JP5780597B2 - 充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から供給された交流電力を直流電力に変換してバッテリーに供給する充電装置に関する。

一般に、充電装置は、交流電源から供給された交流電力を整流および平滑して直流入力電力を生成する整流平滑回路と、直流入力電力をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路で得た直流出力電力でバッテリーを充電する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、スイッチ手段からなるインバータ部と、該インバータ部に１次側が接続されたトランスと、該トランスの２次側に接続された出力部とから構成されている。

ところで、かかる充電装置では、直流出力電力にリプル量が含まれる場合がある。
直流出力電力にリプル量が含まれると、バッテリーに安定した直流出力電力を供給することができなくなるため、バッテリーの寿命に影響を与え、ひいてはユーザーに過大な保守費用の負担を課すことになる。このため、充電装置では、直流出力電力におけるリプル量を低減させる必要がある。

直流出力電力におけるリプル量を低減させる方法としては、従来から、直流入力電圧のリプル量に応じてスイッチ手段のデューティ比を制御するフィードフォワード制御方式の方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この従来の方法では、直流入力電圧が増加した場合にはデューティ比を減少させる一方、直流入力電圧が減少した場合にはデューティ比を増加させることで、直流出力電力におけるリプル量を低減させている。

特開２００８−２９０８９号公報

しかしながら、上記従来の方法は、直流入力電圧のリプル量に応じてスイッチ手段のデューティ比を制御しているので、直流入力電圧に現れないリプル量の増減、例えば、高温時のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の応答性や負荷変動に起因するリプル量の増減には対応することができず、直流出力電力が不安定になってしまうという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、リプル量の低減を図るとともに、バッテリーに安定した直流出力電力を供給することができる充電装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、交流電力を整流および平滑して直流入力電力を生成する整流平滑回路と、直流入力電力をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、交流電力の極性が反転するタイミングで同期信号を出力する同期検出回路と、スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、直流出力電力でバッテリーを充電する充電装置であって、
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路内の温度を検出する温度センサをさらに備え、
制御回路は、
フィードバック制御によりスイッチ手段のオン／オフ制御量を算出する制御量算出部と、
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路から出力されるリプル補正処理前の出力波形を正弦波で近似した補正パターンに基づいて第１補正量を決定する第１補正量決定部と、
同期信号が出力されてから次の同期信号が出力されるまでの周期が複数の位相区間に分割されているものとみなされ、位相区間ごとに設定された歪み補正量を格納する記憶部と、
記憶部に格納された歪み補正量から、同期信号を基準に特定した現在の位相が含まれる位相区間の歪み補正量を選択し、該歪み補正量により第１補正量を調整して第２補正量を決定する第２補正量決定部と、
を有し、
リプル補正処理として、第２補正量によりオン／オフ制御量を調整してデューティ比を算出し、
記憶部には、位相区間および温度に対応する歪み補正量が示された歪み補正量決定テーブルが格納されており、
第２補正量決定部は、歪み補正量決定テーブルを参照して歪み補正量を選択することを特徴とする。

この構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力波形に含まれるリプル量をキャンセルするために、正弦波状の補正パターンに基づいて第１補正量を決定し、正弦波状の補正パターンでキャンセルしきれないリプル量をキャンセルするために、第１補正量を歪み補正量により調整して第２補正量を決定している。そして、該第２補正量により、制御量算出部で算出したオン／オフ制御量を調整している。
したがって、この構成によれば、確実にリプル量の低減を図ることができ、その結果、バッテリーに安定した直流出力電力を供給することができる。
また、一般に、正弦波状の補正パターンでキャンセルしきれないリプル量は、位相区間や温度によって異なる。しかしながら、この構成によれば、位相区間および温度に対応する歪み補正量が示された歪み補正量決定テーブルを参照して適切な歪み補正量を選択することができるので、より確実にリプル量の低減を図ることができる。

なお、本明細書における「正弦波」は、いわゆるｓｉｎ波だけでなく、ｃｏｓ波も含むものとする。

上記第２補正量決定部は、温度センサにより検出された温度が予め設定された閾値よりも低い場合、歪み補正量により調整することなく、第１補正量を第２補正量とすることが好ましい。

