値と比較してもよい。位相のばらつき（位相雑音）としては、例えば、信号空間ダイヤグラム上での位相の分布範囲や標準偏差などを用いることができる。振幅のばらつき（振幅雑音）としては、例えば、信号空間ダイヤグラム上での振幅の分布範囲や標準偏差などを用いることができる。
また、位相のばらつきと振幅のばらつきとを区別することなく、信号空間ダイヤグラム上に現れるスポットが分布する面積を位相及び振幅のばらつきとして、１つのスカラー量として取り扱うことも可能である。この場合、信号空間ダイヤグラム上に現れるスポットの分布面積と所定値とを比較すればよい。
上述では、位相のばらつき及び振幅のばらつきをスカラー量として取り扱ったが、これは例示に過ぎない。すなわち、位相のばらつき及び振幅のばらつきを、値の正負等のばらつきの方向性を考量したベクトル量として定義することも可能である。
以上より、伝送システム１００によれば、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号によるデータ伝送に先立って、受信状態のキャリブレーションを行うことができる。これにより、データ伝送機械ごとの通信品質のばらつきを抑制し、一定の通信品質を維持することが可能となる。
さらに、伝送システム１００では、受信器２の側のみでキャリブレーション動作が行われるため、キャリブレーション動作時に、受信器２側の情報を送信器１側にフィードバックする必要が無い。そのため、既存の伝送システムに受信器２を導入するのみで、容易に伝送システム１００と同様の作用効果を実現することが可能である。
ここで、伝送システム１００の作用効果と偏波多重光信号との関係について検討する。偏波多重光信号を、前述のように、偏波状態が良好でない状態で受信を開始した場合には、受信特性が良くない状態での受信が継続してしまう。つまり、伝送システム１００によれば、偏波多重光信号を用いた通信における特有の問題である、偏波状態が良好でない状態で受信を開始した場合に、受信特性が良くない状態での受信が継続してしまうという現象を、好適に防止することができる。
なお、本実施の形態では、偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムの一例として、ＣＭＡを用いる場合について説明したが、これは例示に過ぎない。すなわち、ＣＭＡ以外の偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムを適用することも可能である。これは、実施の形態２以降の実施の形態についても同様である。
実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２にかかる伝送システム２００について説明する。伝送システム２００は、伝送システム１００と同様の構成を有するので、構成については説明を省略する。伝送システム２００は、受信器２の制御回路１５のキャリブレーション動作が異なる。以下、制御回路１５のキャリブレーション動作について説明する。図６は、実施の形態２にかかる伝送システム２００におけるキャリブレーション動作を示すフローチャートである。図６のステップＳ２１〜Ｓ２５については、それぞれ図４のステップＳ１１〜Ｓ１５と同様であるので、説明を省略する。
Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相ばらつきＤが規格値ＤＳＴＤ以下だったとしても、Ｘ偏波とＹ偏波との間で、受信バランスがアンバランになる場合が有る。このような受信状態のアンバランスが大きいと、一方の偏波を正常に受信できないなどの受信特性の劣化が生じる。そのため、本実施の形態では、実施の形態１でのキャリブレーション動作に、受信特性のアンバランスの有無を判定するステップが追加されている。
制御回路１５は、Ｘ偏波及びＹ偏波の信号空間ダイヤグラムを比較する。具体的には、Ｘ偏波の振幅又は位相のばらつき値とＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値との差Ｂを算出する（ステップＳ２６）。
そして、制御回路１５は、Ｘ偏波の振幅又は位相のばらつき値とＹ偏波の振幅及び位相のばらつき値との差Ｂを、規格値ＢＳＴＢと比較する（ステップＳ２７）。
