JP5727450B2 - Supply power regulator and semiconductor manufacturing apparatus - Google Patents

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Description

本発明は、ヒータに電力を供給する供給電力調整器、及びそれを用いた半導体製造装置に関するものである。   The present invention relates to a supply power regulator for supplying power to a heater and a semiconductor manufacturing apparatus using the same.

図３に従来のヒータ用の供給電力調整器を示す。ヒータ用の供給電力調整器２０は、その入力端に交流電源１に接続される受電端子台２を持ち、その出力端にヒータ７に接続される分配用端子台６を持つ。受電端子台２と分配用端子台６との間に、電源ブレーカ３、電源トランス４、電力調整器としての電力制御用サイリスタ５が接続される。ヒータ７に温度測定用熱電対８が設けられる。   FIG. 3 shows a conventional heater power supply regulator. The heater power supply regulator 20 has a power receiving terminal block 2 connected to the AC power source 1 at its input end and a distribution terminal block 6 connected to the heater 7 at its output end. A power breaker 3, a power transformer 4, and a power control thyristor 5 as a power regulator are connected between the power receiving terminal block 2 and the distribution terminal block 6. The heater 7 is provided with a temperature measuring thermocouple 8.

交流電源１を受電端子台２で受電し、電源ブレーカ３を通して、電源トランス４に電力を供給する。電源トランス４で変圧された電力は、電力制御用サイリスタ５で制御され、分配用端子台６からヒータ７に供給される。これによりヒータ７が加熱されて、ヒータ７の温度が変化する。このヒータ温度は温度測定用熱電対８によって測定されて温度調節計９に入力される。温度調節計９は、温度測定用熱電対８で測定された測定温度と設定温度との差を求め、その温度差に応じてヒータ７に供給すべき電力量を演算する。この演算結果は位相制御量に換算されて、温度調節計９から電力制御用サイリスタ５に制御信号として出力される。電力制御用サイリスタ５は、その制御信号のタイミングに応じた電力をヒータ７に供給する。
このようにヒータ用の供給電力調整器２０は、ヒータ温度を検出してから温度調節計９で制御信号を出力するタイミングを決定し、このタイミングに応じて電力制御用サイリスタ５を位相制御することで、ヒータ７の温度が設定温度となるように制御している。 The AC power supply 1 is received by the power receiving terminal block 2, and the power is supplied to the power transformer 4 through the power breaker 3. The power transformed by the power transformer 4 is controlled by the power control thyristor 5 and supplied to the heater 7 from the distribution terminal block 6. Thereby, the heater 7 is heated and the temperature of the heater 7 changes. The heater temperature is measured by the temperature measuring thermocouple 8 and input to the temperature controller 9. The temperature controller 9 calculates the difference between the measured temperature measured by the thermocouple 8 for temperature measurement and the set temperature, and calculates the amount of power to be supplied to the heater 7 according to the temperature difference. The calculation result is converted into a phase control amount and output as a control signal from the temperature controller 9 to the power control thyristor 5. The power control thyristor 5 supplies power to the heater 7 according to the timing of the control signal.
In this way, the heater power supply regulator 20 determines the timing at which the temperature controller 9 outputs the control signal after detecting the heater temperature, and phase-controls the power control thyristor 5 in accordance with this timing. Thus, the temperature of the heater 7 is controlled to be the set temperature.

この位相制御のやり方を図４に示す。図４（ａ）は交流電源の電源波形を示し、図４（ｂ）は電力制御用サイリスタを制御する電力制御用サイリスタ制御信号を示す。位相制御方法では、交流電源の１サイクル毎に、電力制御用サイリスタ制御信号の発生時から電源波形のゼロボルト時までの期間を電力制御期間Ａとし、ゼロボルト時から制御信号の発生時までの期間を無効電力期間Ｂとする。また、温度安定時に必要とされる電力よりも大きな最大電力が電源に求められる。したがって、温度安定時の有効電力は最大電力の６０％〜８０％程度にとどまり、それ以外は無効電力となるため、電源としての効率が悪かった。   This phase control method is shown in FIG. 4A shows a power supply waveform of the AC power supply, and FIG. 4B shows a power control thyristor control signal for controlling the power control thyristor. In the phase control method, for each cycle of the AC power supply, the period from the generation of the power control thyristor control signal to the zero volt time of the power supply waveform is defined as the power control period A, and the period from the zero volt time to the generation of the control signal Reactive power period B. Further, the power source is required to have a maximum power that is greater than that required when the temperature is stable. Therefore, the effective power when the temperature is stable is only about 60% to 80% of the maximum power, and the rest is reactive power, so that the efficiency as a power source is poor.

これを改善するために、無効電力が原理的に生じないゼロクロス制御を採用したものや、力率改善用の進相コンデンサを用いて有効電力の比率を８５％以上に高める工夫がされている。   In order to improve this, there have been devised methods that employ zero-crossing control in which reactive power does not occur in principle or increase the active power ratio to 85% or more by using a phase advance capacitor for power factor improvement.

ゼロクロス制御は、回路的には図３と同じであるが、一般に電力制御用素子としてサイリスタではなく、ＳＳＲ（ソリッドステートリレー）を採用し、その制御信号の内容を変えている点が異なる。このゼロクロス制御のやり方を図５に示す。図５（ａ）は交流電源の電源波形を示し、図５（ｂ）はＳＳＲを制御する電力制御用ＳＳＲ制御信号を示す。電源波形のゼロボルト時にＳＳＲをオンさせる点弧方式を採用し、交流電源の規定時間（Ａ＋Ｂ）を１周期（１サイクルタイム）として、その間に電力制御用ＳＳＲ制御信号が出力されて通電している期間を電力制御期間Ａとし、それ以外を電力の消費されない非通電期間Ｂとしている。ゼロクロス制御は、電源をオン／オフするだけなので、原理的に無効電力は生じない。   The zero cross control is the same as FIG. 3 in terms of circuit, but generally differs from the power control element in that an SSR (solid state relay) is used instead of a thyristor and the contents of the control signal are changed. FIG. 5 shows how this zero cross control is performed. FIG. 5A shows a power supply waveform of the AC power supply, and FIG. 5B shows a power control SSR control signal for controlling the SSR. Employs an ignition system that turns on the SSR when the power supply waveform is at zero volts, and the AC power supply has a specified time (A + B) of one cycle (one cycle time), during which the power control SSR control signal is output and energized The period is a power control period A, and the other period is a non-energization period B in which power is not consumed. Zero-crossing control simply turns the power on / off, and in principle, no reactive power is generated.

また、進相コンデンサによる制御方式を図６に示す。図６（ａ）の実線が供給側交流電源波形Ｗ１を示し、点線が制御側電源波形Ｗ２を示す。また、図６（ｂ）は電力制御用サイリスタ制御信号を示す。この制御信号により実線で示す供給側交流電源波形Ｗ１を制御する場合、無効電力期間Ｂが大きいため、位相角Ｐ１のときの電力制御は例えば７０％にとどまる。しかし、進相コンデンサで位相を進ませた点線で示す制御側電源波形Ｗ２を電力制御用サイリスタ制御信号で制御するようにすると、位相角Ｐ２の進んだ分だけ無効電力期間Ｂ’が小さくなり、見かけ上の力率が向上し、電力制御は９０％に増加する。   FIG. 6 shows a control method using a phase advance capacitor. The solid line in FIG. 6A shows the supply-side AC power supply waveform W1, and the dotted line shows the control-side power supply waveform W2. FIG. 6B shows a power control thyristor control signal. When the supply-side AC power supply waveform W1 indicated by the solid line is controlled by this control signal, the reactive power period B is long, so that the power control at the phase angle P1 remains at 70%, for example. However, if the control-side power supply waveform W2 indicated by the dotted line whose phase is advanced by the phase advance capacitor is controlled by the power control thyristor control signal, the reactive power period B ′ is reduced by the advance of the phase angle P2, The apparent power factor improves and power control increases to 90%.

しかし、ゼロクロス制御の場合には、電力制御用素子に、絶縁型バイポーラトランジスタＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｏｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のような高速スイッチング電力制御用半導体と比べて、オン電圧が比較的大きいＳＳＲを用いているため、ヒータ温度の応答性が悪くなるという問題があった。また、進相コンデンサによる場合は、進相コンデンサの補正があることで最大電力に至るまでのプロフィールを制限する電力調整が必要となる。これは進相しているので、いきなり最大電力をかけると欠相するからである。したがって、使い勝手が悪かった。   However, in the case of zero-cross control, an SSR having a relatively large on-voltage is used as a power control element as compared with a high-speed switching power control semiconductor such as an insulated bipolar transistor IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). For this reason, there is a problem that the responsiveness of the heater temperature is deteriorated. In the case of using a phase advance capacitor, power adjustment is required to limit the profile up to the maximum power due to the correction of the phase advance capacitor. This is because the phase is advanced, and suddenly the maximum power is lost. Therefore, it was not easy to use.

上述したように従来の電力制御用素子にＳＳＲを用いた供給電力調整器では、電力制御用サイリスタをゼロクロス制御して温度制御する場合は、温度応答性が悪くなるという問題があった。また、進相コンデンサによる場合は、最大電力に至るまでのプロフィールを制限する電力調整が必要となり、使い勝手が悪かった。さらに、両者に共通して言えることであるが、電源変動及び負荷変動に対する措置を講じていないため、電源変動及び負荷変動に対する安定度が悪いという問題があった。   As described above, in the power supply regulator using the SSR as the conventional power control element, there is a problem that the temperature responsiveness is deteriorated when the power control thyristor is temperature controlled by performing the zero cross control. In addition, in the case of using a phase advance capacitor, it is necessary to adjust the power to limit the profile up to the maximum power, which is inconvenient. Furthermore, as can be said in common with both, there is a problem that stability against power supply fluctuations and load fluctuations is poor because measures for power supply fluctuations and load fluctuations are not taken.

本発明の目的は、上述した従来技術の問題点を解消して、コンパクトで、温度応答性に優れ、電源変動及び負荷変動に対する安定度も良好で、使い勝手のよい供給電力調整器及び半導体製造装置を提供することにある。   SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art, and is compact, excellent in temperature responsiveness, excellent in stability against power supply fluctuation and load fluctuation, and easy to use. Is to provide.

本発明の態様によれば、反応炉内に複数枚の基板を装填した基板保持具を搬入して熱処理を行う半導体製造装置において、
前記反応炉の周囲に設けられたヒータと、前記ヒータへの供給電力を調整する供給電力調整器と、を有し、
前記供給電力調整器は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して前記ヒータに供給する電力用ＩＧＢＴ変換器と、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器とで構成されていることを特徴とする半導体製造装置が提供される。 According to an aspect of the present invention, in a semiconductor manufacturing apparatus that carries out a heat treatment by carrying a substrate holder loaded with a plurality of substrates into a reaction furnace,
A heater provided around the reactor, and a supply power regulator that adjusts the supply power to the heater;
The power supply regulator converts an AC voltage of an AC power source into AC power corresponding to a frequency of a control signal and supplies the power to the heater, and a counter electromotive force generated by a switching operation of the IGBT converter. There is provided a semiconductor manufacturing apparatus comprising a regeneration IGBT converter that regenerates electric power and returns it to the AC power source.

本発明の実施の形態によれば、コンパクトで、温度応答性に優れ、電源変動及び負荷変動に対する安定度も良好で、使い勝手のよい供給電力調整器及び半導体製造装置を得ることができる。   According to the embodiment of the present invention, it is possible to obtain a supply power regulator and a semiconductor manufacturing apparatus that are compact, excellent in temperature responsiveness, excellent in stability against power supply fluctuation and load fluctuation, and easy to use.

本発明の一実施の形態による供給電力調整器のブロック図である。It is a block diagram of the power supply regulator by one embodiment of this invention. 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部の具体的なブロック図である。It is a specific block diagram of the principal part of the power supply regulator by one embodiment of this invention. 従来例による供給電力調整器のブロック図である。It is a block diagram of the supply power regulator by a prior art example. 従来の位相制御による電力の与え方の説明図である。It is explanatory drawing of how to give the electric power by the conventional phase control. 従来と実施例とに共通したゼロクロス制御による電力の与え方の説明図である。It is explanatory drawing of how to give the electric power by the zero cross control common to the former and the Example. 従来の進相コンデンサ方式による力率改善の説明図である。It is explanatory drawing of the power factor improvement by the conventional phase advance capacitor system. 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部図である。It is a principal part figure of the power supply regulator by one embodiment of this invention. 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部のスイッチング動作、並びに各ポイントでの電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the switching operation of the principal part of the supply power regulator by one Embodiment of this invention, and the voltage waveform at each point. 本発明の一実施の形態による電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、及び周波数可変回路１５の具体的な説明図である。FIG. 3 is a specific explanatory diagram of a power supply fluctuation detecting unit 22, a load fluctuation detecting unit 23, and a frequency variable circuit 15 according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施の形態による半導体を製造するプロセスの一つである、半導体基板に熱処理を行うための熱処理装置の一例を示す斜視図である。It is a perspective view which shows an example of the heat processing apparatus for heat-processing a semiconductor substrate which is one of the processes which manufacture the semiconductor by one embodiment of this invention. 本発明の一実施の形態による反応炉の一例を示す断面図である。It is sectional drawing which shows an example of the reaction furnace by one embodiment of this invention.

本発明者は、前述した目的を達すべく研究の結果、ＩＧＢＴが、消費電力、高速スイッチング等を考慮した場合、上記目的に最適であることを見出し、さらにＩＧＢＴで交流電圧を直接スイッチングすれば、整流回路を備える必要がなくなるとの知見を得て本発明を創案するに至ったものである。
以下に本発明の供給電力調整器の一実施の形態について説明する。 As a result of research to achieve the above-mentioned object, the present inventor found that the IGBT is optimal for the above-mentioned object when considering power consumption, high-speed switching, etc., and further switching the AC voltage directly with the IGBT, The present invention has been invented based on the knowledge that it is not necessary to provide a rectifier circuit.
An embodiment of the power supply regulator of the present invention will be described below.

実施の形態の供給電力調整器は、高速スイッチング動作する変換器の出力をヒータに電力として供給するものであり、その変換器のデバイスに高速スイッチング電力制御用素子であるＩＧＢＴを用いている。交流電源の交流電圧をＩＧＢＴで直接スイッチングしてパルス変調した交流電力をヒータに供給し、無効電力をほとんどゼロにして電源を有効利用している。   The supply power regulator according to the embodiment supplies the output of a converter that performs a high-speed switching operation to a heater as power, and an IGBT that is an element for high-speed switching power control is used for the converter device. The AC power of the AC power supply is directly switched by the IGBT and pulse-modulated AC power is supplied to the heater so that the reactive power is almost zero and the power supply is effectively used.

図１に示すように、交流電源１からヒータ７に電力を供給する供給電力調整器２１は、その入力端に交流電源１に接続する受電端子台２を備え、その出力端にヒータ７に接続する分配用端子台６とを備える。交流電源１は、例えば周波数５０／６０Ｈｚ、ＡＣ２００Ｖの単相の商用電源である。ヒータ７は、例えばニケイ化モリブデン製の抵抗加熱ヒータである。   As shown in FIG. 1, a supply power regulator 21 that supplies power from the AC power source 1 to the heater 7 includes a power receiving terminal block 2 connected to the AC power source 1 at its input end, and is connected to the heater 7 at its output end. And a distribution terminal block 6. The AC power supply 1 is a single-phase commercial power supply having a frequency of 50/60 Hz and an AC of 200 V, for example. The heater 7 is a resistance heater made of molybdenum disilicide, for example.

受電端子台２には、電源ブレーカ３が接続され、さらに必要に応じて電源トランス４が接続される。交流電源１を受電端子台２で受電し、電源ブレーカ３を通して、電源トランス４に電力を供給するようになっている。この電源トランス４は、ヒータ７の仕様により、使われない場合もある。なお、供給電力調整器２１は、ヒータ７を複数の領域に分割して個別に電力制御が可能なように、ＩＧＢＴ変換器１１を複数用意することもある。   A power breaker 3 is connected to the power receiving terminal block 2, and a power transformer 4 is further connected as necessary. The AC power source 1 is received by the power receiving terminal block 2 and supplied to the power transformer 4 through the power breaker 3. The power transformer 4 may not be used depending on the specifications of the heater 7. Note that the supply power regulator 21 may prepare a plurality of IGBT converters 11 so that the heater 7 can be divided into a plurality of regions and power control can be performed individually.

電源トランス４の２次側には、さらに入力側フィルタ回路１０と、ＩＧＢＴ変換器１１と、電源変動検出手段２２と、負荷変動検出手段２３と、温度変動検出手段２４と、周波数可変手段（以下周波数可変回路）１５と、出力側フィルタ回路３０とを備える。電源トランス４で変圧された電力は、入力側フィルタ回路１０を通して、周波数可変回路１５により制御されるＩＧＢＴ変換器１１へ供給され、出力側フィルタ回路３０を介して分配用端子台６に接続されたヒータ７に加えられるようになっている。   On the secondary side of the power transformer 4, the input filter circuit 10, the IGBT converter 11, the power fluctuation detection means 22, the load fluctuation detection means 23, the temperature fluctuation detection means 24, and a frequency variable means (hereinafter referred to as “frequency fluctuation means”). Frequency variable circuit) 15 and an output side filter circuit 30. The electric power transformed by the power transformer 4 is supplied to the IGBT converter 11 controlled by the frequency variable circuit 15 through the input side filter circuit 10 and connected to the distribution terminal block 6 through the output side filter circuit 30. It can be added to the heater 7.

次に、図７に示す供給電力調整器の要部図を用いて入力側フィルタ回路１０、出力側フィルタ回路３０、及びＩＧＢＴ変換器１１について説明する。   Next, the input side filter circuit 10, the output side filter circuit 30, and the IGBT converter 11 will be described with reference to the main part diagram of the supply power regulator shown in FIG.

入力側フィルタ回路１０は、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素がＣＬＣの順に配置された構成をしている。コイルＬは、入力ライン及びコモンラインにＬ１−１とＬ１−２とに分割されて挿入されている。尚、ＬＣの前のコンデンサＣ１−１は電源波形にのった高周波成分を除去するためと損失低減のためのものであり、非常に小さな容量のコンデンサとするのが望ましい。ローパスフィルタの遮断周波数は、電源波形やノイズの観点からスイッチング周波数（ＩＧＢＴが１秒間にＯＮ／ＯＦＦする回数で本実施例では２０ＫＨｚとする。）の１／１０〜１／４０（５００Ｈｚ〜２ＫＨｚ）に設定されている。従って、高い周波数成分を遮断して、目的とする商用周波数（５０又は６０Ｈｚ）程度の電力を確実にヒータ７に供給できる。
入力側フィルタ回路１０は、ＩＧＢＴ変換器１１を高速・高周波でスイッチング動作させることにより発生する電磁ノイズを抑制する。したがって、交流電源１側につながるＩＧＢＴ変換器１１の入力ラインに電磁ノイズが誘導されるのを抑制でき、交流電源にノイズ障害が発生するのを防止することができる。 The input-side filter circuit 10 is a low-pass filter using LC as a filter method, and has a configuration in which filter elements are arranged in the order of CLC. The coil L is divided into an input line and a common line and is inserted into L1-1 and L1-2. The capacitor C1-1 before the LC is for removing a high-frequency component on the power supply waveform and for reducing the loss, and is preferably a capacitor having a very small capacity. The cut-off frequency of the low-pass filter is 1/10 to 1/40 (500 Hz to 2 KHz) of the switching frequency (the number of times the IGBT is turned on / off per second and 20 kHz in this embodiment) from the viewpoint of the power supply waveform and noise. Is set to Therefore, it is possible to cut off high frequency components and reliably supply electric power of the target commercial frequency (50 or 60 Hz) to the heater 7.
The input side filter circuit 10 suppresses electromagnetic noise generated by switching the IGBT converter 11 at high speed and high frequency. Therefore, induction of electromagnetic noise in the input line of the IGBT converter 11 connected to the AC power supply 1 side can be suppressed, and noise disturbance can be prevented from occurring in the AC power supply.

出力側フィルタ回路３０は、入力側フィルタ回路１０と同様に、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素ＬＣＣの順に配置された構成をしている。コイルＬは、出力ライン及びコモンラインにＬ２−１とＬ２−２とに分割されて挿入されている。尚、ＬＣの後のコンデンサＣ２−２は、入力側フィルタ回路１０においても説明したように、電源波形にのった高周波成分を除去するためのコンデンサである。更に、このローパスフィルタの遮断周波数も同様に５００Ｈｚ〜２ｋＨｚである。
出力側フィルタ回路３０は、ＩＧＢＴ変換器１１でスイッチングして得た出力をスムージング（平滑）すると共に、出力中に含まれる高調波成分を有効に除去する。 Similar to the input side filter circuit 10, the output side filter circuit 30 is a low-pass filter using LC as a filter system, and is configured in the order of filter elements LCC. The coil L is inserted into the output line and the common line by being divided into L2-1 and L2-2. Note that the capacitor C2-2 after the LC is a capacitor for removing a high-frequency component on the power supply waveform as described in the input-side filter circuit 10. Further, the cutoff frequency of this low-pass filter is similarly 500 Hz to 2 kHz.
The output filter circuit 30 smoothes (smooths) the output obtained by switching by the IGBT converter 11 and effectively removes harmonic components contained in the output.

ＩＧＢＴ変換器１１は電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａと回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂとを備えている。ＩＧＢＴ変換器１１は、正の電圧・電流と負の電圧・電流波形のスイッチングを別々に行うため、ダブルアーム型が望ましい。電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは高速整流回路ＦＲＤ１と、ＩＧＢＴ２を有するチョッパー部とから構成されている。チョッパー部はチョッパー部ＰＷＭ信号が加えられる上アームと、下アームとを有する。回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂはＩＧＢＴ３と高速整流回路ＦＲＤ２とを備えている。   The IGBT converter 11 includes a power IGBT converter 11a and a regenerative IGBT converter 11b. The IGBT converter 11 is preferably a double arm type in order to perform switching of positive voltage / current and negative voltage / current waveform separately. The power IGBT converter 11a is composed of a high-speed rectifier circuit FRD1 and a chopper section having an IGBT2. The chopper section has an upper arm to which a chopper section PWM signal is applied and a lower arm. The regeneration IGBT converter 11b includes an IGBT 3 and a high-speed rectifier circuit FRD2.

上記ＩＧＢＴ２により交流を高速・高周波の基本キャリア周波数で直接スイッチさせる。例えばＰＷＭ方式によるスイッチのタイミングは、供給元の交流からゼロクロス点を検出し、そのゼロクロス点を基準に、制御信号（ＰＷＭ信号）を合わせる。そして、合わせたキャリア周波数で供給元の交流をスイッチしてパルス変調波を得、これを出力側フィルタ回路３０を介してヒータ７に供給する。周波数可変回路１５から出力される制御信号は、ＩＧＢＴのゲート（アーム）に加えられる制御信号のデューティ比を変動（温度、電力、負荷）に応じて変える。   The alternating current is directly switched at the basic carrier frequency of high speed and high frequency by the IGBT2. For example, the switch timing by the PWM method detects a zero cross point from the alternating current of the supply source, and adjusts the control signal (PWM signal) based on the zero cross point. Then, the alternating current of the supply source is switched at the combined carrier frequency to obtain a pulse modulated wave, and this is supplied to the heater 7 via the output side filter circuit 30. The control signal output from the frequency variable circuit 15 changes the duty ratio of the control signal applied to the gate (arm) of the IGBT according to fluctuations (temperature, power, load).

図８は、図７に示される供給電力調整器の要部のスイッチング動作、並びに図７に示される各ポイント（（ａ）〜（ｅ）、（ｆ）〜（ｉ））での電圧波形を示したものである。図８を用いてＩＧＢＴ変換器１１の作用について詳述する。まず、端子台ＴＢ１に商用周波数交流電源の電圧波形Ａが（ａ）に示すように供給される。アームを介して加えられるＩＧＢＴ変換器１１へのＰＷＭ信号の入力周波数は２０ＫＨｚ（５０μｓｅｃ）で固定される。ＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに、それぞれ（ｂ）、（ｃ）に示すようなチョッパー部ＰＷＭ信号が加えられる。ＩＧＢＴ変換器１１の出力の電圧波形Ｂは、ＩＧＢＴ２がＯＮの時（ＰＷＭ信号が加えられている時）だけ商用周波数交流電源を通電させ、ＩＧＢＴ２がＯＦＦの時には商用周波数交流電源を遮断させるため、（ｄ）のような出力波形となる。この出力は出力側フィルタ回路３０により平滑化され、出力側フィルタ回路３０から分配用端子台（ＴＢ２）を介して、歪みの少ない商用周波数の電圧波形Ｃが（ｅ）のように出力される。このように、ＩＧＢＴ２がＯＮしている時間を変えて最終的な負荷へ出力される供給電圧の電圧波高値を制御する。したがって、ＩＧＢＴ変換器１１に用いられるＩＧＢＴ２へのＰＷＭ信号により、供給電圧の周波数を変えないで、波高値のみを０〜７０％の範囲で制御し、負荷へ出力できるようになっている。   8 shows the switching operation of the main part of the supply power regulator shown in FIG. 7 and the voltage waveforms at the respective points ((a) to (e), (f) to (i)) shown in FIG. It is shown. The operation of the IGBT converter 11 will be described in detail with reference to FIG. First, the voltage waveform A of the commercial frequency AC power supply is supplied to the terminal block TB1 as shown in (a). The input frequency of the PWM signal to the IGBT converter 11 applied via the arm is fixed at 20 KHz (50 μsec). The chopper PWM signals as shown in (b) and (c) are applied to the upper arm and the lower arm of the IGBT 2, respectively. The voltage waveform B of the output of the IGBT converter 11 is such that the commercial frequency AC power is energized only when the IGBT 2 is ON (when the PWM signal is applied), and the commercial frequency AC power is shut off when the IGBT 2 is OFF. The output waveform is as shown in (d). This output is smoothed by the output side filter circuit 30, and the voltage waveform C of the commercial frequency with less distortion is output from the output side filter circuit 30 through the distribution terminal block (TB2) as shown in (e). In this way, the voltage peak value of the supply voltage output to the final load is controlled by changing the time during which the IGBT 2 is ON. Therefore, only the peak value can be controlled in the range of 0 to 70% and output to the load without changing the frequency of the supply voltage by the PWM signal to the IGBT 2 used in the IGBT converter 11.

尚、ＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに加えられるチョッパー部ＰＷＭ信号のパルス幅を（ｆ）、（ｇ）のように、上述した（ｂ）、（ｃ）に示すパルス幅よりも大きくすると、ＩＧＢＴ変換器１１の出力の電圧波形Ｂは、（ｈ）のような波形となり、最終的な負荷へ出力される供給電圧の電圧波形Ｃは（ｉ）のように、上述した（ｅ）よりも電圧波高値を大きくできる。   If the pulse width of the chopper PWM signal applied to the upper arm and lower arm of the IGBT 2 is larger than the pulse widths shown in (b) and (c) as shown in (f) and (g), the IGBT The voltage waveform B of the output of the converter 11 has a waveform as shown in (h), and the voltage waveform C of the supply voltage output to the final load is higher than that in (e) described above as shown in (i). The peak value can be increased.

ＩＧＢＴ変換器１１内に組込んだＩＧＢＴ２で交流を直接スイッチしているので、ＩＧＢＴ変換器１１の入力側にダイオード全波整流回路が不要となる。
このＩＧＢＴ変換器１１を構成するスイッチング素子であるＩＧＢＴ２は、電圧駆動のゲートを組み合わされたバイポーラパワートランジスタであり、ゲート駆動消費電力が少なく高速スイッチングに適している。また、高周波かつ大容量の素子であり、オン電圧がＭＯＳＦＥＴ（ＳＳＲ）より大幅に小さい。このＩＧＢＴ２は無効電力を低減するために高周波で制御される。 Since the alternating current is directly switched by the IGBT 2 incorporated in the IGBT converter 11, a diode full-wave rectifier circuit becomes unnecessary on the input side of the IGBT converter 11.
The IGBT 2 which is a switching element constituting the IGBT converter 11 is a bipolar power transistor combined with a voltage-driven gate and has low gate drive power consumption and is suitable for high-speed switching. Further, it is a high-frequency and large-capacity element, and the on-voltage is significantly smaller than that of the MOSFET (SSR). The IGBT 2 is controlled at a high frequency in order to reduce reactive power.

温度変動検出手段２４は、ヒータ７の温度変動を検出して、その変動に応じたフィードバック信号を周波数可変回路１５に出力する。この温度変動検出手段２４は、温度センサとしての温度測定用熱電対８と、ヒータ温度を調節するための温度調節計９とを有する。
温度測定用熱電対８は、ヒータ７の近傍に必要数設けられ、熱起電力によりヒータ温度を測定する。温度調節計９は、温度測定用熱電対８で測定されたヒータ７の測定温度と設定温度との温度差（温度変動）を求める。この温度差に応じて、ヒータ７に供給すべき電力量を演算し、周波数可変回路１５に演算結果をフィードバック信号として出力する。また、温度調節計９は、温度異常を検出した時は、アラームを出力する。 The temperature fluctuation detecting means 24 detects the temperature fluctuation of the heater 7 and outputs a feedback signal corresponding to the fluctuation to the frequency variable circuit 15. The temperature variation detecting means 24 includes a temperature measuring thermocouple 8 as a temperature sensor and a temperature controller 9 for adjusting the heater temperature.
The required number of thermocouples 8 for temperature measurement are provided in the vicinity of the heater 7, and the heater temperature is measured by thermoelectromotive force. The temperature controller 9 obtains a temperature difference (temperature fluctuation) between the measured temperature of the heater 7 measured by the temperature measuring thermocouple 8 and the set temperature. The amount of power to be supplied to the heater 7 is calculated according to this temperature difference, and the calculation result is output to the frequency variable circuit 15 as a feedback signal. Moreover, the temperature controller 9 outputs an alarm when temperature abnormality is detected.

電源変動検出手段２２は、入力側フィルタ回路１０からの出力電力の変動を検出して、その変動に応じたフィードフォワード信号を周波数可変回路１５に出力する。この電源変動検出手段２２は、入力側フィルタ回路１０の出力に流れる電流を測定するカレントトランス１２と、入力側フィルタ回路１０の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１３と、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４とを有する。出力電力の変動を検出するために、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４は、カレントトランス１２で測定した測定電流と設定電流との差、及び電圧測定ライン１３で測定した測定電圧と設定電圧との差を求める。これらの差の積（電力）が電源変動となる。この電源変動が周波数可変回路１５にフィードフォワード信号として加えられる。   The power fluctuation detection means 22 detects a fluctuation in output power from the input side filter circuit 10 and outputs a feedforward signal corresponding to the fluctuation to the frequency variable circuit 15. This power fluctuation detection means 22 includes a current transformer 12 that measures the current flowing through the output of the input side filter circuit 10, a voltage measurement line 13 that measures the output line voltage of the input side filter circuit 10, and a power supply voltage / current feed. And a forward circuit 14. In order to detect fluctuations in the output power, the power supply voltage / current feedforward circuit 14 calculates the difference between the measured current measured by the current transformer 12 and the set current and the measured voltage measured by the voltage measurement line 13 and the set voltage. Find the difference. The product (electric power) of these differences is the power supply fluctuation. This power fluctuation is applied to the frequency variable circuit 15 as a feedforward signal.

負荷変動検出手段２３は、ヒータ７に供給される出力電力の変動を検出して、その変動に応じたフィードバック信号を周波数可変回路１５に出力する。この負荷変動検出手段２３は、出力側フィルタ回路３０の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１７と、ヒータ７に流れる電流を測定するカレントトランス１８と、制御電圧・電流フィードバック回路１６とを有する。負荷変動を検出するために、制御電圧・電流フィードバック回路１６は、電圧測定ライン１７で測定した測定電圧と設定電圧との差、及びカレントトランス１８で測定した測定電流と設定電流との差を求める。これらの差の積（電力）が負荷変動となる。この負荷変動が周波数可変回路１５にフィードバック信号として加えられる。
なお、カレントトランス１８は負荷電流の変動を精度良く測定するために、分配用端子台６よりも外側のヒータ７側に設けるとよい。 The load fluctuation detecting means 23 detects a fluctuation in the output power supplied to the heater 7 and outputs a feedback signal corresponding to the fluctuation to the frequency variable circuit 15. The load fluctuation detecting means 23 includes a voltage measuring line 17 for measuring the output line voltage of the output side filter circuit 30, a current transformer 18 for measuring a current flowing through the heater 7, and a control voltage / current feedback circuit 16. . In order to detect the load fluctuation, the control voltage / current feedback circuit 16 obtains the difference between the measurement voltage measured by the voltage measurement line 17 and the set voltage and the difference between the measurement current measured by the current transformer 18 and the set current. . The product (electric power) of these differences becomes the load fluctuation. This load variation is applied to the frequency variable circuit 15 as a feedback signal.
The current transformer 18 is preferably provided on the heater 7 side outside the distribution terminal block 6 in order to accurately measure the variation of the load current.

周波数可変回路１５は、電源変動検出手段２２、及び負荷変動検出手段２３の変動結果に応じてＩＧＢＴ変換器１１を周波数制御する。具体的には、周波数可変回路１５は、電源変動検出手段２２の電源電圧・電流フィードフォワード回路１４、及び負荷変動検出手段２３の制御電圧・電流フィードバック回路１６から出力される変動信号と、温度変動検出手段２４の温度調節計９から出力される信号とから、ヒータ７に供給するべき電力量に応じた周波数をもつゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１を構成する各ＩＧＢＴのゲートに加える。
ＩＧＢＴは周波数制御され、周波数を略連続的に変化させることで、ヒータ７に投入される電力を制御している。周波数可変幅が大きいほど電力の制御性が良くなる。
周波数可変回路１５による周波数制御は、周波数を変化させるという点で、ＶＶＶＦ制御のＶＦ（可変周波数）制御と同じである。本周波数制御には、基本キャリア周波数を一定としてデューティ比を制御するＰＷＭ制御も含まれる。ＶＦ制御、ＰＷＭ制御のいずれも、ゼロボルト時にＩＧＢＴがオンするのでゼロクロス制御となる。 The frequency variable circuit 15 controls the frequency of the IGBT converter 11 according to the fluctuation results of the power fluctuation detection means 22 and the load fluctuation detection means 23. Specifically, the frequency variable circuit 15 includes a fluctuation signal output from the power supply voltage / current feedforward circuit 14 of the power fluctuation detection means 22 and the control voltage / current feedback circuit 16 of the load fluctuation detection means 23, and a temperature fluctuation. A gate control signal having a frequency corresponding to the amount of power to be supplied to the heater 7 is added to the gate of each IGBT constituting the IGBT converter 11 from the signal output from the temperature controller 9 of the detection means 24.
The frequency of the IGBT is controlled, and the electric power supplied to the heater 7 is controlled by changing the frequency substantially continuously. The controllability of power is improved as the frequency variable width is larger.
The frequency control by the frequency variable circuit 15 is the same as the VF (variable frequency) control of the VVVF control in that the frequency is changed. This frequency control includes PWM control for controlling the duty ratio while keeping the basic carrier frequency constant. In both the VF control and the PWM control, the IGBT is turned on at zero volts, so that the zero cross control is performed.

上述した実施の形態による供給電力調整器２１において、温度調節計９及び周波数可変回路１５は、次のようにしてヒータ７の温度を設定温度となるように制御する。   In the power supply regulator 21 according to the above-described embodiment, the temperature controller 9 and the frequency variable circuit 15 control the temperature of the heater 7 to be the set temperature as follows.

温度調節計９は、測定温度と設定温度との温度差を求め、この温度差に応じて、ヒータ７に供給すべき電力量を演算し、周波数可変回路１５に演算結果を出力する。周波数可変回路１５は、温度調節計９からの出力値に応じた周波数を持つゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加える。ＩＧＢＴ変換器１１は、入力側フィルタ回路１０からの交流電力を、周波数可変回路１５のゲート制御信号に応じた周波数の交流電力に変換し、出力側フィルタ回路３０を介してヒータ７に供給する。ヒータ７に電力が供給されることにより、ヒータ７の温度が変化する。   The temperature controller 9 calculates the temperature difference between the measured temperature and the set temperature, calculates the amount of power to be supplied to the heater 7 according to this temperature difference, and outputs the calculation result to the frequency variable circuit 15. The frequency variable circuit 15 adds a gate control signal having a frequency corresponding to the output value from the temperature controller 9 to the IGBT converter 11. The IGBT converter 11 converts the AC power from the input side filter circuit 10 into AC power having a frequency corresponding to the gate control signal of the frequency variable circuit 15 and supplies the AC power to the heater 7 via the output side filter circuit 30. By supplying electric power to the heater 7, the temperature of the heater 7 changes.

このような温度変動検出→制御演算→出力値の出力→温度の変化→温度変動の検出→・・・という閉じたループによりフィードバック制御を行う。温度状態を検出してから、温度調節計９及び周波数可変回路１５により出力量を決定するので、良好にフィードバック制御することができる。したがって、ヒータの温度変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給し、ヒータ７を所定の温度に保持できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。   Feedback control is performed by such a closed loop of temperature fluctuation detection → control calculation → output of output value → temperature change → temperature fluctuation detection →. Since the output amount is determined by the temperature controller 9 and the frequency variable circuit 15 after detecting the temperature state, the feedback control can be performed satisfactorily. Therefore, the temperature fluctuation of the heater is corrected, stable electric power is supplied to the heater 7, and the heater 7 can be maintained at a predetermined temperature. Further, since the frequency control is zero-cross control, there is no reactive power and high-efficiency control can be performed.

上述したようにヒータ温度が良好にフィードバック制御されているときに、交流電源１の電圧が変動すると、その電圧変動は入力側フィルタ回路１０の出力に、電流変動及び電圧変動となってあらわれる。この電流変動及び電圧変動は、カレントトランス１２と電圧測定ライン１３で測定され、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４で検出される。電源電圧・電流フィードフォワード回路１４から、その電力変動に応じた制御信号が周波数可変回路１５に入力される。周波数可変回路１５は、この信号を用いて、電源電力と設定電力との差に応じた周波数のゲート制御信号を出力する。そのゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加えてＩＧＢＴ変換器１１を周波数制御する。したがって、交流電源１の電圧変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。このフィードフォワード制御によって、入力側フィルタ（交流電源）１０から温度測定用熱電対８までの応答特性が改善される。   As described above, when the heater temperature is favorably feedback controlled, if the voltage of the AC power supply 1 fluctuates, the voltage fluctuation appears in the output of the input side filter circuit 10 as current fluctuation and voltage fluctuation. The current fluctuation and voltage fluctuation are measured by the current transformer 12 and the voltage measurement line 13 and detected by the power supply voltage / current feedforward circuit 14. A control signal corresponding to the power fluctuation is input to the frequency variable circuit 15 from the power supply voltage / current feedforward circuit 14. Using this signal, the frequency variable circuit 15 outputs a gate control signal having a frequency corresponding to the difference between the power supply power and the set power. The gate control signal is added to the IGBT converter 11 to control the frequency of the IGBT converter 11. Therefore, voltage fluctuation of the AC power supply 1 is corrected, and stable power can be supplied to the heater 7. Further, since the frequency control is zero-cross control, there is no reactive power and high-efficiency control can be performed. By this feedforward control, the response characteristics from the input side filter (AC power supply) 10 to the thermocouple 8 for temperature measurement are improved.

また、上述したようにヒータ温度が良好にフィードバック制御されているときに、ヒータ７に外乱（例えば外気が当たる等）が生じたり、ヒータの性質が多少変化したりして負荷が変動すると、それはＩＧＢＴ変換器１１の出力電力の変動として現れる。すなわちヒータ７に流れる負荷電流、及びヒータ７に加わる負荷電圧が変動する。この電流変動及び電圧変動は、カレントトランス１８と電圧測定ライン１７で検出され、制御電圧・電流フィードバック回路１６で測定される。制御電圧・電流フィードバック回路１６から、その電力変動に応じた信号が周波数可変回路１５に入力される。周波数可変回路１５は、この信号を用いて、電源電力と設定電力との差に応じた周波数のゲート制御信号を出力する。そのゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加えて周波数制御する。したがって、負荷変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。
この負荷変動制御は、外乱→ヒータ温度変化→熱電対検出の３ステップを経る温度変動制御と比べて、外乱→電力変動検出と２ステップであり、熱電対検出のステップが省略できるので、応答特性が速い。
上記実施形態では、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４、周波数可変回路１５が供給電力調整器２１に備えられていたが、この形態によらず、例えば負荷（ヒータ）への供給電力を調整する公知の電力調整器と制御信号を出力する手段として、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４、周波数可変回路１５を設け、これらを組み合わせてもよい。 In addition, when the heater temperature is favorably feedback-controlled as described above, if the heater 7 is disturbed (for example, exposed to outside air) or the load changes due to a slight change in the properties of the heater, Appears as fluctuations in the output power of the IGBT converter 11. That is, the load current flowing through the heater 7 and the load voltage applied to the heater 7 vary. The current fluctuation and voltage fluctuation are detected by the current transformer 18 and the voltage measurement line 17 and measured by the control voltage / current feedback circuit 16. A signal corresponding to the power fluctuation is input from the control voltage / current feedback circuit 16 to the frequency variable circuit 15. Using this signal, the frequency variable circuit 15 outputs a gate control signal having a frequency corresponding to the difference between the power supply power and the set power. The gate control signal is added to the IGBT converter 11 to control the frequency. Therefore, the load fluctuation is corrected and stable power can be supplied to the heater 7. Further, since the frequency control is zero-cross control, there is no reactive power and high-efficiency control can be performed.
This load fluctuation control has two steps, disturbance → power fluctuation detection, compared to temperature fluctuation control through three steps of disturbance → heater temperature change → thermocouple detection, and the thermocouple detection step can be omitted. Is fast.
In the above embodiment, the power supply fluctuation detection means 22, the load fluctuation detection means 23, the temperature fluctuation detection means 24, and the frequency variable circuit 15 are provided in the supply power regulator 21, but the load (heater) is not limited to this form. The power fluctuation detection means 22, the load fluctuation detection means 23, the temperature fluctuation detection means 24, and the frequency variable circuit 15 are provided as a combination of a known power regulator for adjusting the power supplied to the power supply) and a means for outputting the control signal. May be.

周波数可変回路１５が、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４からの変動信号より、ＩＧＢＴへのゲート制御信号を出力する処理について、図９を用いて別の実施形態について説明する。   Another embodiment of the process in which the frequency variable circuit 15 outputs the gate control signal to the IGBT from the fluctuation signals from the power fluctuation detection means 22, the load fluctuation detection means 23, and the temperature fluctuation detection means 24 is described with reference to FIG. Will be described.

電源変動検出手段２２は、カレントトランス１２による電流、電圧測定ライン１３による電圧を実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器２２ａ、２２ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器２２ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝一次側電力を計算して、一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１として周波数可変回路１５に入力する。   The power fluctuation detection means 22 converts the current by the current transformer 12 and the voltage by the voltage measurement line 13 from the effective value (RMS) to DC by the AC / DC converters 22a and 22b, respectively, and by the calculator 22c, current (DC) × voltage. (DC) = Primary power is calculated and input to the frequency variable circuit 15 as the primary power fluctuation feedback signal FB1.

負荷変動検出手段２３は、カレントトランス１８による電流、電圧測定ライン１７による電圧を実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器２３ａ、２３ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器２３ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝二次側電力を計算して、二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２として周波数可変回路１５に入力する。   The load fluctuation detecting means 23 converts the current by the current transformer 18 and the voltage by the voltage measurement line 17 from the effective value (RMS) into DC by the AC / DC converters 23a and 23b, respectively, and the arithmetic unit 23c converts current (DC) × voltage. (DC) = Secondary power is calculated and input to the frequency variable circuit 15 as the secondary load fluctuation feedback signal FB2.

温度変動検出手段２４は、温度調節計９から出力される信号を電力設定信号として周波数可変回路１５に入力する。   The temperature fluctuation detecting means 24 inputs the signal output from the temperature controller 9 to the frequency variable circuit 15 as a power setting signal.

周波数可変回路１５は、内部に２個の電力ゲイン調整器１５ａ、１５ｂと、１個の電力設定ゲイン調整器１５ｃとを有し、個別に調整可能なアナログ演算又はＣＰＵ演算により、それぞれの信号レベルのレベル調整を行う。そして、レベル調整されたそれぞれの信号を加算器１５ｆに入力して加算を行う。この加算もアナログ演算またはＣＰＵ演算によって行われる。   The frequency variable circuit 15 has two power gain adjusters 15a and 15b and one power setting gain adjuster 15c inside, and each signal level can be adjusted individually by analog calculation or CPU calculation. Adjust the level. Then, each level-adjusted signal is input to the adder 15f to perform addition. This addition is also performed by analog calculation or CPU calculation.

上記のような構成において、周波数可変回路１５に一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２がそれぞれ入力されると、一次側フィードバック電源変動信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２は、電力ゲイン調整器１５ａ、１５ｂでゲインが調整され、インバータ１５ｄ、１５ｅによりそれぞれ負に反転されて加算器１５ｆに入力される。そして、加算器１５ｆでは、予め電力設定信号を出力するときのフィードバック信号ＦＢ１´（ＦＢ２´）とフィードバック信号ＦＢ１（ＦＢ２）が比較される。その差が電源変動（負荷変動）として、電力設定信号に加算される。
温度変動検出手段２４から周波数可変回路１５に電力設定信号が入力されると、電力設定信号は、電力設定ゲイン調整器１５ｃでゲインが調整されて加算器１５ｆに入力される。周波数可変回路１５は、電源変動または負荷変動が生じた場合、上記のようにゲイン調整した一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２の変動分を、加算器１５ｆ内で電力設定信号に加算して、最適な電力設定信号をゲート制御信号（ＩＧＢＴ周波数設定信号）として出力する。 In the above configuration, when the primary side power fluctuation feedback signal FB1 and the secondary load fluctuation feedback signal FB2 are input to the frequency variable circuit 15, respectively, the primary side feedback power fluctuation signal FB1 and the secondary load fluctuation feedback signal. The gain of FB2 is adjusted by the power gain adjusters 15a and 15b, inverted by inverters 15d and 15e, respectively, and input to the adder 15f. The adder 15f compares the feedback signal FB1 ′ (FB2 ′) and the feedback signal FB1 (FB2) when outputting the power setting signal in advance. The difference is added to the power setting signal as power supply fluctuation (load fluctuation).
When the power setting signal is input from the temperature variation detecting unit 24 to the frequency variable circuit 15, the gain of the power setting signal is adjusted by the power setting gain adjuster 15c and input to the adder 15f. When the power supply fluctuation or the load fluctuation occurs, the frequency variable circuit 15 uses the fluctuation of the primary side power fluctuation feedback signal FB1 and the secondary side load fluctuation feedback signal FB2 adjusted in gain as described above as power in the adder 15f. In addition to the setting signal, an optimum power setting signal is output as a gate control signal (IGBT frequency setting signal).

このように高速スイッチング電力制御用半導体変換器を構成する素子として高周波かつ大容量のＩＧＢＴを用いて、温度制御に対するフィードバック制御に、電源変動に対するフィードフォワード制御及び負荷変動に対するフィードバック制御を取り込むようにしたので、温度安定度、及び電源変動及び負荷変動に対する安定度が極めて優れ、ヒータ温度に高い安定性が得られる。特に、温度変動に加えて電源電圧変動及び負荷変動を取り込むことは、高周波かつ大容量の素子であるＩＧＢＴを採用することで初めて可能になる。   As described above, a high-frequency and large-capacity IGBT is used as an element constituting a semiconductor converter for high-speed switching power control, and feed-forward control for power supply fluctuation and feedback control for load fluctuation are incorporated in feedback control for temperature control. Therefore, the temperature stability and the stability against power supply fluctuation and load fluctuation are extremely excellent, and high stability in heater temperature can be obtained. In particular, it is possible to capture power supply voltage fluctuations and load fluctuations in addition to temperature fluctuations only by adopting an IGBT which is a high-frequency and large-capacity element.

図２は、上述した入力側フィルタ回路１０、ＩＧＢＴ変換器１１、出力側フィルタ回路３０の具体的な説明図である。   FIG. 2 is a specific explanatory diagram of the input-side filter circuit 10, the IGBT converter 11, and the output-side filter circuit 30 described above.

入力側フィルタ回路１０及び出力側フィルタ回路３０はともにノーマルモードフィルタ回路で構成する。すなわち、入力側フィルタ回路１０は、入力ライン３１に直列に接続されたチョークコイルＡＣＬ１と、チョークコイルＡＣＬ１の電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ側の入力ライン３１とコモンライン３３間に並列接続された複数のコンデンサＣＦ１〜ＣＦ６とから構成される。入力側フィルタ回路１０をノーマルモードフィルタ回路で構成すると、ＩＧＢＴ変換器１１から入力側に漏れる電磁ノイズを有効に減衰させることができる。   Both the input side filter circuit 10 and the output side filter circuit 30 are configured by normal mode filter circuits. That is, the input side filter circuit 10 includes a choke coil ACL1 connected in series to the input line 31, and a plurality of parallel connections between the input line 31 and the common line 33 on the power IGBT converter 11a side of the choke coil ACL1. Consists of capacitors CF1 to CF6. When the input side filter circuit 10 is configured by a normal mode filter circuit, electromagnetic noise leaking from the IGBT converter 11 to the input side can be effectively attenuated.

また、出力側フィルタ回路３０は、出力ライン３２に直列に接続されたチョークコイルＡＣＬ２と、チョークコイルＡＣＬ２のヒータ７側の出力ライン３２とコモンライン３３間に並列接続された複数のコンデンサＣＦ７〜ＣＦ１２とから構成される。出力側フィルタ回路３０をノーマルモードフィルタ回路で構成すると、ＩＧＢＴ変換器１１から出力される交流電力中に含まれる高調波成分を有効に除去できる。また、コモンライン３３に素子を設けないノーマルモードフィルタであると、高い周波数のスパイク成分（逆起電力）をヒータ７を介してコモンライン３３から回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂに有効に戻すことができる。その結果、コモンライン３３でのエネルギー放出なしに電力回生を有効に行うことができ、交流電源１のエネルギー効率を向上できる。   The output side filter circuit 30 includes a choke coil ACL2 connected in series to the output line 32, and a plurality of capacitors CF7 to CF12 connected in parallel between the output line 32 and the common line 33 on the heater 7 side of the choke coil ACL2. It consists of. If the output side filter circuit 30 is configured by a normal mode filter circuit, harmonic components contained in the AC power output from the IGBT converter 11 can be effectively removed. Further, in the normal mode filter in which no element is provided in the common line 33, a high frequency spike component (back electromotive force) can be effectively returned from the common line 33 to the regenerative IGBT converter 11b via the heater 7. . As a result, it is possible to effectively perform power regeneration without releasing energy in the common line 33, and the energy efficiency of the AC power source 1 can be improved.

ＩＧＢＴ変換器１１は、主回路のＯＮ／ＯＦＦを行う主回路スイッチング素子部である電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａと、主回路スイッチング素子のＯＦＦ時に動作する回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂとから構成され、それぞれ一体化されてパッケージ化されている。各素子は、正の電圧・電流用と負の電圧・電流用の２系統で構成され、逆流防止のため、高速整流素子も各々配置される。   The IGBT converter 11 includes a power IGBT converter 11a that is a main circuit switching element unit that performs ON / OFF of the main circuit, and a regeneration IGBT converter 11b that operates when the main circuit switching element is OFF. Integrated and packaged. Each element is composed of two systems, a positive voltage / current and a negative voltage / current, and a high-speed rectifying element is also arranged to prevent backflow.

電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、高速整流回路ＦＲＤ１と、直列上下二段の前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と、スナバ回路ＣＲＦ１と、直列上下二段の後段スイッチ回路（チョッパー部）ＩＧＢＴ２とから構成される。図２では、電流を多く流すためＩＧＢＴを２つ用意している。スイッチング方法として、電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、上述したようにＰＷＭ制御（パルス幅変調）にてＯＮ／ＯＦＦ制御する。回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂは電源電圧の正負を判断して動作する。負荷が純抵抗負荷又は誘導性負荷をもった純抵抗負荷によってはスイッチング動作に遅延時間を入れて調整できるような回路構成にしておくのが望ましい。
高速整流回路ＦＲＤ１は、センタタップに入力ライン３１が接続されるセンタタップ型の高速整流素子で構成され、入力ライン３１から加えられる供給元の交流を正の半波と負の半波とに整流して、極性に応じて前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１の上段と下段とに振分ける。 The power IGBT converter 11a includes a high-speed rectifier circuit FRD1, a two-stage upstream switch circuit IGBT1 in series, a snubber circuit CRF1, and a two-stage upstream switch circuit (chopper part) IGBT2 in series. In FIG. 2, two IGBTs are prepared in order to flow a large amount of current. As a switching method, the power IGBT converter 11a performs ON / OFF control by PWM control (pulse width modulation) as described above. The regenerative IGBT converter 11b operates by determining whether the power supply voltage is positive or negative. Depending on a pure resistance load or a pure resistance load having an inductive load, it is desirable to have a circuit configuration that can adjust the switching operation with a delay time.
The high-speed rectifier circuit FRD1 is configured by a center tap type high-speed rectifier element in which the input line 31 is connected to the center tap, and rectifies the alternating current supplied from the input line 31 into a positive half wave and a negative half wave. Then, the upper switch circuit IGBT1 is divided into an upper stage and a lower stage according to the polarity.

前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、ともに直列上下二段積みされたタブラアーム型のＩＧＢＴで構成され、各ＩＧＢＴに並列にフリーホイールダイオードが接続されている。前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、並列運転され、高速整流回路ＦＲＤ１により振分けられた正の半波を上段のＩＧＢＴで、負の半波を下段のＩＧＢＴでそれぞれ直接スイッチする。
スナバ回路ＣＲＦ１は、同じくタブラアーム型で構成され、前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２とに共通接続され、これらを構成する各ＩＧＢＴのオフ時に回路内で発生し、フリーホイールダイオードＦＷＤを通して流れる電流を熱として消費させる。 Each of the front-stage switch circuit IGBT1 and the rear-stage switch circuit IGBT2 is configured by a tabular arm type IGBT stacked in series in two stages, and a free wheel diode is connected in parallel to each IGBT. The front-stage switch circuit IGBT1 and the rear-stage switch circuit IGBT2 are operated in parallel and directly switch the positive half-wave distributed by the high-speed rectifier circuit FRD1 with the upper-stage IGBT and the negative half-wave with the lower-stage IGBT.
The snubber circuit CRF1 is similarly configured as a tabular arm type, and is commonly connected to the front-stage switch circuit IGBT1 and the rear-stage switch circuit IGBT2, and generates a current flowing through the freewheel diode FWD in the circuit when each of the IGBTs constituting them is turned off. Consume as heat.

電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、入力ライン３１に加えられる交流を極性に応じて高速整流回路ＦＲＤ１で振分け、前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１及び後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２でスイッチして交流電力を得て、この交流電力を出力側フィルタ回路３０に加える。また、スナバ回路ＣＲＦ１により電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ内で発生する逆起電力を熱消費させる。   The power IGBT converter 11a distributes the alternating current applied to the input line 31 by the high-speed rectifier circuit FRD1 according to the polarity, and switches the front stage switch circuit IGBT1 and the rear stage switch circuit IGBT2 to obtain the alternating current power. This is applied to the output side filter circuit 30. Further, the counter electromotive force generated in the power IGBT converter 11a is consumed by the snubber circuit CRF1.

回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂは、センタタップにコモンライン３３が接続されるセンタタップ型の高速整流回路ＦＲＤ２と、直列上下二段のタブラ型のスイッチ回路ＩＧＢＴ３と、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段に並列に接続される２つのシングルタイプのスナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３とから構成される。
この回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂでは、ＩＧＢＴ変換器１１外で発生してコモンライン３３から戻ってくる逆起電力を極性に応じて高速整流回路ＦＲＤ２で振分け、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段で極性に応じて直接交流をスイッチして回生電力を得、この回生電力を電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ、入力側フィルタ回路１０を介して交流電源１に戻す。また、スナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３では、回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂ内で発生する逆起電力を熱消費させる。
ＩＧＢＴは周波数ゼロから電源周波数より高い周波数（例えば３００Ｈｚ）に連続的に変化させることが可能であるが、周波数が３００Ｈｚよりも高くなると、負荷のインダクタンス要素に起因して発生する逆起電力の影響が無視できなくなる。しかし、本実施の形態では、回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂを設けているので、誘導負荷の逆起電力を効率良く交流電源１に戻すことができるため、その影響を無視できる。 The regenerative IGBT converter 11b includes a center tap type high-speed rectifier circuit FRD2 having a common line 33 connected to the center tap, a series of two upper and lower tabular switch circuits IGBT3, and a switch circuit IGBT3 in parallel. It is composed of two single type snubber circuits CRF2 and CRF3 to be connected.
In the regenerative IGBT converter 11b, the back electromotive force generated outside the IGBT converter 11 and returned from the common line 33 is distributed by the high-speed rectifier circuit FRD2 according to the polarity, and according to the polarity at each stage of the switch circuit IGBT3. Then, AC is directly switched to obtain regenerative power, and this regenerative power is returned to the AC power supply 1 via the power IGBT converter 11a and the input side filter circuit 10. In the snubber circuits CRF2 and CRF3, the back electromotive force generated in the regeneration IGBT converter 11b is consumed by heat.
The IGBT can be continuously changed from a frequency of zero to a frequency higher than the power supply frequency (for example, 300 Hz). However, when the frequency is higher than 300 Hz, the influence of the counter electromotive force generated due to the inductance element of the load. Cannot be ignored. However, in the present embodiment, since the regenerative IGBT converter 11b is provided, the back electromotive force of the inductive load can be efficiently returned to the AC power source 1, and therefore the influence can be ignored.

図１０に、本発明の実施の形態に係る半導体を製造するプロセスの一つである、熱処理を半導体基板に行うための半導体製造装置としての熱処理装置１１０の斜視図の一例を示す。この熱処理装置１１０は、バッチ式縦型熱処理であり、主要部が配置される筐体１１２を有する。   FIG. 10 shows an example of a perspective view of a heat treatment apparatus 110 as a semiconductor manufacturing apparatus for performing heat treatment on a semiconductor substrate, which is one of processes for manufacturing a semiconductor according to an embodiment of the present invention. This heat treatment apparatus 110 is a batch type vertical heat treatment, and has a casing 112 in which a main part is arranged.

筐体１１２内の背面側上側には反応炉１４０が配置されている。この反応炉１４０内に、複数枚の基板を装填した基板支持具１３０が搬入され熱処理が行われる。   A reaction furnace 140 is disposed on the upper side of the back side in the housing 112. The substrate support 130 loaded with a plurality of substrates is carried into the reaction furnace 140 and subjected to heat treatment.

図１１に、反応炉１４０の断面図の一例を示す。この反応炉１４０は、石英製の反応管１４２を有する。この反応管１４２は、上端部が閉塞され下端部が開放された円筒形状をしている。この反応管１４２の下方には反応管１４２を支持するよう石英製のアダプタ１４４が配置される。この反応管１４２とアダプタ１４４により反応容器１４３が形成されている。また、反応容器１４３のうち、アダプタ１４４を除いた反応管１４２の周囲には、ヒータ１４６が配置されている。   FIG. 11 shows an example of a cross-sectional view of the reaction furnace 140. The reaction furnace 140 has a reaction tube 142 made of quartz. The reaction tube 142 has a cylindrical shape with its upper end closed and its lower end open. A quartz adapter 144 is disposed below the reaction tube 142 so as to support the reaction tube 142. A reaction vessel 143 is formed by the reaction tube 142 and the adapter 144. A heater 146 is disposed around the reaction tube 142 excluding the adapter 144 in the reaction vessel 143.

反応管１４２とアダプタ１４４により形成される反応容器１４３の下部は、基板支持具１３０を挿入するために開放され、この開放部分（炉口部）は炉口シールキャップ１４８がアダプタ１４４の下端部フランジの下面に当接することにより密閉されるようにしてある。炉口シールキャップ１４８は基板支持具１３０を支持し、基板支持具１３０と共に昇降可能に設けられている。基板支持具１３０は、多数枚、例えば２５〜１００枚の基板１５４を略水平状態で隙間をもって多段に支持し、反応管１４２内に装填される。   A lower portion of the reaction vessel 143 formed by the reaction tube 142 and the adapter 144 is opened to insert the substrate support 130, and the open portion (furnace port portion) of the furnace port seal cap 148 has a lower end flange of the adapter 144. It is made to seal by contact | abutting to the lower surface of this. The furnace port seal cap 148 supports the substrate support 130 and is provided so as to be movable up and down together with the substrate support 130. The substrate support 130 supports a large number of substrates, for example, 25 to 100 substrates 154 in a substantially horizontal state with multiple gaps and is loaded into the reaction tube 142.

アダプタ１４４には、アダプタ１４４と一体にガス供給口１５６とガス排気口１５９とが設けられている。ガス供給口１５６にはガス導入管１６０が、ガス排気口１５９には排気管１６２がそれぞれ接続されている。   The adapter 144 is provided with a gas supply port 156 and a gas exhaust port 159 integrally with the adapter 144. A gas introduction pipe 160 is connected to the gas supply port 156, and an exhaust pipe 162 is connected to the gas exhaust port 159.

ガス導入管１６０からガス供給口１５６に導入された処理ガスは、アダプタ１４４の側壁部に設けられたガス導入経路１６４、及びノズル１６６を介して反応管１４２内に供給される。   The processing gas introduced from the gas introduction pipe 160 to the gas supply port 156 is supplied into the reaction tube 142 via the gas introduction path 164 provided in the side wall portion of the adapter 144 and the nozzle 166.

次に上述したように構成された熱処理装置１１０の作用について説明する。
なお、以下の説明において、熱処理装置１１０、すなわち熱処理を行うための基板処理装置を構成する各部の動作はコントローラ１７０により制御される。 Next, the operation of the heat treatment apparatus 110 configured as described above will be described.
In the following description, the operation of each unit constituting the heat treatment apparatus 110, that is, the substrate processing apparatus for performing the heat treatment, is controlled by the controller 170.

まず、ポッドステージ１１４に複数枚の基板１５４を収容したポッド１１６がセットされると、ポッド搬送装置１１８によりポッド１１６をポッドステージ１１４からポッド棚１２０へ搬送し、このポッド棚１２０にストックする。次に、ポッド搬送装置１１８により、このポッド棚１２０にストックされたポッド１１６をポッドオープナ１２２に搬送してセットし、このポッドオープナ１２２によりポッド１１６の蓋を開き、基板枚数検知器１２４によりポッド１１６に収容されている基板１５４の枚数を検知する。   First, when a pod 116 containing a plurality of substrates 154 is set on the pod stage 114, the pod 116 is transferred from the pod stage 114 to the pod shelf 120 by the pod transfer device 118 and stocked on the pod shelf 120. Next, the pod conveying device 118 conveys and sets the pod 116 stocked on the pod shelf 120 to the pod opener 122, opens the lid of the pod 116 by the pod opener 122, and the pod 116 by the substrate number detector 124. The number of substrates 154 accommodated in is detected.

次に、基板移載機１２６のツイーザ１３２により、ポッドオープナ１２２の位置にあるポッド１１６から基板１５４を取り出し、ノッチアライナ１２８に移載する。このノッチアライナ１２８においては、基板１５４を回転させながら、ノッチを検出し、整列させる。次に、基板移載機１２６のツイーザ１３２により、ノッチアライナ１２８から基板１５４を取り出し、基板支持具１３０に移載する。   Next, the substrate 154 is taken out from the pod 116 at the position of the pod opener 122 by the tweezer 132 of the substrate transfer machine 126 and transferred to the notch aligner 128. The notch aligner 128 detects and aligns notches while rotating the substrate 154. Next, the substrate 154 is taken out from the notch aligner 128 by the tweezer 132 of the substrate transfer machine 126 and transferred to the substrate support 130.

このようにして、１バッチ分の基板１５４を基板支持具１３０に移載すると、例えば６００℃程度の温度に設定された反応炉１４０（反応容器１４３）内に複数枚の基板１５４を装填した基板支持具１３０を挿入し、炉口シールキャップ１４８により反応炉１４０内を密封する。次に、炉内温度を熱処理温度まで昇温させて、ガス導入管１６０からガス供給口１５６、アダプタ１４４側壁部に設けられたガス導入経路１６４、及びノズル１６６を介して反応管１４２内に処理ガスを導入する。基板１５４を熱処理する際、基板１５４は例えば１０００℃の設定温度に加熱される。設定温度にするためヒータへの供給電力を調節する際に、実施の形態の供給電力調整器が前記コントローラ１７０の一部として用いられる。   In this way, when one batch of substrates 154 is transferred to the substrate support 130, for example, a substrate in which a plurality of substrates 154 are loaded in the reaction furnace 140 (reaction vessel 143) set to a temperature of about 600 ° C. The support 130 is inserted, and the reactor 140 is sealed with a furnace port seal cap 148. Next, the furnace temperature is raised to the heat treatment temperature, and processing is performed in the reaction tube 142 from the gas introduction pipe 160 through the gas supply port 156, the gas introduction path 164 provided in the side wall of the adapter 144, and the nozzle 166. Introduce gas. When heat-treating the substrate 154, the substrate 154 is heated to a set temperature of 1000 ° C., for example. When adjusting the power supplied to the heater to reach the set temperature, the power supply regulator of the embodiment is used as a part of the controller 170.

基板１５４の熱処理が終了すると、例えば炉内温度を６００℃程度の温度に降温した後、熱処理後の基板１５４を支持した基板支持具１３０を反応炉１４０からアンロードし、基板支持具１３０に支持された全ての基板１５４が冷える間で、基板支持具１３０を所定位置で待機させる。次に、待機させた基板支持具１３０の基板１５４が所定温度まで冷却されると、基板移載機１２６により、基板支持具１３０から基板１５４を取り出し、ポッドオープナ１２２にセットされている空のポッド１１６に搬送して収容する。次に、ポッド搬送装置１１８により、基板１５４が収容されたポッド１１６をポッド棚１２０、またはポッドステージ１１４に搬送して一連の処理が完了する。   When the heat treatment of the substrate 154 is completed, for example, after the temperature in the furnace is lowered to about 600 ° C., the substrate support 130 supporting the substrate 154 after the heat treatment is unloaded from the reaction furnace 140 and supported by the substrate support 130. While all the substrates 154 are cooled, the substrate support 130 is put on standby at a predetermined position. Next, when the substrate 154 of the substrate support 130 that has been waiting is cooled to a predetermined temperature, the substrate transfer device 126 takes out the substrate 154 from the substrate support 130, and the empty pod set in the pod opener 122. It conveys to 116 and accommodates. Next, the pod carrying device 118 carries the pod 116 containing the substrate 154 to the pod shelf 120 or the pod stage 114 to complete a series of processes.

以上述べたように、実施の形態の供給電力調整器によれば次のような効果を奏する。   As described above, the supply power regulator according to the embodiment has the following effects.

交流電源の交流電圧を直接ＩＧＢＴ変換器でスイッチングしているので、ＩＧＢＴ変換器の前段のダイオード全波整流回路が不要となり、コンパクトな供給電力調整器を実現できる。
例えば、全波整流回路は、その容量にも依存するが、２００Ａクラスでは、２００（Ｗ）×３５０（Ｄ）×１００（Ｈ）位の大きさとなる。このような全波整流回路を備えた供給電力調整器全体の大きさは、６００（Ｗ）×８００（Ｄ）×１２００（Ｈ）位の大きさとなる。本実施の形態では、全波整流回路がないので、供給電力調整器全体の大きさを、この８０％位のサイズにすることが可能になる。 Since the AC voltage of the AC power supply is directly switched by the IGBT converter, a diode full-wave rectifier circuit in front of the IGBT converter becomes unnecessary, and a compact supply power regulator can be realized.
For example, the full-wave rectifier circuit has a size of about 200 (W) × 350 (D) × 100 (H) in the 200A class, although it depends on its capacity. The overall size of the power supply regulator provided with such a full-wave rectifier circuit is about 600 (W) × 800 (D) × 1200 (H). In the present embodiment, since there is no full-wave rectifier circuit, the size of the entire power supply regulator can be reduced to about 80%.

また、ＩＧＢＴ変換器で発生した電磁ノイズは、入力側フィルタ回路によって抑制されるので、交流電源へ電磁ノイズが混入するのを防止できる。したがって、交流電源にノイズ障害が発生するのを防止することができる。また、交流電源からＩＧＢＴ変換器に至る入力ケーブルに電磁ノイズが誘導されるのを抑制することができる。   Moreover, since the electromagnetic noise generated by the IGBT converter is suppressed by the input side filter circuit, it is possible to prevent the electromagnetic noise from being mixed into the AC power supply. Therefore, it is possible to prevent noise disturbance from occurring in the AC power supply. Further, induction of electromagnetic noise in the input cable from the AC power source to the IGBT converter can be suppressed.

また、ＩＧＢＴ変換器の出力に含まれる高調波成分は、出力側フィルタ回路によって抑制されるので、ヒータに供給される交流電力中の高調波成分を減衰することできる。   Moreover, since the harmonic component contained in the output of the IGBT converter is suppressed by the output side filter circuit, the harmonic component in the AC power supplied to the heater can be attenuated.

また、回生用ＩＧＢＴ変換器を備え、ＩＧＢＴ変換器外で発生する逆起電力を回生して交流電源に戻しているので、交流電源のエネルギー効率を向上できる。特に、ＩＧＢＴ変換器は、高速・高周波でスイッチング動作させるので、逆起電力の発生回数もそれだけ多く、電力回生が頻繁に行われるので、エネルギー効率の向上に大きく寄与できる。   Moreover, since the IGBT converter for regeneration is provided and the back electromotive force generated outside the IGBT converter is regenerated and returned to the AC power supply, the energy efficiency of the AC power supply can be improved. In particular, since the IGBT converter is switched at a high speed and a high frequency, the number of occurrences of the counter electromotive force is so large and the power regeneration is frequently performed, which can greatly contribute to the improvement of energy efficiency.

電源電圧変動をフィードフォワード制御として、及び負荷変動をフィードバック制御として、温度変動のフィードバック制御に取り込んだので、温度安定性に優れた制御システムが提供可能となる。また、安定した電力制御が可能となり、使い勝手がよい。
ゼロクロス制御であるため、原理的に無効電力のない、電源電力を有効利用でき、高効率な供給電力調整器を提供することができる。 Since the power supply voltage fluctuation is taken as feedforward control and the load fluctuation is taken as feedback control, it is incorporated into the temperature fluctuation feedback control, so that a control system having excellent temperature stability can be provided. In addition, stable power control is possible, and usability is good.
Since zero-crossing control is used, it is possible to provide a highly efficient supply power regulator that can effectively use power source power that has no reactive power in principle.

既存の温度調節計９を用いて、その出力を周波数可変回路１５に加えて、ＩＧＢＴのゲート制御信号を出力するようにしたので、従来のシシステムと互換性を持たせることができ、僅かな変更を加えるだけで、従来システムから本システムに容易に変更できる。なお、温度調節計に既存のものを用いず、電源変動や負荷変動の場合と同様に、演算機能を周波数可変回路１５に移植して、温度調節計は、単に温度変動のみを検出する回路として構成するようにしてもよい。   Since the existing temperature controller 9 is used to add the output to the frequency variable circuit 15 and output the gate control signal of the IGBT, it can be compatible with the conventional system, and a little The system can be easily changed from the conventional system to this system simply by making a change. In addition, the existing temperature controller is not used, and the calculation function is transplanted to the frequency variable circuit 15 as in the case of power supply fluctuation or load fluctuation, so that the temperature controller is simply a circuit that detects only the temperature fluctuation. You may make it comprise.

高速スイッチング素子を採用することで省電力化され、無駄なく必要な電力を得ることが可能となる。特に、高周波の素子であるＩＧＢＴを用いているので、温度応答性に優れ、またノイズを嫌う計装ライン近辺のヒータ制御に好適である。   By adopting a high-speed switching element, power can be saved and necessary power can be obtained without waste. In particular, since an IGBT, which is a high-frequency element, is used, it is excellent in temperature responsiveness and suitable for heater control in the vicinity of an instrumentation line that dislikes noise.

なお、上述した実施の形態では、温度変動に加えて電源電圧変動及び負荷変動の両方を制御に取り込むようにしたが、温度変動制御に電源電圧変動のみを制御に取り込むようにしたり、あるいは温度変動制御に負荷変動のみを制御に取り込むようにしたりしても良い。前者では供給電源の電圧変動を補正して、安定した供給電力を得ることが可能となる。後者では、ヒータの負荷変動を押さえることが可能となる。   In the above-described embodiment, both the power supply voltage fluctuation and the load fluctuation are taken into the control in addition to the temperature fluctuation, but only the power supply voltage fluctuation is taken into the control in the temperature fluctuation control, or the temperature fluctuation Only load fluctuations may be taken into the control. In the former, stable supply power can be obtained by correcting the voltage fluctuation of the supply power supply. In the latter, it is possible to suppress the load fluctuation of the heater.

本発明の実施の形態より、使用する機器への誤動作・破損、更に周辺機器への誤動作原因となっていた高速スイッチング時に発生させるサージ電流や高周波ノイズを小さくすることができるようになり、歪みの少ない、きれいな交流正弦波出力にすることができるようになった。   From the embodiment of the present invention, it becomes possible to reduce the surge current and high-frequency noise generated at the time of high-speed switching, which has caused malfunctions and damage to the equipment used, and malfunctions to the peripheral equipment, and distortion can be reduced. It is now possible to produce a small, clean AC sine wave output.

また、上述した実施の形態の供給電力調整器２１は、ヒータにより加熱される反応炉を備えた半導体製造装置に用いることが可能である。反応炉は、石英チューブと、この石英チューブを外部から加熱する筒状のヒータとから構成される。このヒータを加熱するために実施の形態の供給電力調整器を用いる。上述した供給電力調整器を半導体製造装置に用いれば、ヒータ温度の安定性が得られるので、高性能な半導体デバイスを得ることができる。   Further, the supply power regulator 21 of the above-described embodiment can be used for a semiconductor manufacturing apparatus including a reaction furnace heated by a heater. The reaction furnace includes a quartz tube and a cylindrical heater that heats the quartz tube from the outside. In order to heat this heater, the supply power regulator of the embodiment is used. If the supply power regulator described above is used in a semiconductor manufacturing apparatus, the heater temperature can be stable, and a high-performance semiconductor device can be obtained.

以下に、本発明の好ましい態様を付記する。
第１の態様は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して、この交流電力をヒータに供給するＩＧＢＴ変換器と、前記ＩＧＢＴ変換器の入力側に設けられ、前記ＩＧＢＴ変換器で発生する電磁ノイズを抑制する入力側フィルタ回路と、前記ＩＧＢＴ変換器の出力側に設けられ、前記ＩＧＢＴ変換器から出力される交流電力に含まれる高調波成分を抑制する出力側フィルタ回路と、前記ヒータの温度変動を検出する温度変動検出手段と、前記交流電源から前記ＩＧＢＴ変換器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、前記ＩＧＢＴ変換器から前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び前記負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記ヒータに供給すべき電力量を演算して、その演算結果に応じて前記ＩＧＢＴ変換器に加える前記制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、を備えたことを特徴とする供給電力調整器である。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be additionally described.
The first aspect is provided on the input side of the IGBT converter, which converts the AC voltage of the AC power source into AC power corresponding to the frequency of the control signal and supplies the AC power to the heater. An input side filter circuit that suppresses electromagnetic noise generated in the IGBT converter, and an output that is provided on the output side of the IGBT converter and suppresses harmonic components contained in AC power output from the IGBT converter A side filter circuit, temperature fluctuation detection means for detecting temperature fluctuations of the heater, power supply fluctuation detection means for detecting power fluctuation of the AC power supply from an AC voltage supplied from the AC power supply to the IGBT converter, A load fluctuation detecting means for detecting a load fluctuation from AC power supplied from the IGBT converter to the heater, the temperature fluctuation detecting means, the power supply fluctuation detecting means, and Frequency variable means for calculating the amount of power to be supplied to the heater according to each detection result of the load fluctuation detection means, and controlling the frequency of the control signal applied to the IGBT converter according to the calculation result; And a supply power regulator characterized by comprising:

本態様によれば、交流電源の交流電圧を直接ＩＧＢＴ変換器でスイッチングしているので、ＩＧＢＴ変換器の前段の整流回路が不要となり、コンパクトな電源を実現できる。   According to this aspect, since the AC voltage of the AC power source is directly switched by the IGBT converter, the rectifier circuit in the previous stage of the IGBT converter is not required, and a compact power source can be realized.

また、ＩＧＢＴ変換器で発生した電磁ノイズは、入力側フィルタ回路によって抑制されるので、交流電源へ電磁ノイズが混入するのを防止できる。
また、ＩＧＢＴ変換器の出力に含まれる高調波成分は、出力側フィルタ回路によって抑制されるので、ヒータに供給される交流電力中に高調波成分が含まれるのを防止できる。 Moreover, since the electromagnetic noise generated by the IGBT converter is suppressed by the input side filter circuit, it is possible to prevent the electromagnetic noise from being mixed into the AC power supply.
Moreover, since the harmonic component contained in the output of the IGBT converter is suppressed by the output side filter circuit, it can be prevented that the harmonic component is contained in the AC power supplied to the heater.

また、温度変動検出手段で温度変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、温度変動に対するヒータへの供給電力をフィードバック制御している。したがって、ヒータの温度を所定の温度に良好に保つことができる。   Further, the temperature fluctuation is detected by the temperature fluctuation detecting means, the electric energy corresponding to the detection result is calculated by the frequency variable means, and the frequency of the IGBT converter is controlled according to the calculation result. The power supply is feedback controlled. Therefore, the temperature of the heater can be kept good at a predetermined temperature.

また、交流電源が変動すると、その変動はＩＧＢＴ変換器の入力側に電力の変動として現れる。電源変動検出手段で、この電力変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、電源変動に対する供給電力をフィードフォワード制御している。したがって、良好にフィードバック制御されているときに電源変動が生じて、ヒータへの供給電力量が変動してしまうことで生じるヒータ温度の乱れを抑制することができる。   Further, when the AC power supply fluctuates, the fluctuation appears as a fluctuation in power on the input side of the IGBT converter. The power fluctuation detection means detects this power fluctuation, the frequency variable means calculates the amount of power according to the detection result, and frequency-controls the IGBT converter according to the calculation result, thereby supplying power to the power fluctuation. Feedforward control. Accordingly, it is possible to suppress the disturbance of the heater temperature that occurs when the power supply fluctuates when the feedback control is favorably performed and the amount of power supplied to the heater fluctuates.

また、負荷が変動すると、その変動はヒータに供給される電力の変動として現れる。負荷変動検出手段でこの電力変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、負荷変動に対する供給電力をフィードバック制御している。したがって、良好にフィードバック制御されているときに負荷変動が生じて、ヒータへの供給電力量の制御が負荷変動で大きく乱れてしまうことで生じるヒータ温度の乱れを抑制することができる。   Further, when the load fluctuates, the fluctuation appears as a fluctuation of the electric power supplied to the heater. The load fluctuation detecting means detects this power fluctuation, the frequency variable means calculates the amount of power corresponding to the detection result, and frequency-controls the IGBT converter according to the calculation result, thereby reducing the supply power for the load fluctuation. Feedback control. Therefore, it is possible to suppress the disturbance of the heater temperature that occurs when the load fluctuation occurs when the feedback control is well performed and the control of the amount of power supplied to the heater is greatly disturbed by the load fluctuation.

このようにＩＧＢＴ変換器を用いて、温度制御に対するフィードバック制御に、電源変動に対するフィードフォワード制御及び負荷変動に対するフィードバック制御を取り込むようにしたので、温度安定度、及び電源変動及び負荷変動に対する安定度が極めて優れ、ヒータ温度に高い安定性が得られる。また、ＩＧＢＴ変換器に高速スイッチング動作をさせるので温度応答性に優れる。また、進相コンデンサの補正によらない制御なので、使い勝手がよくなる。さらに、変換器をＩＧＢＴで構成したので、特に過渡応答性に優れる。また、ＩＧＢＴの周波数制御は、ゼロクロス制御であるので、電源の効率を向上できる。   As described above, since the feed-back control with respect to the power supply fluctuation and the feedback control with respect to the load fluctuation are incorporated into the feedback control with respect to the temperature control using the IGBT converter, the temperature stability and the stability with respect to the power supply fluctuation and the load fluctuation are increased. Extremely excellent and high stability in heater temperature is obtained. Moreover, since the IGBT converter is caused to perform a high-speed switching operation, the temperature response is excellent. In addition, since the control does not depend on the correction of the phase advance capacitor, the usability is improved. Furthermore, since the converter is composed of an IGBT, the transient response is particularly excellent. Moreover, since the frequency control of IGBT is zero cross control, the efficiency of a power supply can be improved.

第２の態様は、第１の態様において、前記ＩＧＢＴ変換器は、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器を備えていることを特徴とする供給電力調整器である。
ＩＧＢＴ変換器が回生用ＩＧＢＴ変換器を備えて、熱エネルギーとして放出される逆起電力を回生して交流電源に戻しているので、交流電源のエネルギー効率を上げることができる。 According to a second aspect, in the first aspect, the IGBT converter includes a regenerative IGBT converter that regenerates a back electromotive force generated by a switching operation of the IGBT converter and returns the back electromotive force to the AC power source. It is the supply power regulator characterized.
Since the IGBT converter includes an IGBT converter for regeneration and regenerates the back electromotive force released as thermal energy and returns it to the AC power supply, the energy efficiency of the AC power supply can be increased.

第３の態様は、第１ないし第２の態様の供給電力調整器をヒータ用電源に用いた半導体製造装置である。ヒータ温度に高い安定性が得られる第１の発明ないし第２の発明の供給電力調整器を備えているので、高性能な半導体デバイスを製造することができる。   A third aspect is a semiconductor manufacturing apparatus using the supply power regulator of the first or second aspect as a heater power source. Since the power supply regulator according to the first or second aspect of the present invention that provides high stability in the heater temperature is provided, a high-performance semiconductor device can be manufactured.

１ 交流電源
７ ヒータ
８ 温度測定用熱電対
９ 温度調節計
１０ 入力側フィルタ回路
１１ ＩＧＢＴ変換器
２０ 出力側フィルタ回路
２１ 供給電力調整器
１４ 電源電圧・電流フィードフォワード回路
１６ 制御電圧・電流フィードバック回路
１５ 周波数可変回路（周波数可変手段）
２２ 電源変動検出手段
２３ 負荷変動検出手段
２４ 温度変動検出手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 7 Heater 8 Thermocouple 9 for temperature measurement Temperature controller 10 Input side filter circuit 11 IGBT converter 20 Output side filter circuit 21 Supply power regulator 14 Power supply voltage / current feedforward circuit 16 Control voltage / current feedback circuit 15 Frequency variable circuit (frequency variable means)
22 Power fluctuation detection means 23 Load fluctuation detection means 24 Temperature fluctuation detection means

Claims (8)

交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して、負荷への供給電力を調整する供給電力調整器であって、直列上下２段積みされ、上段のＩＧＢＴ変換器と下段のＩＧＢＴ変換器で構成され、前段と後段にそれぞれ並列接続された２つの電力用ＩＧＢＴ変換器と、前記交流電圧を正の半波と負の半波に整流して、極性に応じて前記上段の電力用ＩＧＢＴ変換器と前記下段の電力用ＩＧＢＴ変換器に振分ける電力用整流回路とを備え、
前記負荷の測定温度と設定温度との温度差に応じた温度変動を電力設定信号として検出する温度変動検出手段と、
前記交流電源から前記電力用ＩＧＢＴ変換器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を電源変動フィードフォワード信号として検出する電源変動検出手段と、
前記電力用ＩＧＢＴ変換器から前記負荷に供給される交流電力から負荷変動を負荷変動フィードバック信号として検出する負荷変動検出手段と、
前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段及び前記負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記温度変動に対するフィードバック制御に、前記電源変動に対するフィードフォワード制御及び前記負荷変動に対するフィードバック制御を取り込むことにより、前記電源変動フィードフォワード信号及び前記負荷変動フィードバック信号の変動分を前記電力設定信号に加算して、調整された最適な電力設定信号をゲート制御信号として前記電力用ＩＧＢＴ変換器に出力し、前記制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
を備えた供給電力調整器。 A power supply regulator that converts AC voltage of an AC power source into AC power corresponding to the frequency of the control signal and adjusts the power supplied to the load, and is stacked in two upper and lower stages in series, and the upper IGBT converter Two power IGBT converters composed of lower IGBT converters connected in parallel to the front and rear stages respectively, and rectifying the AC voltage into a positive half wave and a negative half wave, and depending on the polarity, An upper power IGBT converter and a power rectifier circuit that distributes to the lower power IGBT converter;
Temperature fluctuation detecting means for detecting a temperature fluctuation corresponding to a temperature difference between the measured temperature of the load and a set temperature as a power setting signal;
Power fluctuation detection means for detecting a power fluctuation of the AC power as a power fluctuation feedforward signal from an AC voltage supplied from the AC power to the power IGBT converter;
Load fluctuation detecting means for detecting a load fluctuation as a load fluctuation feedback signal from AC power supplied from the power IGBT converter to the load;
According to the detection results of the temperature fluctuation detection means, the power fluctuation detection means, and the load fluctuation detection means, feed-forward control for the power fluctuation and feedback control for the load fluctuation are incorporated in the feedback control for the temperature fluctuation. The power fluctuation feedforward signal and the fluctuation of the load fluctuation feedback signal are added to the power setting signal, and the adjusted optimum power setting signal is output to the power IGBT converter as a gate control signal. Frequency variable means for controlling the frequency of the control signal;
Supply power regulator with. 更に、スナバ回路を備え、
前記スナバ回路により、複数の前記電力用ＩＧＢＴ変換器の前記上段のＩＧＢＴ変換器と前記下段の２つのＩＧＢＴ変換器のオフ時に発生する逆起電力を熱として消費させる請求項１の供給電力調整器。 Furthermore, it has a snubber circuit,
The power supply regulator according to claim 1, wherein the snubber circuit consumes back electromotive force generated as heat when the upper IGBT converter and the lower two IGBT converters of the plurality of power IGBT converters are turned off as heat. . 更に、回生用ＩＧＢＴ変換器が構成され、
前記回生用ＩＧＢＴ変換器は、負荷側で発生して戻ってくる逆起電力を、スイッチングして回生電力を得、この回生電力を前記電力用ＩＧＢＴ変換器を介して前記交流電源へ戻す請求項１記載の供給電力調整器。 Furthermore, an IGBT converter for regeneration is configured,
The regenerative IGBT converter switches back electromotive force generated and returned on the load side to obtain regenerative power, and returns the regenerative power to the AC power supply via the power IGBT converter. The power supply regulator according to 1. 前記回生用ＩＧＢＴ変換器は、直列上下２段積みされる上段のＩＧＢＴ変換器と下段のＩＧＢＴ変換器とを備え、
更に、前記逆起電力を正の半波と負の半波に整流して、極性に応じて前記回生用ＩＧＢＴ変換器の前記上段のＩＧＢＴ変換器と前記下段のＩＧＢＴ変換器に振分ける回生用整流回路を備え、
前記回生用ＩＧＢＴ変換器の上段のＩＧＢＴ変換器は前記逆起電力の正の半波の期間はこの正の半波をスイッチングして回生電力を得、この回生電力を前記電力用ＩＧＢＴ変換器を介して前記交流電源へ戻し、負の半波の期間はオフ状態に設定され、
前記回生用ＩＧＢＴ変換器の前記下段のＩＧＢＴ変換器は、前記逆起電力の正の半波の期間はオフ状態に設定され、負の半波の期間はこの負の半波をスイッチングして回生電力を得、この回生電力を前記電力用ＩＧＢＴ変換器を介して前記交流電源へ戻す請求項３記載の供給電力調節器。 The regenerative IGBT converter includes an upper IGBT converter and a lower IGBT converter stacked in two stages in series,
Further, the back electromotive force is rectified into a positive half wave and a negative half wave, and distributed to the upper IGBT converter and the lower IGBT converter of the regenerative IGBT converter according to polarity. With rectifier circuit,
The IGBT converter in the upper stage of the regenerative IGBT converter obtains regenerative power by switching the positive half wave during the positive half wave period of the back electromotive force, and the regenerative power is supplied to the power IGBT converter. Through the AC power supply, the negative half-wave period is set to the off state,
The IGBT converter in the lower stage of the regenerative IGBT converter is set to an off state during the positive half-wave period of the back electromotive force, and the negative half-wave is switched to regenerate during the negative half-wave period. The supply power regulator according to claim 3, wherein power is obtained and the regenerative power is returned to the AC power supply via the power IGBT converter. 前記電力用ＩＧＢＴ変換器の前記上段の複数のＩＧＢＴ変換器と前記下段の複数のＩＧＢＴ変換器にそれぞれ並列に接続されたフリーホイールダイオードを備えた請求項１記載の供給電力調整器。   2. The supply power regulator according to claim 1, further comprising: a free wheel diode connected in parallel to each of the plurality of upper-stage IGBT converters and the plurality of lower-stage IGBT converters of the power IGBT converter. 更に、前記電力用ＩＧＢＴ変換器の前記上段の複数のＩＧＢＴ変換器または前記下段の複数のＩＧＢＴ変換器のオフ時に発生し、前記フリーホイールダイオードを通じて流れる電流を熱として消費させるスナバ回路を備えた請求項５記載の供給電力調整器。   The power IGBT converter further includes a snubber circuit that consumes the current flowing through the free wheel diode as heat that is generated when the plurality of upper-stage IGBT converters or the plurality of lower-stage IGBT converters are turned off. Item 6. The power supply regulator according to Item 5. 前記上段の２つのＩＧＢＴ変換器は前記交流電圧の正の半波の期間は前記制御信号に基づいて前記正の半波をスイッチングし、負の半波の期間はオフ状態に設定され、前記下段の２つのＩＧＢＴ変換器は前記交流電源の正の半波の期間はオフ状態に設定され、負の半波の期間は前記制御信号に基づいて前記負の半波をスイッチングする請求項１乃至６のいずれかに記載の供給電力調整器。 The two upper IGBT converters switch the positive half-wave based on the control signal during the positive half-wave period of the AC voltage, and are set to the off state during the negative half-wave period. the two IGBT converter positive period of the half-wave of the AC power source is set to oFF state, claims 1 to 6 periods of negative half wave switching the negative half-wave based on the control signal Supply power regulator in any one of . 請求項１乃至７のいずれかに記載の供給電力調整器を備えた半導体製造装置。   A semiconductor manufacturing apparatus comprising the supply power regulator according to claim 1.
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101017653B1 (en) 2008-11-12 2011-02-25 세메스 주식회사 Bake apparatus and substrate treatment apparatus with it
JP2010287754A (en) * 2009-06-12 2010-12-24 Shin Etsu Handotai Co Ltd Method and apparatus for control of heater output at heat treatment furnace, and resistance heating type heat treatment furnace
JP5567318B2 (en) * 2009-11-20 2014-08-06 株式会社国際電気セミコンダクターサービス Power supply system, substrate processing apparatus, semiconductor manufacturing apparatus, and deterioration diagnosis method
US8548312B2 (en) * 2010-02-19 2013-10-01 Applied Materials, Inc. High efficiency high accuracy heater driver
CN102135782B (en) * 2011-02-16 2013-06-19 北京七星华创电子股份有限公司 Electrical control system and vertical furnace heating device containing same
KR101312960B1 (en) * 2012-08-29 2013-10-01 삼성중공업 주식회사 Method for detecting error of dbr unit and recording medium thereof
DE102014221962A1 (en) * 2014-10-28 2016-04-28 Robert Bosch Gmbh Method and device for heating a supply device in connection with an internal combustion engine
CN104864725A (en) * 2015-05-17 2015-08-26 成都中冶节能环保工程有限公司 Wet protection type coke oven waste heat recovery and power generation system based on power voltage setting circuit
JP6971199B2 (en) * 2018-05-31 2021-11-24 東京エレクトロン株式会社 Board processing method and board processing equipment
KR200491236Y1 (en) * 2019-07-22 2020-03-09 주식회사 토르 Heater Temperature Controller
KR102572807B1 (en) 2021-06-10 2023-08-29 경희대학교 산학협력단 Apparatus and method for controlling temperature uniformity of substrate

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61234620A (en) * 1985-04-10 1986-10-18 Nissin Electric Co Ltd Ac switching circuit
JP3045301B2 (en) * 1990-03-07 2000-05-29 勲 高橋 Switching element loss recovery circuit
JPH03296117A (en) * 1990-04-13 1991-12-26 Tokyo Rikoushiya:Kk Variable automatic voltage controller
JPH09218720A (en) * 1996-02-08 1997-08-19 Ricoh Co Ltd Ac controller
US5977530A (en) * 1997-02-25 1999-11-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd Switching power supply for high frequency heating apparatus
JPH11262264A (en) * 1998-03-13 1999-09-24 Yaskawa Electric Corp Power converter
JP2000293243A (en) * 1999-04-07 2000-10-20 Mitsubishi Electric Corp Voltage varying device
JP3805927B2 (en) * 1999-06-10 2006-08-09 株式会社アイ・ヒッツ研究所 AC voltage regulator
JP2003309994A (en) * 2002-04-12 2003-10-31 Daikin Ind Ltd Linear compressor drive device
KR100434153B1 (en) * 2002-04-12 2004-06-04 엘지산전 주식회사 Hybrid dc electromagnetic contactor
JP2003309973A (en) * 2002-04-16 2003-10-31 Kyoto Denkiki Kk Alternating-current power regulator
JP2003348843A (en) * 2002-05-27 2003-12-05 Kyoto Denkiki Kk Ac power regulator
JP2004022943A (en) * 2002-06-19 2004-01-22 Hitachi Kokusai Electric Inc Semiconductor manufacturing equipment
CN2574298Y (en) * 2002-09-30 2003-09-17 杨忠民 AC chopper frequency-changing speed governing device
JP2004135444A (en) * 2002-10-11 2004-04-30 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Stack structure of power converter
JP2004187360A (en) * 2002-11-29 2004-07-02 Toshiba Corp Gate drive circuit of voltage driven switching element, and semiconductor module

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