この構成によれば、温度センサにより検出された温度が予め設定された閾値よりも低い場合には、歪み補正量を選択する処理と、選択した歪み補正量により第１補正量を調整する処理とを省くことができるので、第２補正量決定部にかかる処理負荷の増大を防ぐことができる。

また、上記充電装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、
スイッチ手段で構成され、直流入力電力から１次側交流電力を生成するインバータ部と、
１次側交流電力を２次側交流電力に変換するトランスと、
２次側交流電力を整流および平滑して直流出力電力を生成する出力部と、
を有し、
上記複数の位相区間に、少なくとも、トランスの２次側交流電流において発生する歪みが顕著に現れる位相区間と、歪みが顕著に現れない位相区間とが含まれることが好ましい。

高温時には、トランスの応答性が悪化して、トランスの２次側交流電流に歪みが生じる場合がある。この場合、直流出力電流にも歪みが生じてしまい、正弦波状の補正パターンでキャンセルしきれないリプル量が増加してしまう。
しかしながら、この構成によれば、トランスの２次側交流電流において発生する歪みが顕著に現れる位相区間と、歪みが顕著に現れない位相区間とでそれぞれ適切な歪み補正量を設定することができるので、確実にリプル量の低減を図ることができる。

上記周期は、８〜１６個に等分割された複数位相区間からなることが好ましい。

分割数が８よりも小さい場合、第２補正量決定部にかかる処理負荷の増大は防止できるが、リプル量の低減効果は小さくなる。一方、分割数が１６よりも大きい場合、リプル量の低減効果は大きくなるが、第２補正量決定部にかかる処理負荷が増大してしまう。
この構成によれば、分割数が８〜１６であるため、リプル量の低減効果と第２補正量決定部にかかる処理負荷の増大防止との両立を図ることができる。

また、上記充電装置における第１補正量決定部は、
補正パターンの振幅を１に正規化した補正基本パターンを格納する補正基本パターン格納手段と、
直流出力電力の電力値を算出する電力値算出手段と、
リプル補正処理前の直流出力電力の電力値と正弦波の振幅に相当するリプル量との相互関係を示す相互関係データに基づいて、電力値算出手段で算出された電力値に対応したリプル量から補正ゲインを決定する補正ゲイン決定手段と、
を有し、
補正ゲインを補正基本パターンに乗算することにより補正パターンを算出する構成とすることができる。

この構成によれば、直流出力電力の電力値に対応した正確な補正パターンを算出することができるので、該補正パターンに基づいてより正確な第１補正量を決定することができる。

本発明によれば、リプル量の低減を図るとともに、バッテリーに安定した直流出力電力を供給することができる充電装置を提供することができる。

本発明に係る充電装置のブロック図である。 本発明における制御回路のブロック図である。 本発明における補正パターンを説明するための図である。 本発明における相互関係データの一例を示す図である。 高温時におけるリプル量の増加を説明するための図である。 本発明における歪み補正量を説明するための図であって、（Ａ）は歪み補正量と位相区間との関係を示す図、（Ｂ）は歪み補正量決定テーブルの一例を示す図である。 本発明に係る充電装置の制御方法を説明するための図である。 直流出力電流に含まれる全てのリプル量を説明するための図である。 本発明の変形例における第２補正量決定部の処理を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態について説明する。

［充電装置の構成］
図１は、本発明の一実施形態に係る充電装置１のブロック図である。
同図に示すように、充電装置１は、商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）等の交流電源２Ａから供給された交流電力を整流および平滑して直流入力電力を生成する整流平滑回路３と、直流入力電力をスイッチ手段５ａ〜５ｄでスイッチングしてバッテリー２Ｂに供給すべき直流出力電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路４と、直流出力電力の電力値が予め設定された目標電力値となるようにスイッチ手段５ａ〜５ｄのデューティ比を制御する制御回路８とを備えている。

整流平滑回路３は、ダイオードブリッジ９と、静電容量が数１００μＦ〜数１０００μＦの電解コンデンサ（平滑コンデンサ）１０と、不図示の力率改善部とを有している。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の４つのスイッチ手段５ａ〜５ｄからなるインバータ部５と、インバータ部５に１次側が接続されたトランス６と、トランス６の２次側に接続された出力部７とを有している。出力部７は、ダイオードブリッジ１１と、コイル１２および平滑コンデンサ１３からなるＬＣローパスフィルタと、数ｍΩのシャント抵抗１４とを有している。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４では、インバータ部５で直流入力電力から１次側交流電力が生成され、トランス６で１次側交流電力が昇圧されて２次側交流電力に変換され、出力部７で２次側交流電力から直流出力電力が生成される。