図７は、Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性のバランスが取れている場合の信号空間ダイヤグラムである。図８は、Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性のアンバランスである場合の信号空間ダイヤグラムである。図８では、図７と比べて、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつきの差が大きいことが理解できる。
制御回路１５は、Ｂ≦ＢＳＴＤであれば、キャリブレーション動作を終了する。一方、Ｂ＞ＢＳＴＤであれば、バタフライフィルタ５０のＣＭＡ処理を停止する（ステップＳ２８）。
次いで、制御回路１５は、バタフライフィルタ５０のＦＩＲフィルタ５１〜５４の初期フィルタ係数（ｈｘｘ（０）、ｈｘｙ（０）、ｈｙｘ（０）及びｈｙｙ（０））を変更する（ステップＳ２９）。その後、ステップＳ２１に戻り、サンプリングを再実行する。
よって、伝送システム２００によれば、伝送システム１００と同様に、ＤＰ−ＱＰＳＫ光信号によるデータ伝送に先立って、受信状態のキャリブレーションを行うことができる。これにより、データ伝送機械ごとの通信品質のばらつきを抑制し、一定の通信品質を維持することが可能となる。
また、伝送システム２００では、Ｘ偏波及びＹ偏波の受信特性のバランスを確保することができるという、更なる効果を奏することができる。よって、伝送システム２００は、伝送システム１００と比べて、より高品質なデータ伝送を実現することができる。
さらに、伝送システム２００では、伝送システム１００と同様に、受信器２の側のみでキャリブレーション動作が行われるため、キャリブレーション動作時に、受信器２側の情報を送信器１側にフィードバックする必要が無い。そのため、既存の伝送システムに受信器２を導入するのみで、容易に伝送システム２００と同様の作用効果を実現することが可能である。
実施の形態３
次に、本発明の実施の形態３にかかる伝送システム３００について説明する。伝送システム３００は、伝送システム１００と同様の構成を有するので、構成については説明を省略する。伝送システム３００は、伝送システム１００の応用例であり、受信器２の制御回路１５のキャリブレーション動作に先立って、キャリブレーション動作における規格範囲を決定する動作（規格算出動作）を行う点で、伝送システム１００と相違する。
実施の形態１及び２で説明したように、制御回路１５は、規格範囲とＸ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつきとの比較を行う（図４のステップＳ１２、図６のステップＳ２２）。そのため、予め規格範囲を定めておく必要がある。本実施の形態では、キャリブレーション動作に先立ち、制御回路１５が規格範囲を決定する例について説明する。図９は、実施の形態３にかかる伝送システム３００における規格算出動作を示すフローチャートである。
制御回路１５は、受信器２に、所定の初期フィルタ係数の下で、所定回数（ここでは、ｎ（ｎは２以上の整数）回のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号のサンプリングを行わせる（ステップＳ３１）。
そして、制御回路１５は、ｎ回のサンプリングについて、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値Ｄ１〜Ｄｎを算出する（ステップＳ３２）。
次いで、制御回路１５は、算出したＸ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値Ｄ１〜Ｄｎの中で、最小の値Ｄｍｉｎを検出する（ステップＳ３３）。
そして、検出した最小の値Ｄｍｉｎを、規格値ＤＳＴＤとして設定し（ステップＳ３４）、処理を終了する。
以上より、伝送システム３００は、伝送システム３００において複数回のサンプリングを行い、その中でＸ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつき値の最小値を規格値ＤＳＴＤとして設定することができる。これにより、伝送システム３００において実現可能性が範囲内で最小の値を、規格値ＤＳＴＤとして設定することができる。従って、本実施の形態で設定した規格値ＤＳＴＤを用いて、実施の形態１及び２で説明したキャリブレーションを行うことにより、伝送システムで実現可能な最良の受信状態を実現することができる。
