JP5749398B2 - 負変調を用いた非接触通信方法 - Google Patents
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Description
具体的には、トランスポンダが、副搬送波周波数で搬送波を変調する信号を生成する無線通信方法に関する。この変調により、リーダにより検出される、少なくとも一つの高側波帯及び/又は低側波帯が生成される。
本発明に関連する回路及び装置は、例えば(サンディスク社の)SDタイプのようなメモリカード等の移動電子体に含まれるものであってもよい。携帯電話は、工場出荷時には非接触インターフェースを含まないため、このようなカードは現在、特にISO/IEC 14443又は15693に準拠した非接触型の通信を行う携帯電話カードインターフェースに用いられている。
ISO/IEC 14443又は同等の規格に準じた無線通信に関連する特定の発明の分野において、変調は次のように機能する。前述の変調信号の周期において、原則としてある半周期の間には、搬送波の振幅は変調信号によりほぼ減衰されない一方、もう一方の相補する半周期の間には、搬送波の振幅は原則として変調信号によりほぼもしくは場合によっては完全に減衰される。
まさにこの通信の原理の事実、具体的には電磁界がリーダにより放出されるという事実により、変調率は0から100%の間で生じる。
PICC無線トランスポンダのPCDリーダに応答する能力を表す方法は、上述のようにして変調された電磁界の、PCDによるスペクトル解析に基づく。
このタイプの超小型製品においては、(オブジェクトにおいて)その場で供給される資源を用いて活性化される変調を利用することにより、時として超小型の形状であっても通信可能な通信距離を確立することができる。
この変調により、少なくとも一つ又は原則として二つの側波帯が、それぞれFc−Fs及びFc+Fsの位置に出現する。側波帯の振幅は、原則として搬送周波数の最大振幅の半分に限定される。
原則として本発明は、予期に反して、非接触オブジェクトにより生成された変調の振幅を増幅させることにより通信の向上を成し遂げる。言い換えれば、本発明は、無線トランスポンダのローカル搬送波を変調し、搬送波の振幅に対して側波帯の振幅を増幅させる方法を提示する。実際には、先行技術ではこの振幅は、PICCのアンテナによってとらえられたリーダの搬送周波数の振幅の50%に限定されていた。
−移動体による、リーダの呼びかけ周波数に同期した搬送波の生成または抽出のステップを使用し、また負変調は、少なくとも変調の半周期の一部で用いられる。
−トランスポンダは副搬送波周波数でタイミングされた変調信号を生成し、当該変調は少なくとも一つの側波帯を生成する。
−変調信号の第一半周期の第一の部分において、ゼロに近い変調率の振幅変調。
−変調信号の第一半周期とは逆の第二半周期の第二の部分において、負変調、又は100%より大きく200%以下の変調率である同等の振幅を持った振幅変調。
−負変調率は実質的に200%に等しく、位相偏移は実質的に180°に等しい。
本発明はまた、長い通信距離を維持しながらPICC移動体のアンテナの大きさを大幅に縮小することも可能とする。
本発明は、これに限定されないが、特に非接触タイプのマイクロSDカードに適する。本発明により、リーダとPICCタイプのオブジェクト(SDカード)との間で良好な結合を行うことが可能となる。さらに、最小限の変更を行って実行することも容易である。本発明は具体的に、通常のデュアルインターフェースチップのいずれにも適用される。
本発明の一つの特徴によると、変調において100%より大きい変調率を少なくとも部分的に用い、負変調を生じさせる。
この図には、搬送周波数Fcが内部に位置する変調包絡線Fsを定める、上部及び下部の曲線が示されている。下部及び上部の曲線は半周期の後半に相当する部分で交差し、その結果として側波帯は、図4に示されるように、先行技術で通常得られる値A^0/2よりも大きな値a^/2に増幅される。
より具体的に、図5及び6は、ISO/IEC 14443,ISO/IEC 18092又はISO/IEC 21481に記載の、略称NFC(「Near field communication」(近距離無線通信))としても知られる、タイプA及び/又はタイプBの近距離非接触通信に適用される、負変調(または100%よりも大きい変調)の原理を示している。
上述の規格に適用する場合には、変調信号は、ハイもしくはローレベルを決定するバイナリ形式の交流信号からなる4つの周期と、その後の、同じく4つの周期に相当する、半周期の無い期間とからなる。
前述の変調信号の第一半周期(P1)とは逆の第二半周期Fs/2の第二の部分(P2)では、負変調又は同等の振幅変調が、100%より大きく200%以下の変調率で行われる。
その他の特徴によると、0から180°の間の位相偏移値により、100%から200%の間の全ての負変調値、例えば90%、120%、150%、180%又は200%に等しい値、は通信性能目的に応じて有利に使用することができる。
そのほかの例において、負変調は、搬送周波数において0°より大きく実質的に例えば90°、135°又は180°以下の位相偏移を生成することができ、これは搬送波の位相に対して1/4又は3/4又は逆位相(1/2)の位相偏移に相当する。
この構成においては、トランスポンダにより送信された搬送周波数Fcの検出された振幅は、完全又はほぼ完全に消滅するまでの間、まさに最小の状態である(図9参照)。
次に、論理ロー状態を示す変調信号が存在する場合には、PICCは、RF界の周波数と実質的に同一の周波数で同相に信号を加える(MOD A部分)。
図7の上部に描かれた先行技術において、従来の変調は、移動体の副搬送波の周期(Fs)の第二の半周期(Fs/2)であるこの同一の期間に、搬送波の無い状態を生成する。
この実施例の一つの特徴によると、活性化される無線通信方法は、移動体による搬送周波数の生成または抽出のステップを含む。抽出された搬送周波数は、リーダの呼びかけ周波数に同期している。
抽出したこれらの全ての信号は、処理されるのに必要なレベル及びパワーを保全素子(SE)へ供給するために、調整、具体的には増幅されてもよい。保全部品は例えば、図19に示される様に、無線チップカードに含まれる様なデュアルインターフェースを備えた従来の非接触SEチップであってもよい。
この変調信号126は、図15に示されるような本発明の方法に従った負変調を行うことを目的として、ローカル搬送周波数Fcの振幅及び位相を変化させるために、ステージ117の変調器で使用される。
この変調の一つの実施形態では、変調信号は、チップSEの端子La及びLbにおいて負荷変調により生成された波形から再処理される。ハイ状態の変調信号が出現している状態(MOD B)と、変調信号の変化の無い状態(IDLE)とは同一の論理ハイレベルにより符号化されるため、本発明は好ましくは、これらを識別することを規定する。
−論理ロー状態の信号が存在する場合には、電子装置は、RF界の周波数と実質的に同一の周波数で同相に信号を加える。
−論理ロー状態から論理ハイ状態へ変化した場合には、本方法では、8つの搬送波周期の間、RF界の周波数と実質的に同一の周波数で、180°(p)偏移した位相に信号を加える。
−8つの搬送波周期の終了時点において、本方法は変調信号の次のロー状態までの間、ロー状態の信号を加えることを規定する。
バイナリカウンタCTR(138)は、クロック信号CLKにおいて、論理ゲート134または「AND」関数からの出力を受信する。この「AND」ゲート134は、搬送周波数の信号と、「Q3」カウンタから送信され、インバータゲート133により逆変換された計数結果とを受信する。
「N」回路からの出力は、「AND」論理ゲート38によって生成され、この「AND」論理ゲートは、まずマルチプレクサ(136)からの出力を受信し、そして前述のNANDゲート(135)からの出力を受信する。カウンタは、上述したように搬送波の周期をカウントする。
チップがロー信号(0)を送信する場合は、この信号により活性化されたマルチプレクサは搬送周波数信号Fcを選択し、回路の終端にある「AND」ゲート38の入力端子に供給される。もう一方の入力端子には、NANDゲート(135)からのハイ状態が供給される(なぜならこのNANDゲートは、チップからのロー信号、及びQ3出力として1に固定されたカウンタからのハイ信号を受信するためである)。
チップからの信号がハイレベル(値1)に切り替わった場合には、カウンタのリセットが行われ、カウンタは搬送周波数Fcの周期を8までカウントする。
その間に、Q3信号はリセットされ、NANDゲートに入力される信号はローレベル(0)となる。その結果回路の終端にある「AND」ゲート(38)にはハイ信号が入力される。
カウンタが8つの搬送周波数周期をカウントした場合には、Q3信号は「ハイ」状態に変化し、「ロー」状態に等しいNANDゲート(135)の出力が生じる。
この状態において、チップからの信号は「ハイ」状態のままであるが、回路は逆位相の搬送周波数の送信を停止する。
次に増幅ステージ(42)(図21)は、送信アンテナ(43,8)を介してこのメッセージを非接触リーダ(PCD)へ送信することを可能とする。このステージの特徴及び送信アンテナの特徴は、前述の特徴に従っていてもよい。
一般的に、PICC移動体の非接触通信又は回路は、ISO/IEC 14443及び/又はISO/IEC 15693、または13.56MHzの電磁界の励起周波数を利用するその他のプロトコルに準拠する。回路は電流源から電流を供給される。
オブジェクトはホストデバイスから取り外し可能であってもなくてもよく、または、具体的にはプリント基板カードにはんだ付けされるなど、完全に固定されてもよい。回路またはオブジェクトは、適用可能な場合には、アンテナを担持するのではなく、外部アンテナ接続を備えていてもよい。
原則として本発明は、非接触素子SEに加えられた追加のRF手段6,7,8を含むことがわかる。これらは、マイクロSD又はミニSDカード、またはほぼ同等の大きさのオブジェクトに格納されているために特に小さい大きさであるアンテナを補うことを目的としている。
例として、無線回路6は次の通り、電磁界の受信及び送信の機能的活動を行う。具体的には、必要であれば保全部品SEに(電圧等を)適合させるために、非接触リーダから送信される外部の無線磁界RFを受信する。また、外部のリーダによって受信されることを意図し、保全素子SEの応答を増幅する。
例として、部品SEは接続部の束によって表される接触インターフェース9(例えばISO 7816に準拠)を含む。また、サプライピンVcc、並びに、それぞれアクティブインターフェース6及びアースに接続したピンLa,Lbを含む。部品SEは、ピンLa,Lbにおいて非接触で受信したフレームに応じて、インピーダンス負荷を変調するよう構成される。
本発明の一実施形態に従い、送信手段5,17は、搬送信号を変調するよう構成される。搬送信号は好ましくは、受信した磁界SREから抽出することで生じる。
一つの実施形態によれば、本方法は、リーダにより生成された搬送周波数を受信するステップを含む。搬送周波数は、専用の受信アンテナ7によって受信される。つまりアンテナ7は、リーダにより放出された、被変調搬送周波数を含む電磁界を受信する。周波数は例として13.56MHzであるが、他の周波数、具体的には、10m,1m,又は0.1m以下、又は場合によっては0に近い距離である近距離又は中距離で使用され、この13.56MHzの周波数を利用する通信タイプ又はプロトコルに準拠した周波数であってもよい。
−受信の為の並列共振回路
−送信の為の直列共振回路。
この受信ステップは、リーダから非接触オブジェクトへ送信されたデータを収集することも目的とする。専用の受信回路を含む電子回路を、この目的のため、具体的には電圧を適合させるために設けることができる。
このアンテナによって受信された信号は、搬送波の信号に対応するクロック信号の抽出の前に、増幅することができる。この目的の為に、回路はアンテナに接続した増幅器30を含み、クロック抽出器31はこの増幅器の出力に接続している。
このステージ16Bはまた、増幅器30により増幅された受信信号SREを受信するアナログ・デジタル変換器32bも含み、アナログ・デジタル変換器は、受信した復調信号と、デジタル基準電圧値(DR)とを比較するコンパレータ回路33bに接続する。
ピン「Lb」は、ここではアースに接続している。
変形例として、クロック抽出回路31は、アナログ・デジタル変換器32bに接続される前に、移相器34に接続されることも可能である。
またこの回路は、クロック抽出器31の出力アームに移相器34を含む。この移相器は、次はアナログ・デジタル変換器32bに接続される。
SDミニカードのような担体に格納されるアンテナ7の小さな結合面積により、アンテナ7により受信される信号SREのレベルは、非常に低くてもよい。
この回路は好ましくは、ホストデバイスに接続した接触部2から電圧を供給される、独自の部品(30,36,32b等)を備えていてもよい。
「コンビ」チップ5は、IS.IEC7816Vdd及びVss接触ピンにより供給されることができ、また本発明の使用及び電子回路に応じて、磁界によりもたらされたエネルギを使用してもよく、使用しなくてもよい。チップはまた、RF磁界のように生成されると考えられる電圧が供給されることも可能であり、もしくは、ホストデバイスの接触部2によって供給されると考えられる回路16B自体によって供給されることも可能である。
このステージにおいて、電圧振幅VLabは、少なくとも3.3Vpp(ピークトゥピーク電圧)である。これは、実施例のチップが13.56MHzのクロックを検出し、リーダから送信されるデータを抽出可能とするのに必要な値である。
受信アンテナ7のサイズは、オブジェクト内で利用可能な面積の範囲内で、可能な限り大きいものである。SDマイクロカード内で利用できる面積においては、以下の結果が採用された。インダクタンスは好ましくは、コンデンサのサイズを制限するために低いキャパシタンスで相補コンデンサにより同調されるよう選択される。
図23と同等の図表のアンテナで測定されたアンテナの性能が、以下の表に示されている。
Ls = 663 nH; Rs = 1.59 kΩ; C1 = 180 pF;
C2 = 19 pF; Rc = 270 KΩ; Cp = 9.5 pF; Rp = 1 MΩ
チップへの供給停止又はRESET機能は、ホストデバイス内又はチップ供給回路内のスイッチなど、いずれの手段によって開始されてもよい。チップは、電源が投入されると自動的に再初期化される。
例において(図26)、コンビチップ5が、ピンLa/Lbを介してデータ信号26と共に搬送信号25(又は搬送波)を受信すると、チップは、通信においてデバイスまたは端末へ応答を送信するため、負荷変調信号を生成する。コンデンサが適切に整合している場合には、変調デバイスの振幅は、ここでは搬送波VLABの振幅のおよそ半分である。
第二の任意選択に係るもう一つの例(図26)において、数値データ26のみを維持するために、送信のための搬送信号は削除される。この目的のために、例えば図25のローパスフィルタ27を使用することができる。
ステージ17のいくつかの部品は、好ましくは動作するために、接触部2を介してホストデバイスから送信されるエネルギ源により、電圧を供給されてもよい。当業者に公知のその他の動力源であってもよい。
SDカード(又はその他の基板)内の送信アンテナの小さな面積を補うために、好ましくは供給された電源電圧で60から80mAの最小電流を送出する、出力緩衝増幅器42を使用することができる。好ましい結果は、200mWより大きな電力で取得される。
この方法の利点は、具体的には、チップ5からの応答信号がない場合に、増幅におけるエネルギ消費を制限することである。つまり想定される本願において、送信する応答又は信号がない場合に、搬送波単体の信号を増幅する必要はない。
アンテナ7,8は例として、特に図22及び29に示されるように、同一の基板(又は二つの別の基板)に平坦に配置された巻線を含む。アンテナを作成するために、エッチング方式や超音波巻線埋め込み工法等のような、当業者に公知のいずれの方法が用いられてもよい。
システムに低い電圧(3.3V)が供給される場合には、出力アンテナは直列共振を生成するよう構成される。システムに強い電流が供給されると、LC回路全体の電圧は比較的低くなり、各部品L及びCに高い電圧がかかる。
これは、基板上のアンテナが小さい場合であっても、トランスポンダ信号5の電力を増幅するための手段を構成する。
本発明の実施形態によれば、回路は、離間した受信及び送信アンテナを含む。アンテナは、相互インダクタンスが最小又は少なくとも部分的に打ち消されるよう、互いの間に配置される。好ましくは、最小電流、具体的には受信ステージ16Bの利得閾値よりも少ない電流が受信アンテナへ注入されるよう、配置が行われる。例えば、利得が3の場合には、300mVより低い電圧を得るようにアンテナを互いに配置することを規定する。
もう一つの変形例において、重ねられたアンテナと、相互干渉を防ぐよう構成されたフィルタなどの電子防護手段とが備えられる。
有利な実施形態において、送信アンテナ8の大きさは受信アンテナよりも大きい。アンテナは例えば、図29に示されるようにμSDの背面に配置される。例において用いられる特性は、L=1.05μH、R=939Ω、C=2.69pFである。
従って、この特有の配置により、相互インダクタンスの値が概して0又は少なくとも最小である、2つのアンテナが設けられる。
従って、アンテナを部分的に重ねることにより、少なくとも受信アンテナ7上の送信アンテナ8により生じる干渉の値は減少する。
自己打消しの効果は、例えば携帯電話もしくはオブジェクト1のホストデバイスの金属環境のような、アンテナの外部環境に左右されてもよい。アンテナは、互いに絶縁した上で基板の同一面に配置されてもよく、又は逆の面に配置されてもよい。アンテナはまた、たがいに平行な離間した部品に配置されてもよい。
−従来の非接触チップ(NFCではない)において、発振器を用いずに活性変調機能を行うことを可能とするための、受信した磁界の搬送波を復元又は抽出する手段。
−ゼロ又はほぼゼロの相互インダクタンスを生じ回路を簡略化する、離間したアンテナの配置。
−よりよい効率の為の、2種類の共振(好ましくは受信には並列型、また送信には直列型)の利用。
−さらに本発明は、特に集積発振器を含むNFC型のチップ又は部品を使用しない。例えば、ISO/IEC 14443及び/又はISO/IEC 15693に準拠した非接触チップが使用されてもよい。
−変形例として、回路のホストデバイスへの適用可能性を高めるために、回路の一方又は両方のアンテナは、予めホストデバイスに統合されていてもよく、その場合には、アンテナを含まない本発明の回路は、単純に接続部(図示せず)を介してアンテナの一つに接続される。
Claims (15)
- トランスポンダからの応答を伝達するために、搬送波(Fc)の振幅(V)を変調信号(Fs)で変調し、当該搬送波の少なくとも一つの側波帯(BLI)を使用する、非接触トランスポンダ(1A)とリーダとの間の無線通信方法であって、
前記変調において100%より大きい変調率を少なくとも部分的に用い、前記搬送波(Fc)に位相偏移を伴う負変調(MOD B)を生じさせることを特徴とする方法。 - 前記方法は、
−移動体による、前記リーダの呼びかけ周波数に同期した前記搬送波(Fc)の生成または抽出のステップを含み、
−前記負変調(MOD B)は、少なくとも前記変調信号(Fs)の半周期の一部(p2)で用いられること、
を特徴とする、請求項1に記載の無線通信方法。 - 前記トランスポンダ(1,1A,111)は副搬送波周波数でタイミングがとられた前記変調信号を生成し、当該変調は少なくとも一つの前記側波帯(BLI)を生成することを特徴とする、請求項1または2に記載の方法。
- 前記変調信号は少なくとも一つ又は複数の周期を有し、前記変調信号の適用により、
−変調信号の第一半周期の第一の部分(p1)で、ゼロに近いレベルの振幅変調(MOD A)を生じさせ、
−前記変調信号の第一半周期とは逆の第二半周期(Fs/2)の第二の部分(p2)で、負変調(MOD B)、又は100%より大きく200%以下のレベルの同等の振幅を持った振幅変調、
を生じさせることを特徴とする、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の方法。 - 前記負変調(MOD B)はまた、前記搬送波において0°より大きく実質的に180°以下の位相偏移を生じさせることを特徴とする、請求項3または4のいずれかに記載の方法。
- 前記負変調(MOD B)のレベルは実質的に200%に等しく、前記位相偏移は実質的に180°に等しいことを特徴とする、請求項4または5に記載の方法。
- 非接触トランスポンダ(1,1A,111)とリーダとの間の通信を確立するための非接触通信回路であって、当該回路は、搬送波(Fc)の振幅を変調信号(Fs)で変調することにより、少なくとも一つの当該搬送波の側波帯(BLI)を生成し、当該トランスポンダからの応答を伝達するために当該側波帯を使用するよう構成され、
100%より大きい変調レベルでの変調を少なくとも部分的に行い、前記搬送波(Fc)に位相偏移を伴う負変調(MOD B)を生じさせるよう構成されたことを特徴とする回路。 - 前記回路は、
−前記リーダから放出された電磁界を受信する、アンテナ(7)を含むステージ(116,16B)と、
−受信した当該電磁界(SRE)の搬送波(Fc)を抽出するステージ(31)と、
−当該搬送波(Fc)の処理を行うユニット(N)とを備え、前記ユニット(N)は、
−位相偏移手段(136,137)による1以上の位相偏移と、
−変調器(38)による当該搬送波の振幅の変調と、
−増幅器(42)による被変調信号の増幅と、
−アンテナ(8)によるこれらの信号の送信(43,8)と、
を実行するよう構成されたことを特徴とする、請求項7に記載の回路。 - 前記変調信号(Fs)を識別する論理手段(133,134,135,138)を含み、当該論理手段は、論理ハイ状態において送信されるメッセージが欠如しているか、または同じ論理ハイ状態においてメッセージが存在するかを識別するよう構成されたことを特徴とする、請求項8に記載の回路。
- 前記論理手段は、カウンタを含むことを特徴とする、請求項9に記載の回路。
- 送信される前記メッセージの終了時点において、同じ論理ロー状態に戻るまでの8つの周波数周期を、前記変調信号の次の論理ロー状態まで維持する手段を有することを特徴とする、請求項8乃至10のいずれか一項に記載の回路。
- 第一のデータ受信アンテナ(7)及び第二のデータ送信アンテナ(8)を備え、当該第一及び第二のアンテナは互いに離間していることを特徴とする、請求項8乃至11のいずれか一項に記載の回路。
- 増幅の前に搬送信号(25)と応答信号(26)とを結合するためにAND論理機能を果たす整合ステージ(17)を備えたことを特徴とする、請求項7乃至12のいずれか一項に記載の回路。
- 前記受信アンテナ(7)は並列共振回路の一部を形成し、及び/又は前記送信アンテナ(8)は直列共振回路の一部を形成することを特徴とする、請求項8乃至13のいずれか一項に記載の回路。
- 前記回路は、受信信号を受信するための非接触チップと、当該受信信号を当該チップに適合させるため、及び/又は同期搬送信号を当該受信信号から抽出するための受信適合ステージ(16B)とを有することを特徴とする、請求項7乃至14のいずれか一項に記載の回路。
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