また、本実施形態に係る充電装置１は、交流電源２Ａから供給された交流電力（交流電圧）の極性が反転するタイミングで同期信号を出力する同期検出回路１５と、シャント抵抗１４に流れる直流出力電流を検出する電流検出回路１６と、ＬＣローパスフィルタ経由後の直流出力電圧を検出する電圧検出回路１７と、直流出力電力の目標電力値を設定する目標電力値設定回路１８と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４内の温度（特に、トランス６近傍の温度）を検出する温度センサ１９とを備えている。

同期検出回路１５から出力された同期信号、電流検出回路１６で検出された電流値、電圧検出回路１７で検出された電圧値、目標電力値設定回路１８で設定された目標電力値、および温度センサ１９で検出された温度は、制御回路８に入力される。

［制御回路の構成］
図２は、制御回路８のブロック図である。
同図に示すように、制御回路８は、例えばマイクロコンピュータとその上で実行されるプログラムとからなり、スイッチ手段５ａ〜５ｄのオン／オフ制御量を算出する制御量算出部２１と、第１補正量を決定する第１補正量決定部２２と、記憶部２４に格納された歪み補正量により第１補正量を調整して第２補正量を決定する第２補正量決定部２３とを有し、第２補正量によりオン／オフ制御量を調整してデューティ比を算出するリプル補正処理を行う。なお、第１補正量、歪み補正量および第２補正量の詳細については、後述する。

また、制御回路８は、直流出力電流の目標電流値を算出する目標電流値算出手段２０と、デューティ比を算出するデューティ比算出手段２５と、デューティ比算出手段２５で算出されたデューティ比に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段２６と、電流検出回路１６で検出された電流値、電圧検出回路１７で検出された電圧値等のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換手段２７ａ、２７ｂとを有している。

目標電流値算出手段２０は、目標電力値設定回路１８で設定された目標電力値と、ＡＤ変換手段２７ｂでデジタル化された電圧値とに基づいて、目標電流値を算出する。

制御量算出部２１は、目標電流値算出手段２０で算出された目標電流値とＡＤ変換手段２７ａでデジタル化された電流値との偏差を算出する偏差演算手段２１ａと、算出された偏差を積分する積分演算手段２１ｂと、積分された偏差に予め実験やシミュレーションによって求めた比例定数を乗算する積分ゲイン演算手段２１ｃと、偏差演算手段２１ａで算出された偏差に別の比例定数を乗算する比例ゲイン演算手段２１ｄと、積分ゲイン演算手段２１ｃの演算結果に比例ゲイン演算手段２１ｄの演算結果を加算する第１制御量演算手段２１ｅと、第１制御量演算手段２１ｅの演算結果にＡＤ変換手段２７ａでデジタル化された電流値を加算してオン／オフ制御量を算出する第２制御量演算手段２１ｆとを有している。

オン／オフ制御量は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の出力波形（例えば、直流出力電流波形）に含まれるリプル量（例えば、リプル電流量）を考慮しない場合のスイッチ手段５ａ〜５ｄのデューティ比である。

第１補正量決定部２２は、補正基本パターン格納手段２２ａと、電力値算出手段２２ｂと、補正ゲイン決定手段２２ｃと、第１補正量演算手段２２ｄとを有している。

補正基本パターン格納手段２２ａは、少なくともリプル周期の１周期分の補正基本パターンが予め格納された不揮発性メモリである。補正基本パターン格納手段２２ａには、交流電源２Ａから供給される交流電力の周波数に応じた複数の補正基本パターンが格納されている。
補正基本パターンは、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４から出力されるリプル補正処理前の出力波形を正弦波で近似し（図３（ｂ）参照）、極性を上下反転させた補正パターン（図３（ｃ）参照）を、振幅が１になるように正規化したものである。
補正パターンおよび補正基本パターンのリプル周期は、ダイオードブリッジ回路９により全波整流された電圧波形（図３（ａ）参照）の周期と同じである。