実施の形態４
次に、本発明の実施の形態４にかかる伝送システム４００について説明する。伝送システム４００は、伝送システム２００の変形例である。伝送システム４００は、伝送システム２００と同様の構成を有するので、構成については説明を省略する。伝送システム４００は、伝送システム２００の応用例であり、受信器２の制御回路１５のキャリブレーション動作に先立って、キャリブレーション動作における規格範囲を決定する動作（規格算出動作）を行う点で、伝送システム２００と相違する。図１０は、実施の形態４にかかる伝送システム４００における規格算出動作を示すフローチャートである。
ステップＳ４１〜Ｓ４４については、それぞれ図９のステップＳ３１〜Ｓ３４と同様であるので、説明を省略する。
ステップＳ４４でばらつき規格値を設定した後、制御回路はｎ回のサンプリングのそれぞれについて、Ｘ偏波の振幅又は位相ばらつきとＹ偏波の振幅又は位相ばらつきとの間の差Ｂ１〜Ｂｎを算出する（ステップＳ４５）。
次いで、算出したＸ偏波の振幅又は位相ばらつきとＹ偏波の振幅又は位相ばらつきとの間の差Ｂ１〜Ｂｎから、最小の値Ｂｍｉｎを検出する（ステップＳ４６）。
そして、検出した最小の値Ｂｍｉｎを、規格値ＢＳＴＢとして設定し（ステップＳ４７）、処理を終了する。
よって、伝送システム４００によれば、伝送システム３００と同様に、伝送路３の伝送特性を考慮した、規格範囲の設定が可能である。これにより、受信特性のばらつきを、実現可能な最小の範囲に収めることが可能となる。
さらに、伝送システム４００によれば、伝送路３の伝送特性を考慮した、バランス規格値をも設定することが可能である。これにより、更にＸ偏波及びＹ偏波のバランスを、実現可能な範囲で最適化することが可能となる。
その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態３では、ステップＳ３３では、算出したｎ個のばらつき値の中で最小の値を検出したが、これは例示に過ぎない。よって、例えば、算出したｎ個のばらつき値の平均値を算出してもよい。つまり、算出したｎ個のばらつき値の平均値を、規格値に設定してもよい。
また、実施の形態３では、振幅又は位相のばらつきの規格値を算出する例について説明したが、同時に、Ｘ偏波及びＹ偏波の振幅又は位相のばらつきの差の規格値を設定してもよい。
図１では、送信器と偏波スクランブラとが独立しているが、これは例示に過ぎない。すなわち、送信器に偏波スクランブル機能が内蔵されていてもよい。
上述の実施の形態では、制御回路１５の動作について説明したが、制御回路１５としてコンピュータ等のハードウェア資源を用いることが可能である。つまり、コンピュータにプログラムを実行させることにより、制御回路１５による動作、すなわち図４、６及び９に示す動作と同等の動作を実現することが可能である。
上述の実施の形態では、多値光変調方式として、ＱＰＳＫを例として説明したが、これは例示に過ぎない。よって、ＱＰＳＫ以外の他の多値光変調方式を適用することも可能である。
なお、上述のプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（random access memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１２年３月２日に出願された日本出願特願２０１２−０４６５６０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１ 送信器
２ 受信器
３ 伝送路
４ 光増幅器
５ 偏波スクランブラ
１０ 受信フロントエンド
１１、１３ ＰＢＳ
１２ 局部発振光源
１４ ＤＳＰ
１５ 制御回路
２１、２２ ９０°ハイブリッド
３１〜３４ 光電変換器
５０ バタフライフィルタ
５１〜５４ ＦＩＲフィルタ
６１、６２ 加算器
６３ ＣＭＡ演算器
７１、７２ 位相制御回路
８１、８２ 復調回路
１００、２００、３００、４００ 伝送システム
ｅｑｘ、ｅｑｙ 量子化信号
ｅｘ、ｅｙ 加算信号
Ｅｄｘ、Ｅｄｙ 復調信号

