JP5774229B2 - 無線機、無線機のアンテナ選択方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＧＭＳＫ、ＧＦＳＫ変調におけるＳＩＮＲ値に基づく無線機の送受信アンテナ選択ダイバーシチ技術に関する。

通信方式の１つとして瞬時周波数を変調ベースバンドに比例させて通信を行う周波数変調では、変調信号にガウシアンフィルタを施すことで帯域制限を行うＧＦＳＫ(Ｇａｕｓｓｉａｎ-ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ)や、瞬時周波数の偏移が直交する最小の瞬時周波数を用いたＧＭＳＫ(Ｇａｕｓｓｉａｎ−ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ)が通信方式として知られている。これらは一般的にＦＳＫ変調とも呼ばれている。

また、無線通信では、受信時にマルチパスによって受信電力が大きく低下するフェージングが発生する。フェージングにより受信電力が低下すると、受信信号の復調性能が劣化する問題が発生する。この問題を解決する技術の１つとして、アンテナによる受信される信号の伝搬路が異なることを利用した、複数のアンテナを用いたダイバーシチ技術がある。ダイバーシチ技術には様々な方式が存在するが、その１つに、複数のアンテナから１つを選択するアンテナ選択ダイバーシチ技術がある。アンテナ選択ダイバーシチ技術とは送信または受信時に伝搬路特性がよいアンテナを選択して送信または受信することで、通信品質を向上させる技術である。

特許文献１ではＦＳＫ復調器において、プリアンブル信号の検出結果に基づいて受信信号のＲＳＳＩ値（受信信号強度）がより大きい方のアンテナを選択するダイバーシチ技術が開示されている。

特開平０９−０６４９２４

しかしながら、特許文献１で開示されている、アンテナ選択ダイバーシチ技術では、ＲＳＳＩ値によりアンテナ選択を行っているが、干渉波が存在する場合には、受信電力が大きくとも干渉波が混入しており、必ずしもＲＳＳＩ値が大きいアンテナを選択した場合に通信品質が向上するとは限らない。

本発明は上記のような問題を解決するためになされたもので、データフレームのプリアンブルを利用したＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を基準としたアンテナ選択ダイバーシチを用いることで、選択アンテナ精度を向上し、通信品質を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決し目的を達成するために、無線機は、アンテナが受信する受信プリアンブル情報と受信プリアンブル情報に対応し予め保持した対応プリアンブル情報に基づいてＳＩＮＲを算出する無線機において、受信プリアンブル情報に対してシンボル毎に位相信号を算出する積分部、位相信号に基づいて電力値を算出する電力値計算部、位相信号と対応プリアンブル情報の相関値から希望信号電力を算出する相関演算部、電力値と希望信号電力からＳＩＮＲ値を算出するＳＩＮＲ演算部、を備えるものである。

更に、アンテナ選択部を有し、アンテナ選択部は、第１のアンテナが受信した受信プリアンブル情報により算出された第１のＳＩＮＲ値、第２のアンテナが受信した受信プリアンブル情報により算出された第２のＳＩＮＲ値、に基づいてアンテナを選択する。

更にアンテナ切替部を有し、アンテナ切替部は、アンテナ選択部の選択したアンテナに無線信号を送信させる。

更にアンテナ切替部を有し、アンテナ切替部は、アンテナ選択部の選択したアンテナに無線信号を受信させる。

更に位相検出部、ビットタイミングずれ検出部を有し、位相検出部は、相関演算部が算出した希望信号電力に基づいて位相を算出し、ビットタイミングずれ検出部は、前記位相検出部で検出された位相に基づいてビットタイミングずれを検出する。

更に受信電力検出部を有し、選択したアンテナに対応したＳＩＮＲ値が、予め決められた閾値より小さい場合、受信電力検出部は、第１のアンテナが受信プリアンブルを受信した際の第１の受信電力、第２のアンテナが受信プリアンブルを受信した際の第２の受信電力を算出し、受信制御部は、第１の受信電力、第２の受信電力に基づいてアンテナを選択する。

本発明にかかる無線機、無線機のアンテナ選択方法は、位相信号に基づいて電力値を算出する電力値計算部、位相信号と対応プリアンブル情報の相関値から希望信号電力を算出する相関演算部によりプリアンブルを使用して希望波と、干渉波及び雑音と、の分離が可能となり、ＳＩＮＲ推定値に基づく受信アンテナ選択ダイバーシチによる干渉低減が可能となる。

実施の形態１における無線機の全体図である。 実施の形態１におけるプリアンブル処理部を示す図である。 実施の形態１におけるＳＩＮＲ推定部を示す図である。 実施の形態１におけるフレームの構成を示す図である。 実施の形態１における無線機の送信時のフローチャートである。 実施の形態１における無線機の受信時のフローチャートである。 実施の形態１におけるＳＩＮＲ推定部のフローチャートである。 実施の形態２におけるＳＩＮＲ推定部を示す図である。 実施の形態２における無線機の受信時のフローチャートである。 実施の形態２におけるＳＩＮＲ推定部のフローチャートである。 実施の形態３における無線機の送信時のフローチャートである。 実施の形態４における無線機の全体図である。 実施の形態４における無線機の受信時のフローチャートである。 実施の形態４におけるＳＩＮＲ推定部のフローチャートである。

以下、本発明にかかる無線機および無線機のアンテナ選択方法の実施の形態を図面をもって詳細に説明する。なお、この実施の形態の説明によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１にかかる無線機を示す図である。図１において、１００はアンテナ切替部、２００はＲＦ部、３００はバンドパスフィルタ部、４００は変調部、５００はフレーム生成部、６００は送信制御部、７００は復調部、８００はプリアンブル処理部、９００は受信制御部、１１０はフレーム検出部、１２０は第１のアンテナであるアンテナ＃１、１３０は第２のアンテナであるアンテナ＃２である。ここでは１つの無線機は無線信号の送信機能と受信機能とを有するとして説明する。また、ここでは無線機がアンテナを２つ有するとして説明するがこれに限られるものではなく、アンテナを３つ以上有する場合もある。

図２は本実施の形態にかかるプリアンブル処理部８００の詳細を示す図である。８１０はビットタイミング検出部、８２０はＳＩＮＲ推定部である。

図３は本実施の形態にかかるＳＩＮＲ推定部８２０の詳細を示す図である。８２１は周波数弁別検波部、８２２は積分部、８２３は電力値計算部である２乗計算部、８２４は相関演算部、８２５は複素正弦波生成部、８２６はＳＩＮＲ演算部、８２７アンテナ選択部である。

図４は無線機が受信するデータのフレーム構成を示す。フレーム構成のうち１０１はプリアンブル、１０２はユニークワード、１０３はＰＨＹペイロードである。プリアンブル１０１は「０」と「１」のビットからなり「０」が連続し、その後にこの「０」が連続したと同じ回数だけ「１」が連続するものである。「０」「１」が連続しない場合は「０」と「１」とが交互する。例えば「０」「１」が１つ交互に配列する「０１０１０１０１０１・・・」、「０」が２つ連続し「１」が２つ連続して交互に配列する「００１１００１１００１１・・・」、「０」が３つ連続し「１」が３つ連続して交互に配列する「０００１１１０００１１１・・・」等のパターンがある。なお、ここでは「０」と「１」の順番が逆であっても良い。このプリアンブルの情報は、データを送信する送信機、そのデータを受信する受信機が予め共有する。なお、フレーム構成は必ずしも図４に限定されるものではなく、少なくともプリアンブル１０１が存在するフレーム構成であればよい。

次に、実施の形態１における無線機の動作について「送信時」「受信時」に分けて説明する。

図５は無線機の「送信時」の動作のフローチャートである。ステップ１０では、送信制御部６００が上位（例えばＭＡＣ部、図示せず）から送信要求を受けた場合、この送信要求に基づいて、アンテナ切替部１００、変調部４００及びフレーム生成部５００に対して後述する指示をだす。

次にステップ１１では、フレーム生成部５００は、送信制御部６００からの指示に基づいて、送出するＰＨＹペイロード１０３に対して、ユニークワード１０２、プリアンブル１０１を付加し、変調部４００にこのフレーム信号を出力する。

次にステップ１２では、変調部４００は、フレーム生成部５００から入力されたフレームの信号に対して送信制御部６００の指示に基づいてＧＦＳＫまたはＧＭＳＫの変調を行い、変調した信号をバンドパスフィルタ部３００に出力する。

次にステップ１３では、バンドパスフィルタ３００は、変調部４００から入力された変調された信号に対して帯域制限を行い帯域制限した信号をＲＦ部に出力する。

次にステップ１４では、ＲＦ部２００は、バンドパスフィルタ３００から入力された帯域制限された信号に対してＤ／Ａ変換やアップコンバードを実施して無線信号を生成しアンテナ切替部１００に出力する。

次にステップ１５では、アンテナ切替部１００は、送信制御部６００からの指示に基づいて指定されたアンテナ（アンテナ♯１又はアンテナ♯２のうち指定されたアンテナ）に対して無線信号を出力し、指定されたアンテナ♯１又はアンテナ♯２は入力された無線信号を相手の受信機に送信する。なお、送信動作は、ここで説明した方法に限定されない。

図６は無線機の「受信時」の動作のフローチャートである。図６のステップ２２及びステップ２４におけるプリアンブル処理とはビットタイミング処理、ＳＩＮＲ推定処理であり、その詳細は後述する。

ステップ２１では、受信制御部９００はアンテナ＃１又はアンテナ♯２を選択して、アンテナ切替部１００に対して選択したアンテナに切替えるように指示する。ここではまずアンテナ♯１を選択するとして説明する。アンテナ切替部１００により切替えられたアンテナ♯１は検波した電波をＲＦ部２００に出力する。ＲＦ部２００は入力された信号に対してＡ/Ｄ変換及びダウンコンバートを行いバンドパスフィルタ部３００に出力する。バンドパスフィルタ部３００は入力された信号に対して帯域制限を行い、帯域制限を行った信号を復調部７００及びプリアンブル処理部８００に出力する。

次にステップ２２では、プリアンブル処理部８００は、一定期間であるＴ１だけ入力されたプリアンブル１０１の信号に対してプリアンブル処理を行う。プリアンブル処理をして算出されたＳＩＮＲ♯１値を受信制御部９００に出力する。プリアンブル処理については後述する。

次にステップ２３では、受信制御部９００は、アンテナ切替部１００に対してＴ１経過後にアンテナ♯１からアンテナ＃２に切替をするように指示する。切替されたアンテナ♯２は検波した電波をＲＦ部２００に出力し、ＲＦ部２００はＡ/Ｄ変換及びダウンコンバートを行いバンドパスフィルタ部３００に出力する。バンドパスフィルタ部３００は入力された信号に対して帯域制限を行い、帯域制限を行った信号を復調部７００及びプリアンブル処理部８００に出力する。

次にステップ２４では、プリアンブル処理部８００は、一定期間であるＴ２だけ入力されたプリアンブル１０１の信号に対してプリアンブル処理を行う。プリアンブル処理をして算出されたＳＩＮＲ♯２値を受信制御部９００に出力する。プリアンブル処理については後述する。

次にステップ２５では、受信制御部９００は、アンテナ♯１での検波に基づくプリアンブル１０１に対してプリアンブル処理を行った際に推定したＳＩＮＲ値であるＳＩＮＲ♯１、アンテナ♯２での検波に基づくプリアンブル１０１に対してプリアンブル処理を行った際に推定したＳＩＮＲ値であるＳＩＮＲ♯２を比較する。

ＳＩＮＲ＃１が大きい場合は、ステップ２７で、受信制御部９００がアンテナ切替部１００に対してアンテナ＃１を選択させ、ＳＩＮＲ＃２が大きい場合は、ステップ２６で、受信制御部９００がアンテナ切替部１００に対してアンテナ＃２を選択させる。ＳＩＮＲ値の算出については後述する。

次にステップ２８では、復調部７００は、ステップ２６又はステップ２７で選択されたアンテナを使用して検波して得た信号に対して復調を開始する。これにより、最適なアンテナを利用して得た無線信号に対して復調をすることができる。

次にステップ２９では、フレーム検出部１１０は、復調部７００の復調結果よりフレームのユニークワード１０２部分を検出して、ユニークワード１０２に続くＰＨＹペイロード１０３の開始位置を検出する。

次にステップ３０では、フレーム検出部１１０でのフレーム開始位置の検出に基づいて復調部７００は復調したＰＨＹペイロード１０３を上位（例えばＭＡＣ）へ出力する。

次に、図６におけるプリアンブル処理（ステップ２１及びステップ２４）の詳細について説明する。図２に示すとおりプリアンブル処理は、プリアンブル処理部８００のビットタイミング検出部８１０はビットタイミング処理を行い、ＳＩＮＲ推定部８２０はＳＩＮＲ推定を行う。

ビットタイミング処理はビットタイミング検出部８１０で行われるが、ビットタイミング処理としては、一般的な方法として例えばゼロクロスタイミング検出があるが、本願発明はこれに限定されるものではない。

図７を用いてＳＩＮＲ推定部８２０の動作について説明する。プリアンブル処理が開始されると、ステップ３２では、周波数弁別検波部８２１は周波数弁別処理を行い、ＧＦＳＫ又はＧＭＳＫ変調された信号の周波数成分を振幅に変換し、変換した信号を積分部８２２に出力する。

次にステップ３３では、積分部８２２は、周波数弁別検波部８２１から入力された周波数弁別処理された信号に対してサンプル毎に積分処理を行う。

次にステップ３４では、積分部８２２は、１シンボル経過するまでステップ３２、ステップ３３を繰り返すことにより積分処理を行い、その積分結果であるシンボル毎の位相信号を２乗計算部８２３及び相関演算部８２４に出力する。

次にステップ３５では、２乗計算部８２３は、積分処理で１シンボル分積分された値（n番目のシンボル時の値をph[n]）に対して２乗計算を行い、前回の全電力値p[n-1]に積分し、全電力値p[n]として算出する。具体的には、以下の式で算出する。

次にステップ３６では、相関演算部８２４は、積分処理で１シンボル分積分されたｐｈ[n]と複素正弦波生成部８２５で生成された複素正弦波との複素相関をとり前回の相関値に対して複素成分で積分し、希望信号Ｓ[n]とする。

ここで、複素正弦波生成部で生成される複素正弦波はn番目のシンボルに対して、

となる複素正弦波を用いる。Ｎｓは１シンボルのサンプル数である。また、Ｎｂは無線信号を送信する送信機と無線信号を受信する受信機の間で予め決められたプリアンブルに基づく値であり、「０１」が繰り返される場合２であり、「００１１」が繰り返される場合４であり、「０００１１１」が繰り返される場合６となる。

また、Ｓ[n]は以下のように計算される。なお、Ph[n]はスカラーであり、Ｓ[n]はベクトル値である。また、＊は複素乗算である。

プリアンブル処理時間（Ｔ１又はＴ２）が経過するまではステップ３２〜ステップ３６を繰り返し、プリアンブル処理時間経過した場合は、ｓ[n]を希望信号としてＳＩＮＲ演算部８２６に出力する。

次にステップ３８では、プリアンブル処理時間（Ｔ１又はＴ２）経過後、ＳＩＮＲ演算部８２６は、ＳＩＮＲ推定値を算出する。ＳＩＮＲ推定値の算出方法は、全電力をＰ、希望波信号電力をＳとし、プリアンブルシンボル数をＮsymbとし、以下の様に計算する。

干渉波及び雑音電力をＮとすると、

として、雑音電力Ｎを計算する。上記の、ＳとＮを用いてＳＩＮＲ推定値を

と計算する。ここで、ｌｏｇをとらずにＳ/ＮをＳＩＮＲ推定値としてもよい。ステップ２２では式（６）をアンテナ♯１が検波した信号に対してＳＩＮＲ＃１として記録し、ステップ２４ではアンテナ♯２が検波した信号に対してＳＩＮＲ＃２として記録する。

そして、アンテナ選択部８２７は、ＳＩＮＲ＃１とＳＩＮＲ＃２とを比較して、その値が大きい方のアンテナを選択し、その後の電波の検波では選択したアンテナを利用する。

以上に示したように、本発明の実施の形態１にかかる無線機によれば、位相信号に基づいて電力値を算出する電力値計算部、位相信号と対応プリアンブル情報の相関値から希望信号電力によりプリアンブルを使用して希望波と、干渉波及び雑音と、の分離が可能となり、擬似的なＳＩＮＲ推定値に基づく受信アンテナ選択ダイバーシチによる干渉低減が可能となる。

なお、ここでは、無線機がＲＦ部２００、バンドパスフィルタ３００、復調部７００、プリアンブル処理部８００、フレーム検出部１１０等を１つ有するとして説明したが、これに限られるものではない。例えば、これらを２つ有することにより、アンテナ♯１、アンテナ♯２が同時に電波を検波して、検波した同じプリアンブル１０１に対して独立してプリアンブル処理等をすることにより、ＳＩＮＲ＃１、ＳＩＮＲ＃２の推定精度を向上させることができ、受信品質の向上が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１ではプリアンブル処理部はビットタイミング検出部８１０とＳＩＮＲ推定部８２０とに分けて説明したが、本実施の形態では相関演算部８２４の結果を流用してビットタイミング検出を行うためにビットタイミング検出部８１０が不要となる。つまり相関演算部８２４の結果を流用してビットタイミング検出を行うことで、ビットタイミング検出部が不要となり無線機の回路規模削減効果がある。なお、ここでは、実施の形態１と異なる事項だけ説明し共通する部分については説明を省略する。

実施の形態１と異なるＳＩＮＲ推定部８２０の構成を図８で説明する。図８に示すとおりＳＩＮＲ推定部８２０は、更に位相検出器８２８及びビットタイミングずれ検出部８２９を備える。

次に、実施の形態２における無線機の動作について説明する。「送信時」は実施の形態１と同じであるために「受信時」についてのみ説明する。

受信時のフローチャートを図９に示す。ステップ４１の動作以外は実施の形態１と同じである。ステップ４１では、ステップ２２で算出するビットタイミングずれ値Ｎｂｉｔ＃１（後述）とステップ２４で算出するビットタイミングずれ値Ｎｂｉｔ＃２（後述）から、この選択されたアンテナで算出したビットタイミングずれ値を使ってビットタイミング補正を行う。

実施の形態２にかかる図９のステップ２２、ステップ２４の処理の動作フローを図１０で詳細に示す。ステップ３９以外は実施の形態１と同じであるため説明を省略する。ステップ３９では、位相検出部８２８は、相関演算部８２４で式（３）により算出したベクトルＳ[Ｎsymb]に対して、次式（７）を利用して位相ｐｈｂｉｔを算出する。

続いて、ビットタイミングずれ検出部８２９で、位相ｐｈｂｉｔからビットタイミングずれＮｂｉｔに換算する。式（２）で使用する正弦波は周期がＮｓ+Ｎｂの正弦波であるため、以下の様にビットタイミングずれを算出する。

ステップ２２では式（８）の結果をＮｂｉｔ＃１として、ステップ２４ではＮｂｉｔ＃２として記憶する。

以上に示したように、実施の形態２では、相関演算部は希望信号電力に基づいて位相を算出し、ビットタイミングずれ検出部は位相検出部で検出された位相に基づいてビットタイミングずれを検出するため、ビットタイミング処理回路が不要となり、演算規模、回路規模の削減が可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２では、送信側で固定したアンテナを用いて送信を行い、受信の際に選択したアンテナを利用していることとして説明したが、本実施の形態では、受信側でおこなったＳＩＮＲ推定に基づいて選択したアンテナを送信時にも用いることで、送信及び受信で通信品質の向上が可能となる。本実施の形態における構成図は実施の形態１と同じである。

次に、本実施の形態３における無線機の動作は「受信時」は実施の形態１又は実施の形態２と同じなので「送信時」についてのみ説明する。

無線機の「送信時」の動作フローを図１１に示す。ステップ１４ｂ以外は実施の形態１又は実施の形態２と同じであるため説明を省略する。ステップ１４ｂでは、受信側で選択されたアンテナを選択し、データを送信する際には選択されたアンテナを利用して無線信号を送出する。

実施の形態３によれば、受信の際に選択したアンテナを送信で使用することで、受信のみならず送信でも通信品質の向上が可能となる。なお、ここでは送信時及び受信時において選択したアンテナを利用するとして説明したが、これに限られるものではなく、送信時のみ選択したアンテナを利用することも可能である。

実施の形態４．
実施の形態４では、受信アンテナの切替をＳＩＮＲ推定と受信電力の両方を基準として行うものである。ＳＩＮＲ推定のみを基準にアンテナを選択する際、両アンテナのＳＩＮＲ値の絶対値が小さい場合、必ずしも適切なアンテナ選択が出来ない場合があり、受信電力が大きい方のアンテナを使用した方がよい場合がある。そこで、選択したアンテナのＳＩＮＲ推定値があるしきい値以下の場合は受信電力の大きい方のアンテナを用いて受信する。そうすることで、受信アンテナ精度をさらに向上させることが可能となる。

実施の形態４にかかる構成図を図１２に示す。受信電力検出部１４０以外は実施の形態１乃至実施の形態３と同じである。

次に、実施の形態４における無線機の動作について説明する。「送信時」は実施の形態１乃至実施の形態３と同じなので「受信時」についてのみ説明する。無線機の受信時の動作フローを図１３に示す。ステップ２１乃至ステップ２５、ステップ２８乃至３０は実施の形態１乃至実施の形態３と同じである。

また、プリアンブル処理部８００の動作も実施の形態１乃至実施の形態３と同じである。ステップ７１ではステップ２２のプリアンブル処理の区間、受信電力計算部１４０はアンテナ＃１を用いて１シンボル当りの平均受信電力ＰＯＷ＃１を計算する。

ステップ７２ではステップ２４のプリアンブル処理の区間、受信電力計算部１４０はアンテナ＃２を用いて受信電力計算部１４０で１シンボル当りの平均受信電力ＰＯＷ＃２を計算する。

ステップ７３、ステップ７４では、ステップ２５において受信制御部９００は、プリアンブル処理部８００で算出したＳＩＮＲ推定値＃１、ＳＩＮＲ推定値＃２の大きい方を選択し、ＳＩＮＲ_ＭＡＸとする。

ステップ７５では受信制御部９００で予め設定されている閾値ＳＩＮＲ_ＴＨとＳＩＮＲ_ＭＡＸを比較する。

ステップ７６では、ＳＩＮＲ_ＭＡＸの値がＳＩＮＲ_ＴＨよりも小さい場合は、ＰＯＷ＃１とＰＯＷ＃２を比較する。一方、ステップ７７では、ＳＩＮＲ_ＭＡＸの値がＳＩＮＲ_ＴＨよりも大きい場合はＳＩＮＲ_ＭＡＸのアンテナを選択する。

ステップ７７ではＰＯＷ＃２が大きい場合はアンテナ＃２を選択する。ステップ７８では、ＰＯＷ＃１が大きい場合はアンテナ＃１を選択する。アンテナ選択後の動作は実施の形態１乃至実施の形態３と同じである。なお、受信電力ＰＯＷ＃１、ＰＯＷ＃２の計算は、受信電力計算部１４０でなく、バンドパスフィルタ部３００の出力結果から求めてもよい。

以上に示したように、実施の形態４では、ＳＩＮＲ推定値に基づいて選択したアンテナのＳＩＮＲ値が予め決められたしきい値よりも小さい場合は、受信電力値に基づいてアンテナ選択することで、アンテナ選択精度を向上することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる無線機、無線機によるアンテナ選択方法は、通信品質を向上させるのに適している。

１００：アンテナ切替部、２００：ＲＦ部、３００：バンドパスフィルタ部、４００：変調部、５００：フレーム生成部、６００：送信制御部、７００：復調部、８００：プリアンブル処理部、９００：受信制御部、１１０：フレーム検出部、１２０：アンテナ＃１、１３０：アンテナ＃２、８１０：ビットタイミング検出部、８２０：ＳＩＮＲ推定部、８２１：周波数弁別検波部、８２２：積分部、８２３：２乗計算部、８２４：相関演算部、
８２５：複素正弦波生成部、８２６：ＳＩＮＲ演算部、８２７：アンテナ選択部、１０１：プリアンブル、１０２：ユニークワード、１０３：ＰＨＹペイロード、１４０：受信電力計算部

Claims (7)

1. アンテナが受信した受信プリアンブル情報と該受信プリアンブル情報に対応し予め保持した 対応プリアンブル情報に基づいてＳＩＮＲを算出する無線機において、
   前記受信プリアンブル情報に対してシンボル毎に位相信号を算出する積分部、
   該位相信号に基づいて電力値を算出する電力値計算部、
   前記位相信号と前記対応プリアンブル情報の相関値から希望信号電力を算出する相関演算部、
   前記電力値と前記希望信号電力からＳＩＮＲ値を算出するＳＩＮＲ演算部、
   を備えたことを特徴とする無線機。
2. 更に、アンテナ選択部を有し、
   該アンテナ選択部は、第１のアンテナが受信した受信プリアンブル情報により算出された第１のＳＩＮＲ値、第２のアンテナが受信した受信プリアンブル情報により算出された第２のＳＩＮＲ値、に基づいてアンテナを選択すること
   を特徴とする請求項１に記載の無線機。
3. 更にアンテナ切替部を有し、
   該アンテナ切替部は、前記アンテナ選択部の選択したアンテナに無線信号を受信させること
   を特徴とする請求項２に記載の無線機。
4. 更にアンテナ切替部を有し、
   該アンテナ切替部は、前記アンテナ選択部の選択したアンテナに無線信号を送信させること
   を特徴とする請求項２に記載の無線機。
5. 更に位相検出部、ビットタイミングずれ検出部を有し、
   該位相検出部は、前記相関演算部が算出した希望信号電力に基づいて位相を算出し、
   前記ビットタイミングずれ検出部は、前記位相検出部で検出された位相に基づいてビットタイミングずれを検出すること
   を特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の無線機。
6. 更に受信電力検出部を有し、
   前記選択したアンテナに対応したＳＩＮＲ値が、予め決められた閾値より小さい場合、
   前記受信電力検出部は、第１のアンテナが受信プリアンブルを受信した際の第１の受信電力、第２のアンテナが受信プリアンブルを受信した際の第２の受信電力を算出し、
   前記アンテナ選択部は、前記第１の受信電力、前記第２の受信電力に基づいてアンテナを選択すること
   を特徴とする請求項２に記載の無線機。
7. アンテナが受信する受信プリアンブル情報と該受信プリアンブル情報に対応し予め保持した対応プリアンブル情報に基づいてＳＩＮＲを算出する無線機のアンテナ選択方法において、
   前記受信プリアンブル情報に対してシンボル毎に位相信号を算出する積分ステップ、
   該位相信号に基づいて電力値を算出する電力値計算ステップ、
   前記位相信号と前記対応プリアンブル情報の相関値から希望信号電力を算出する相関演算ステップ、
   前記電力値と前記希望信号電力からＳＩＮＲ値を算出するＳＩＮＲ演算ステップ、
   を備えたこと
   を特徴とする無線機のアンテナ選択方法。

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