電力値算出手段２２ｂは、電流検出回路１６および電圧検出回路１７で検出された電流値および電圧値に基づいて、バッテリー２Ｂに供給される直流出力電力の現在の電力値を算出する。

補正ゲイン決定手段２２ｃは、リプル補正処理前の直流出力電力の電力値と、図３（ｂ）の正弦波の振幅に相当するリプル量（リプル電流値）との相互関係を一次式で示した相互関係データ（図４参照）に基づいて、充電開始時に、現在の電力値に対するリプル量を予測し、該予測したリプル量に基づいて補正ゲインを決定する。
補正ゲイン決定手段２２ｃには、交流電源２Ａから供給される交流電力の周波数や温度等の条件に応じて異なる複数の相互関係データが予め格納されている。

第１補正量演算手段２２ｄは、同期検出回路１５から同期信号が出力される度に、補正基本パターン格納手段２２ａに格納された補正基本パターンに、補正ゲイン決定手段２２ｃで決定された補正ゲインを乗算することで補正パターン（図３（ｃ）参照）を算出し、該補正パターンに基づいて第１補正量を決定する。決定された第１補正量は、第２補正量決定部２３に出力される。

第２補正量決定部２３は、位相特定手段２３ａと、歪み補正処理手段２３ｂとを有している。

高温時（例えば、８０℃以上）には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４を構成するトランス６の応答性が悪化し、トランス６の２次側交流電流に位相が遅れる方向に歪みが生じる場合がある（図５参照）。この場合、同図に示すように、直流出力電流にも歪みが生じ、リプル量が増加してしまう。
歪み補正量は、この増加したリプル量をキャンセルするためのものであり、正弦波状の補正パターンでキャンセルしきれないリプル量に応じて第１補正量を調整するためのものである。

記憶部２４は、歪み補正量決定テーブルを格納するための不揮発性メモリである。

歪み補正量決定テーブルは、図６（Ｂ）に示すように、温度センサ１９で検出される温度および位相区間（同期信号が出力されてから次の同期信号が出力されるまでの周期を分割したもの）に対応する歪み補正量が示されたものである。
本実施形態では、図６（Ａ）に示すよう、リプル周期１周期分を０〜π／４、π／４〜π／２、π／２〜３π／４、３π／４〜π、π〜５π／４、５π／４〜３π／２、３π／２〜７π／４、および７π／４〜２πの位相区間１〜８に８等分し、それぞれ温度に応じて異なる歪み補正量を持たせている。

位相特定手段２３ａは、同期検出回路１５から出力された同期信号を基準にして、現在の位相を特定する。具体的には、位相特定手段２３ａでは、同期信号を受信する度にリセットされるカウンタが設けられており、同期信号を受信してから現在の時間に至るまでの間に、カウントしたカウント値に基づいて現在の位相が特定される。特定された現在の位相は、歪み補正処理手段２３ｂに出力される。
また、位相特定手段２３ａは、同期信号を受信してから次の同期信号を受信するまでの間に、カウントしたカウント値に基づいて、２次側交流電流の周波数を特定することもできる。

歪み補正処理手段２３ｂは、温度センサ１９で検出された温度と、位相特定手段２３ａにより特定された現在の位相を含む位相区間とに基づいて、記憶部２４に格納されている歪み補正量決定テーブルから歪み補正量を選択する。
また、歪み補正処理手段２３ｂは、選択した歪み補正量を第１補正量に加算して第２補正量を決定し、該第２補正量をデューティ比算出手段２５に出力する。

デューティ比算出手段２５は、歪み補正処理手段２３ｂから出力された第２補正量を、制御量算出部２１から出力されたオン／オフ制御量に加算するリプル補正処理を行ってデューティ比を算出し、該デューティ比をＰＷＭ信号生成手段２６に出力する。

ＰＷＭ信号生成手段２６は、デューティ比算出手段２５から出力されたデューティ比に基づいてＰＷＭ信号を生成し、該ＰＷＭ信号をＤＣ／ＤＣコンバータ回路４のインバータ部５に出力する。

上記のように、本実施形態に係る充電装置１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の出力波形に含まれるリプル量をキャンセルするために正弦波状の補正パターンに基づいて第１補正量を決定し、正弦波状の補正パターンでキャンセルしきれないリプル量をキャンセルするために第１補正量を歪み補正量により調整して第２補正量を決定している。そして、該第２補正量によりオン／オフ制御量を調整してデューティ比を算出するリプル補正処理を行っている。
したがって、本実施形態に係る充電装置１によれば、上記リプル補正処理により確実にリプル量の低減を図ることができ、その結果、バッテリー２Ｂに安定した直流出力電力を供給することができる。

［充電装置の制御方法］
次に、本実施形態に係る充電装置１の制御方法について説明する。
なお、本実施形態に係る制御方法では、トランス６近傍の温度が８０℃であるものとし、制御量算出部２１で算出されたオン／オフ制御量は５０％であるものとする。

充電装置１では、交流電源２Ａから供給された交流電圧（図７（ａ）参照）が、ダイオードブリッジ９により全波整流され（図７（ｂ）参照）、かつ電解コンデンサ１０により平滑されることで、直流入力電圧に変換されてＤＣ／ＤＣコンバータ回路４に出力される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４に出力された直流入力電圧は、インバータ回路５により、交流電圧の周波数よりも高周波（数１０ｋＨｚ）の１次側交流電圧に変換された後に、トランス６で昇圧されて２次側交流電圧として出力部７に出力される。

出力部７に出力された２次側交流電圧は、ダイオードブリッジ１１により再び直流電圧に変換された後、ＬＣローパスフィルタによりインバータ回路５のスイッチ手段５ａ〜５ｄで発生したスイッチングノイズが除去され、直流出力電圧としてバッテリー２Ｂに供給される。

ここで、バッテリー２Ｂに供給されるリプル補正処理前の直流出力電流には、振幅がＫのリプル量（以下、正弦波リプル量）および２次側交流電流の歪みに起因するリプル量（以下、歪みリプル量）が含まれている（図８参照）。

第１補正量決定部２２では、補正ゲイン決定手段２２ｃにより、電力値算出手段２２ｂで算出された現在の電力値と、図４に示す相互関係データとに基づいて正弦波リプル量（リプル電流値）が算出され、補正ゲインＫが決定される。現在の電力値が１．５ｋＷの場合、正弦波リプル量（リプル電流値）は０．９（Ａｐｐ）なので、補正ゲインＫは０．９となる。

補正ゲイン決定手段２２ｃにより補正ゲインＫが決定されると、第１補正量演算手段２２ｄにより、同期信号（図７（ｃ）参照）に同期して、補正基本パターン（図７（ｅ）参照）に補正ゲインＫを乗算した補正パターンが刻々と算出され、該補正パターンから第１補正量（図７（ｆ）参照）が決定される。

第１補正量が決定されると、第２補正量決定部２３では、温度センサ１９で検出された温度および位相特定手段２３ａで特定された現在の位相に基づいて、歪み補正処理手段２３ｂにより、記憶部２４に格納されている歪み補正量決定テーブル（図６（Ｂ）参照）から歪みリプル量をキャンセルするための歪み補正量が選択される。
本実施形態では、温度センサ１９で検出される温度が８０℃であるため、位相特定手段２３ａにより特定された現在の位相が位相区間１、２に含まれている場合には、歪み補正量３％が選択され、現在の位相が位相区間３〜８に含まれている場合には、歪み補正量０％が選択される。

例えば、第１補正量が１０％であり、歪み補正量が３％であるとすると、歪み補正処理手段２３ｂにより、歪み補正量（３％）が第１補正量（１０％）に加算されて第２補正量（１３％）が決定される（図７（ｇ）参照）。決定された第２補正量は、デューティ比算出手段２５に出力される。

デューティ比算出手段２５では、歪み補正処理手段２３ｂから出力された第２補正量（１３％）が制御量算出部２１から出力されたオン／オフ制御量（５０％）に加算されて、デューティ比（６３％）が算出される。

算出されたデューティ比はＰＷＭ信号生成手段２６に出力され、ＰＷＭ信号生成手段２６では、該デューティ比に基づいてＰＷＭ信号が生成される。
これにより、スイッチ手段５ａ〜５ｄのデューティ比が変更され、直流出力電流に含まれる全てのリプル量が低減される（図７（ｈ）参照）。

結局、本実施形態に係る充電装置１によれば、フィードバック制御により算出されるオン／オフ制御量に、正弦波リプル量をキャンセルするための第１補正量と歪みリプル量をキャンセルするための歪み補正量とを加算した第２補正量が加算されてデューティ比が算出されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の出力波形に含まれる全てのリプル量の低減を図ることができ、その結果、バッテリー２Ｂに安定した直流出力電力を供給することができる。

［制御方法の変形例］
次に、本実施形態に係る充電装置１の制御方法の変形例について、図９を参照して説明する。

本変形例における制御方法は、歪み補正処理手段２３ｂで行われる処理が、上記実施形態と異なる。
すなわち、本変形例における制御方法は、歪み補正処理手段２３ｂにより、第１補正量決定部２２で決定された第１補正量が読み込まれ（Ｓ１）、温度センサ１９で検出された温度が読み込まれて（Ｓ２）、該温度が予め設定された閾値以上かどうかが判定される（Ｓ３）。閾値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４の出力波形に歪みが発生し始める温度、例えば８０℃に設定される。

温度センサ１９で検出された温度が閾値（８０℃）以上の場合（Ｓ３でＹＥＳ）、上記実施形態と同様に、温度センサ１９で検出された温度と、位相特定手段２３ａにより特定された現在の位相を含む位相区間とに基づいて、記憶部２４に格納されている歪み補正量決定テーブルから歪み補正量が選択され（Ｓ４）、該歪み補正量が第１補正量に加算されて第２補正量が決定される（Ｓ５）。

一方、温度センサ１９で検出された温度が閾値（８０℃）未満の場合（Ｓ３でＮＯ）、歪み補正量は選択されず、第１補正量が第２補正量となる（Ｓ６）。

本変形例における制御方法によれば、温度センサ１９で検出された温度が予め設定された閾値未満の場合には、歪み補正量決定テーブルを参照したり、歪み補正量を第１補正量に加算したりする処理を省くことができるので、歪み補正処理手段２３ｂの処理回数を減らすことができ、制御回路８にかかる処理負荷の増大を防ぐことができる。

なお、本変形例における制御方法のその他の処理および充電装置の構成については、上記実施形態に係る充電装置１と同様なので、説明を省略する。

以上、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態および変形例について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

例えば、位相区間の数は、任意に変更することができるが、リプル量の低減効果と第２補正量決定部２３にかかる処理負荷の増大防止との両立を図る観点から、８〜１６が好ましい。位相区間の数が８よりも小さい場合、第２補正量決定部２３にかかる処理負荷の増大を防止できるが、リプル量の低減効果は小さくなる。一方、位相区間の数が１６よりも大きい場合、リプル量の低減効果は大きくなるが、第２補正量決定部２３にかかる処理負荷は増大するため好ましくない。

また、上記実施形態では、補正ゲインＫ＝正弦波リプル量とし、該補正ゲインＫを補正基本パターンに乗算して第１補正量を決定しているが、補正ゲインＫ＝正弦波リプル量とすると正弦波リプル量を完全にキャンセルすることができない場合は、電力値算出手段２２ｂで算出された現在の電力値における正弦波リプル量が最小となるような定数Ｋ’（＝正弦波リプル量×比例定数）を補正ゲインとして用いてもよい。
上記比例定数は、例えば、補正ゲインＫ＝正弦波リプル量として算出した第１補正量と、現在の電力値における正弦波リプル量との差に基づいて算出することができる。
定数Ｋ’を補正ゲインとして用いる場合、電力値算出手段２２ｂで予め求めていた電力値と定数Ｋ’との相互関係を一次式で示した相互関係データを補正ゲイン決定手段２２ｃに格納しておき、上記相互関係データから現在の電力値に対応した定数Ｋ’を補正ゲインとして決定することが好ましい。

さらに、上記実施形態では、補正パターンが、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路４から出力されるリプル補正処理前の出力波形を正弦波で近似し、極性を上下反転させたものであるため、デューティ比算出手段２５では、オン／オフ制御量に第２補正量を加算しているが、補正パターンが極性を上下反転させたものでない場合（極性が同じ場合）は、デューティ比算出手段２５では、オン／オフ制御量から第２補正量を減算する必要がある。

なお、本発明は、電気自動車に搭載される車載型の充電装置だけでなく、他の分野の充電装置にも適用することができる。

１ 充電装置
２Ａ 交流電源
２Ｂ バッテリー
３ 整流平滑回路
４ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
５ インバータ部
５ａ〜５ｄ スイッチ手段
６ トランス
７ 出力部
８ 制御回路
９ ダイオードブリッジ
１０ 電解コンデンサ
１１ ダイオードブリッジ
１２ コイル
１３ 平滑コンデンサ
１４ シャント抵抗
１５ 同期検出回路
１６ 電流検出回路
１７ 電圧検出回路
１８ 目標電力値設定回路
１９ 温度センサ
２０ 目標電流値算出手段
２１ 制御量算出部
２２ 第１補正量決定部
２２ａ 補正基本パターン格納手段
２２ｂ 電力値算出手段
２２ｃ 補正ゲイン決定手段
２２ｄ 第１補正量演算手段
２３ 第２補正量決定部
２３ａ 位相特定手段
２３ｂ 歪み補正処理手段
２４ 記憶部
２５ デューティ比算出手段
２６ ＰＷＭ信号生成手段
２７ａ、２７ｂ ＡＤ変換手段

Claims (5)

1. 交流電力を整流および平滑して直流入力電力を生成する整流平滑回路と、前記直流入力電力をスイッチ手段でスイッチングして直流出力電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記交流電力の極性が反転するタイミングで同期信号を出力する同期検出回路と、前記スイッチ手段のデューティ比を制御する制御回路とを備え、前記直流出力電力でバッテリーを充電する充電装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路内の温度を検出する温度センサをさらに備え、
   前記制御回路は、
   フィードバック制御により前記スイッチ手段のオン／オフ制御量を算出する制御量算出部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路から出力されるリプル補正処理前の出力波形を正弦波で近似した補正パターンに基づいて第１補正量を決定する第１補正量決定部と、
   前記同期信号が出力されてから次の同期信号が出力されるまでの周期が複数の位相区間に分割されているものとみなされ、前記位相区間ごとに設定された歪み補正量を格納する記憶部と、
   前記記憶部に格納された前記歪み補正量から、前記同期信号を基準に特定した現在の位相が含まれる位相区間の歪み補正量を選択し、該歪み補正量により前記第１補正量を調整して第２補正量を決定する第２補正量決定部と、
   を有し、
   リプル補正処理として、前記第２補正量により前記オン／オフ制御量を調整して前記デューティ比を算出し、
   前記記憶部には、前記位相区間および前記温度に対応する前記歪み補正量が示された歪み補正量決定テーブルが格納されており、
   前記第２補正量決定部は、前記歪み補正量決定テーブルを参照して前記歪み補正量を選択することを特徴とする充電装置。
2. 前記第２補正量決定部は、前記温度センサにより検出された温度が予め設定された閾値よりも低い場合、前記歪み補正量により調整することなく、前記第１補正量を前記第２補正量とすることを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、
   前記スイッチ手段で構成され、前記直流入力電力から１次側交流電力を生成するインバータ部と、
   前記１次側交流電力を２次側交流電力に変換するトランスと、
   前記２次側交流電力を整流および平滑して前記直流出力電力を生成する出力部と、
   を有し、
   前記複数の位相区間に、少なくとも、前記トランスの２次側交流電流において発生する歪みが顕著に現れる位相区間と、前記歪みが顕著に現れない位相区間とが含まれることを特徴とする請求項１または２に記載の充電装置。
4. 前記周期は、８〜１６個に等分割された複数の位相区間からなることを特徴とする請求項３に記載の充電装置。
5. 前記第１補正量決定部は、
   前記補正パターンの振幅を１に正規化した補正基本パターンを格納する補正基本パターン格納手段と、
   前記直流出力電力の電力値を算出する電力値算出手段と、
   前記リプル補正処理前の前記直流出力電力の電力値と前記正弦波の振幅に相当するリプル量との相互関係を示す相互関係データに基づいて、前記電力値算出手段で算出された電力値に対応したリプル量から補正ゲインを決定する補正ゲイン決定手段と、
   を有し、
   前記補正ゲインを前記補正基本パターンに乗算することにより前記補正パターンを算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の充電装置。

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