Claims (24)

  1. 偏波スクランブルされた偏波多重光信号が入力し、入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、
    前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、
    前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる制御回路と、を備え、
    前記偏波多重光信号は、
    送信器で偏波多重され、かつ、偏波スクランブラにより偏波スクランブルされ、
    偏波スクランブルされた後に伝送路を介して受信器に入力することを特徴とする、
    受信器。
  2. 前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムは、ＣＭＡアルゴリズムであることを特徴とする、
    請求項１に記載の受信器。
  3. 前記デジタル信号処理部は、
    前記第１及び第２のデジタル信号が入力するバタフライフィルタを備え、
    前記バタフライフィルタは、
    第１及び第２の加算器と、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第１のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第２のＦＩＲフィルタと、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第３のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第４のＦＩＲフィルタと、
    前記第１及び第２の加算器をモニタし、モニタ結果に応じて前記第１乃至第４のＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する偏波分離デジタル信号処理アルゴリズム演算器と、を備えることを特徴とする、
    請求項１又は２に記載の受信器。
  4. 前記制御回路は、
    前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差が、第２の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させることを特徴とする、
    請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信器。
  5. 前記制御回路は、
    前記デジタル信号処理部に前記第１及び第２のデジタル信号を複数回サンプリングさせ、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきを算出し、
    算出したばらつきのうちで最小のものを前記第１の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項４に記載の受信器。
  6. 前記制御回路は、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差を算出し、
    算出した差のうちで最小のものを前記第２の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項５に記載の受信器。
  7. 偏波多重光信号を出力する送信器と、
    前記偏波多重光信号を偏波スクランブルする偏波スクランブラと、
    偏波スクランブルされた前記偏波多重光信号を伝搬させる伝送路と、
    前記伝送路を介して前記偏波スクランブルされた前記偏波多重光信号が入力する受信器と、を備え、
    前記受信器は、
    入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、
    前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、
    前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる制御回路と、を備える、
    伝送システム。
  8. 前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムは、ＣＭＡアルゴリズムであることを特徴とする、
    請求項７に記載の伝送システム。
  9. 前記デジタル信号処理部は、
    前記第１及び第２のデジタル信号が入力するバタフライフィルタを備え、
    前記バタフライフィルタは、
    第１及び第２の加算器と、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第１のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第２のＦＩＲフィルタと、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第３のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第４のＦＩＲフィルタと、
    前記第１及び第２の加算器をモニタし、モニタ結果に応じて前記第１乃至第４のＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する偏波分離デジタル信号処理アルゴリズム演算器と、を備えることを特徴とする、
    請求項７又は８に記載の伝送システム。
  10. 前記制御回路は、
    前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差が、第２の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止させ、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させることを特徴とする、
    請求項７乃至９のいずれか一項に記載の伝送システム。
  11. 前記制御回路は、
    前記デジタル信号処理部に前記第１及び第２のデジタル信号を複数回サンプリングさせ、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきを算出し、
    算出したばらつきのうちで最小のものを前記第１の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項１０に記載の伝送システム。
  12. 前記制御回路は、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差を算出し、
    算出した差のうちで最小のものを前記第２の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項１１に記載の伝送システム。
  13. 送信器で偏波多重され、かつ、偏波スクランブルされ、偏波スクランブルされた後に伝送路を介して受信器に入力された偏波多重光信号を、第１及び第２の偏波成分に偏波分離し、
    第１及び第２の偏波成分のそれぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換し、
    前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、
    復調した信号のそれぞれを第１及び第２の復調信号として出力し、
    前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止し、
    前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後に、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始する、
    偏波多重光信号の受信方法。
  14. 前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムは、ＣＭＡアルゴリズムであることを特徴とする、
    請求項１３に記載の偏波多重光信号の受信方法。
  15. 前記第１及び第２のデジタル信号がバタフライフィルタに入力し、
    前記バタフライフィルタは、
    第１及び第２の加算器と、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第１のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第２のＦＩＲフィルタと、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第３のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第４のＦＩＲフィルタと、
    前記第１及び第２の加算器をモニタし、モニタ結果に応じて前記第１乃至第４のＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する偏波分離デジタル信号処理アルゴリズム演算器と、を備えることを特徴とする、
    請求項１３又は１４に記載の偏波多重光信号の受信方法。
  16. 前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差が、第２の所定値よりも大きい場合には、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止し、
    前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始することを特徴とする、
    請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載の偏波多重光信号の受信方法。
  17. 前記第１及び第２のデジタル信号を複数回サンプリングし、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきを算出し、
    算出したばらつきのうちで最小のものを前記第１の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項１６に記載の偏波多重光信号の受信方法。
  18. それぞれのサンプリングについて、前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差を算出し、
    算出した差のうちで最小のものを前記第２の所定値として設定することを特徴とする、
    請求項１７に記載の偏波多重光信号の受信方法。
  19. 送信器で偏波多重され、かつ、偏波スクランブルされ、偏波スクランブルされた後に伝送路を介して受信器に入力された偏波多重光信号が入力し、入力した前記偏波多重光信号を第１及び第２の偏波成分に偏波分離して、それぞれを第１及び第２のデジタル信号に光電変換する受信フロントエンドと、
    前記第１及び第２のデジタル信号をサンプリングして偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムにより復調し、第１及び第２の復調信号を出力するデジタル信号処理部と、を備える受信器において、
    前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきが第１の所定値よりも大きい場合には、前記デジタル信号処理部の前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止する処理と、
    前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記デジタル信号処理部に前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始させる処理と、をコンピュータに実行させる、
    受信器の制御プログラム。
  20. 前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムは、ＣＭＡアルゴリズムであることを特徴とする、
    請求項１９に記載の受信器の制御プログラム。
  21. 前記デジタル信号処理部は、
    前記第１及び第２のデジタル信号が入力するバタフライフィルタを備え、
    前記バタフライフィルタは、
    第１及び第２の加算器と、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第１のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第１の加算器に出力する第２のＦＩＲフィルタと、
    前記第１のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第３のＦＩＲフィルタと、
    前記第２のデジタル信号をフィルタリングした信号を、前記第２の加算器に出力する第４のＦＩＲフィルタと、
    前記第１及び第２の加算器をモニタし、モニタ結果に応じて前記第１乃至第４のＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する偏波分離デジタル信号処理アルゴリズム演算器と、を備えることを特徴とする、
    請求項１９又は２０に記載の受信器の制御プログラム。
  22. 前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差が、第２の所定値よりも大きい場合には、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を停止する処理と、
    前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムで用いるフィルタ係数の初期値を変更した後、前記偏波分離デジタル信号処理アルゴリズムによる処理を開始する処理と、をコンピュータに実行させることを特徴とする、
    請求項１９乃至２１のいずれか一項に記載の受信器の制御プログラム。
  23. 前記第１及び第２のデジタル信号を複数回サンプリングする処理と、
    それぞれのサンプリングについて、前記第１及び第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきを算出する処理と、
    算出したばらつきのうちで最小のものを前記第１の所定値として設定する処理と、をコンピュータに実行させることを特徴とする、
    請求項２２に記載の受信器の制御プログラム。
  24. それぞれのサンプリングについて、前記第１の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、前記第２の復調信号の位相及び振幅のばらつきと、の差を算出する処理と、
    算出した差のうちで最小のものを前記第２の所定値として設定する処理と、をコンピュータに実行させることを特徴とする、
    請求項２３に記載の受信器の制御プログラム。
JP2014502054A 2012-03-02 2013-03-01 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム Expired - Fee Related JP5839106B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014502054A JP5839106B2 (ja) 2012-03-02 2013-03-01 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012046560 2012-03-02
JP2012046560 2012-03-02
JP2014502054A JP5839106B2 (ja) 2012-03-02 2013-03-01 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム
PCT/JP2013/001279 WO2013128944A1 (ja) 2012-03-02 2013-03-01 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2013128944A1 JPWO2013128944A1 (ja) 2015-07-30
JP5839106B2 true JP5839106B2 (ja) 2016-01-06

Family

ID=49082155

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014502054A Expired - Fee Related JP5839106B2 (ja) 2012-03-02 2013-03-01 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9515743B2 (ja)
EP (1) EP2840726A4 (ja)
JP (1) JP5839106B2 (ja)
CN (1) CN104145432B (ja)
IN (1) IN2014DN06769A (ja)
WO (1) WO2013128944A1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10020878B2 (en) * 2015-04-17 2018-07-10 Fujitsu Limited Optical signal-to-noise ratio monitor and method for measuring optical signal to-noise ratio
EP3334066B1 (en) * 2015-08-27 2019-10-09 Huawei Technologies Co., Ltd. Optical signal processing method and coherent receiver
CN110971294B (zh) * 2018-09-28 2023-02-17 富士通株式会社 光链路导致的偏振态变化监测装置及方法、光接收机
CN111585645B (zh) * 2019-02-18 2023-03-31 富士通株式会社 光链路导致的偏振态变化监测装置及方法、光接收机
US10873390B1 (en) * 2019-06-06 2020-12-22 Subcom, Llc System and apparatus for detecting and locating external aggression on an undersea cable

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7266310B1 (en) * 2003-04-29 2007-09-04 Nortel Networks Limited Digital compensation for optical transmission system
JP2009198364A (ja) 2008-02-22 2009-09-03 Fujitsu Ltd 光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするモニタ回路
US8095019B2 (en) * 2008-07-30 2012-01-10 Alcatel Lucent Digital clock and data recovery scheme
JP5141498B2 (ja) 2008-10-30 2013-02-13 富士通株式会社 光送受信システム，光送信器，光受信器および光送受信方法
EP2399354B1 (en) * 2009-02-20 2016-06-15 Xieon Networks S.à r.l. Method and arrangement for adaptive dispersion compensation.
EP2429108B1 (en) * 2009-05-07 2019-01-23 Nec Corporation Coherent receiver
EP2273701B1 (en) * 2009-06-30 2012-07-25 Alcatel Lucent An optical burst-mode coherent-detection receiver having a buffer and an additional signal processing portion for determining initial reception parameters
JP5499632B2 (ja) 2009-10-28 2014-05-21 富士通株式会社 光送信機、光送受信システム、光送信方法、および、光送受信方法
US8526831B2 (en) 2009-12-18 2013-09-03 Alcatel Lucent Receiver algorithms for coherent detection of polarization-multiplexed optical signals
WO2011083748A1 (ja) * 2010-01-08 2011-07-14 日本電気株式会社 コヒーレント光受信器、それを用いたコヒーレント光通信システム、およびコヒーレント光通信方法
CN102215189B (zh) * 2010-04-02 2014-12-17 富士通株式会社 滤波器、相干接收机装置和相干接收方法
JP5549333B2 (ja) 2010-04-07 2014-07-16 富士通株式会社 偏波変動補償装置および光通信システム
US8478135B2 (en) * 2010-06-30 2013-07-02 Alcatel Lucent Method and apparatus for polarization-division-multiplexed optical receivers
JP5633352B2 (ja) * 2010-12-09 2014-12-03 富士通株式会社 デジタルコヒーレント光受信器、適応等化型イコライザ及びデジタルコヒーレント光通信方法

Also Published As

Publication number Publication date
IN2014DN06769A (ja) 2015-05-22
WO2013128944A1 (ja) 2013-09-06
CN104145432A (zh) 2014-11-12
US9515743B2 (en) 2016-12-06
EP2840726A4 (en) 2015-11-25
EP2840726A1 (en) 2015-02-25
JPWO2013128944A1 (ja) 2015-07-30
US20150110490A1 (en) 2015-04-23
CN104145432B (zh) 2016-08-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8478135B2 (en) Method and apparatus for polarization-division-multiplexed optical receivers
JP5850041B2 (ja) 光受信器、偏波分離装置、および光受信方法
US8886051B2 (en) Skew compensation and tracking in communications systems
US8891980B2 (en) Digital demodulator architecture
US9628180B2 (en) Configurable frequency domain equalizer for dispersion compensation of multiple sub-carriers
US9020364B2 (en) Optical receiver having a signal-equalization capability
JP5943001B2 (ja) 等化信号処理装置、それを用いた光受信装置および等化信号処理方法
US9716564B2 (en) Polarization tracking using signal tone information while keeping least mean squares frequency domain equalization
JP5839106B2 (ja) 受信器、伝送システム、偏波多重光信号の受信方法、受信器の制御プログラム
US7509054B2 (en) Method for the transmission of optical polarization multiplex signals
US20120082464A1 (en) Coherent optical receiving apparatus, coherent optical communications system employing same, and coherent optical communications method
US10998973B2 (en) Signal combining device and signal combining method
US9246735B2 (en) Equalizing a signal modulated using a 5QAM modulation format
JP2013034065A (ja) 偏波多重光受信機、偏波多重システムおよび偏波多重光受信方法
US20220094439A1 (en) Polarization-diversity kramers-kronig heterodyne receiver and method
US9219550B2 (en) Forward carrier recovery using forward error correction (FEC) feedback
JP2014154926A (ja) 受信信号処理装置および受信信号処理方法
WO2014119270A1 (ja) 光受信装置、光通信システム、光受信方法及び光受信装置の制御プログラムの記録媒体
JP5657168B2 (ja) 偏波推定器、偏波分離器、光受信器、偏波推定方法、および、偏波分離方法
JP6464727B2 (ja) 信号処理装置、光受信装置、光通信システム、信号処理方法および光受信方法
EP2086158A1 (en) A clock recovery scheme for an optical receiver based on monitoring precursor and postcursor tap coefficients
JP5583631B2 (ja) デジタルコヒーレント受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20150714

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20150908

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20151013

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20151026

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5839106

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees