JP5711273B2 - 電流反射器を有する電流−電圧変換器、増幅器の入力段、及び対応する増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、電流反射器（Current Reflector）と、固定成分及び可変成分を含む入力電流とを有する電流−電圧変換器であって、
変換される電流のための入力と、
変換された電圧のための出力と、
出力とグランドとの間に配置され、抵抗において変換される電流を流すように入力が出力に接続される電流―電圧変換抵抗と、
出力とそれぞれの基準電圧との間に接続される２つの定電流源を含む電流反射回路とを含む電流−電圧変換器に関する。

このような電流−電圧変換器は、線形性が高く且つ熱歪みの割合が小さい高忠実性増幅器において特に応用される。このような増幅器において、テキサスインスツルメンツ（登録商標）の構成素子ＰＣＭ１７９２のようなデジタル−アナログ変換器を入力に使用することが知られている。この電流−電圧変換器は、アナログ信号を強度変調するような電流出力を有する。

下流に位置する増幅段が入力において変調電圧を使用する限りでは、電流−電圧変換器はデジタル−アナログ変換器と実際の増幅段との間に位置させる必要がある。

電流出力を有するデジタル−アナログ変換器は、定電力で作動するときに熱歪みに強いので、特に評価される。

実際、電流源は、グランドと、従来はオペアンプ回路により実現される仮想グランドに設定される出力との間を切り替える。このため、デジタル−アナログ変換器の全てのトランジスタは、定電流且つ低電圧で作動するので、出力信号の変調に係らず定電力で作動する。

しかしながら、熱歪みをなくすことの困難性は次の２つの段、すなわち、電流−電圧変換器と、関連する電圧利得段とに移される。従来は、電流−電圧変換器は、出力の振幅が数ボルトに限定されるオペアンプで形成される。オペアンプに次いで、電圧の上昇を保障するトランジスタ回路が配置される。

このようなソリュージョンは、複雑且つ高価であるが、特にオペアンプにより、高調波歪み及び熱歪みと、遅延と、相互変調と、一時的な歪みとが導入されることによって、初期性能が著しく低下する。

本発明は、ＰＣＭ１７９２の下流に配置され、利得段が組み込まれる電流−電圧変換器であって、デジタル−アナログ変換器の性能低下が小さい電流−電圧変換器を形成することを目的とする。

このために、本発明は、電流反射器を有する上述の型の電流−電圧変換器であって、定電流生成器それぞれに直列に搭載されるカスケード段であって、出力電圧にかかわらず、定電流生成器それぞれの端子に一定の電位差が与えられるカスケード段を含むことを特徴とする。

特定の実施形態に従って、電流−電圧変換器は以下の構成の１つ又は２つ以上を含む。
変換される電流のための入力は、定電流生成器に直列に搭載されるカスケード段の１つを介して出力に接続される。
電流−電圧変換器は、カスケード段それぞれに、電流反射回路に吸収された電流に等しい電流を再注入する手段を含む。
電流−電圧変換器は、カスケード段それぞれに、カスケード段で吸収された電流を測定する手段を含む。
電流測定手段は、カスケード段のトランジスタそれぞれのゲートを制御する回路に搭載される測定カレントミラー回路を含み、電流反射回路で吸収された電流を再注入する手段は、測定カレントミラーの出力で取得される電流とその反転電流の双方とを加算する手段を有し、加算及び反転手段の出力は、測定カレントミラー回路の出力で取得された電流の合計の反対の電流を電流反射回路に注入するためにカレントミラー回路に接続される。
測定カレントミラー回路の出力で取得される電流とその反転電流の双方とを加算する手段は、直列に搭載される信号反転カレントミラーであって、互いに出力が電流反射回路に接続される信号反転カレントミラーをそれぞれのカレントミラーに有する。
吸収された電流を再注入する手段は、電流生成器がカスケード段で吸収された電流が増加された電流を提供するために、カスケード段に関連付けられた電流生成器に接続信号を注入する手段を含む。
再注入手段は、２０ｋＨｚを下回る周波数など可聴周波数のための電流反射回路で吸収される電流に等しい電流を再注入することができ、電流−電圧変換器は、２０ｋＨｚを超える周波数のように可聴周波数を超える周波数のための再注入電流の割合を減少させるために、出力に分配される電圧を安定化させる手段を含み、再注入電流の割合は吸収された電流の量で割った再注入電流の量に等しい。
安定化手段は、ローパスフィルタを含む。
電流−電圧変換器は、何れのオペアンプを有さない。
双方の定電流源の強度差は、入力電流の固定成分に等しい。

また、本発明は、電流出力を有するデジタル−アナログ変換器と、上述の電流−電圧変換器とを含む、線形性が高く、歪み割合が低い高忠実性増幅器の入力段を目的とする。

また、上述の入力段と、増幅段とを含み、電流−電圧変換器と増幅段との間に電圧利得段が介することがない線形性が高く、歪み割合が低い高忠実性増幅器を目的とする。

特定の実施形態に従うと、増幅器は以下の構成を含む。
変換抵抗は、電流−電圧変換器の入力の電流値の極値で割った増幅段の出力電圧値の極値を差に等しいか又はそれよりも大きい値を有する。

本発明は、図面を参照して一例として説明される以下の記載により、より理解されることになるであろう。

本発明に係る高忠実性増幅器の回路を概略的に示す図である。 第１実施形態に従う図１の増幅器の電流−電圧変換器の電気回路図である。 図２の電流−電圧変換器の代替的な実施形態の電気回路図である。 図２の電流−電圧変換器の代替的な実施形態の電気回路図である。 電流−電圧変換器の図２〜４の３つの実施形態の周波数応答曲線を示す図である。

図１に概略的に示される増幅器１０は、デジタル信号を入力１２に受信して、増幅されたアナログ信号を出力１４に生成できる高忠実性増幅器である。

それ自体は公知である増幅器は、デジタル入力信号を電圧変調されたアナログ出力信号に変換を保障する入力段１６と、下流に位置する１つ又はいくつかのラウドスピーカなどの負荷に十分な電力を提供することを保障する増幅段１８とを含む。好適には、増幅器１０は、Ａ級の増幅段である。

入力段１６は、入力が増幅器の入力１２に接続されてデジタル信号Ｉ_digitalを受信するデジタル−アナログ変換器２０を含む。このデジタル−アナログ変換器は、電流変調されたアナログ信号Ｉ_modulatedを出力に提供できる。デジタル−アナログ変換器の一例は、テキサスインスツルメンツ（登録商標）のＰＣＭ１７９２である。デジタル−アナログ変換器２０の出力は、本発明に係る電流−電圧変換器２２に接続される。

この変換器は、デジタル−アナログ変換器２０により生成された変調電流Ｉ_modulatedからの電圧利得とともに変調電圧Ｖ_modulatedを提供できる。変換器２２の出力は、それ自体公知である増幅段１８の入力に接続される。

図２は、入力段１６を示す図である。この図では、デジタル−アナログ変換器２０は、電流源として示される。

電流−電圧変換器２２は、デジタル−アナログ変換器２０の出力に接続される入力２４と、増幅段１８に直接接続できる出力２６とを有する。

電流−電圧変換器２２は、一方の端子がグランドに接続され、他方の端子が２つのＤＣ電源バス３２及び３４に電源供給する２つの電圧源２８及び３０を有する。２つのＤＣ電源バス３２及び３４は、一方はグランドから＋５０Ｖの定電位に維持され、他方はグランドから−５０Ｖの定電位に維持される。

電流−電圧変換器２２は、一方の端子が出力２６に接続され、他方の端子がグランドに接続される変換抵抗３６を含む。

変換器の入力２４は、電流反射器３８を介して変換器の出力２６を形成する抵抗３６の端子に接続される。電流反射器３８は、デジタル−アナログ変換器の変調電流を変更せずに、すなわち熱歪みにさらすことなく、デジタル−アナログ変換器により生成された変調電流の全体をグランドに接地された変換抵抗３６に伝送することを保障する。

デジタル−アナログ変換器２２の出力電流は、６．２ｍＡのＤＣ成分と、−４ｍＡと４ｍＡとの間を変動する可変成分とを有する。

電流反射回路３８は、ＤＣ成分をキャンセルできる。このために、電流反射回路は、ＤＣバス３２を出力２６に接続するそれ自体公知である第１定電流生成器４０と、ＤＣバス２４に出力２６を接続するそれ自体公知である第２定電流生成器４２とを含む。

理論上、電流生成器４０及び４２は、完全な電流生成器であり、生成器４０は、６．２ｍＡよりも大きい電流を提供でき、電流生成器４２は、６．２ｍＡに増加する生成器４０の電流と等しい電流を提供できる。

このような条件において、デジタル−アナログ変換器２０の出力の可変成分は、全体として抵抗３６に向かい、線形性の制限は、抵抗３６の欠陥のみである電流電圧変換を実現する。

変換抵抗３６は、電流−電圧変換器２２の入力における電流値Ｉ_modulatedの極値の差で割った増幅段１８の出力電圧の極値の間の差に等しいか大きい値を有する。

第１カスケード段４４は、生成器４０と出力２６との間に直列に搭載され、第２カスケード段４６は、生成器４２と出力２６との間に直列に差し込まれる。

これら２つのカスケード段はそれぞれ、ドレーンが出力２６に接続され、ソースが電流生成器４０及び４２に接続されるＭＯＳトランジスタ４４Ａ及び４６Ａを含む。トランジスタ４０及び４６のゲートはそれぞれ、トランジスタ４４及び４６についてそれぞれ＋４５．３Ｖ及び−４５．３Ｖに固定電圧に維持される。このために、トランジスタ４４及び４６のゲートはそれぞれ、ツェナ―ダイオード４８及び５０を介して電圧バス３２及び３４に接続される。ダイオード４８及び５０を介する低強度の電流を保障する抵抗５２は、ダイオード４８のアノードをダイオード５０のカソードに接続する。一例では、この抵抗は１００ｋΩの値を有する。

好適には、電流−電圧変換器の入力２４は、カスケード段４６と電流生成器４２との間に接続される。

さらに、追加のカスケード段５４は、変換器の入力２４と、接続される電流反射器３８との間に位置する。このカスケード段は、ソースが入力２４に接続されるＭＯＳ型のトランジスタ５４Ａを含む。トランジスタ５４Ａのドレーンは、反射回路３８に接続され、トランジスタ５４Ａのゲートはグランドに接続される。

カスケード段４４及び４６によって、電流源４０及び４２は、点２６の出力電圧が数１０Ｖ変動したとき、端子の電圧変動をなくすことが可能になることが理解される。

カスケード４４及び４６は、電流生成器４０及び４２の出力における電位差が、回路の出力電圧にかかわらず、常に２．７Ｖに等しくなることを保障する。電流生成器の端子のこの電圧は、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａそれぞれのゲートとソースとの間の例えば２Ｖの固定電圧によって減少される固定電圧を、ダイオード４８及び５０の端子である４．７Ｖから減じた固定電圧に設定される。

また、カスケード段５４は、デジタル−アナログ変換器は完全な電流源としては機能しないという事実を補償するために、デジタル−アナログ変換器２０の出力の電圧が０Ｖ〜５Ｖの範囲に維持されることを保障する。図２に示される回路は十分に作動する。しかしながら、一方のドレーンとゲートとの間及び他方のソースとゲートとの間にトランジスタの寄生容量があるので、カスケード段４４及び４６があることによって、不安が生じる。これらのキャパシタは、出力２６の電圧が変動したときに充電及び放電にさらされる。

これらの現象によって、デジタル−アナログ変換器から加えられる電流に加えられ、又は引かれるエラー電流が生成される。抵抗３６に流れ込む電流及び出力２６から読み出される端子の電圧が変化することになる。この現象では、キャパシタンスの電流が出力２６の電圧の微分に比例するため、変換された信号の周波数に比例することは重要である。

図３及び４の回路は、高調波歪みを抑制し、−７０ｄＢｃのオーダの比較的高いレベルに達することによって寄生容量の充電及び放電にソリュージョンを提供する。

図３は、追加素子が加えられた図２の素子を示す。図２の素子と同一の素子及び図２の素子に対応する素子は、同一の符号で示され、同様に接続されているので、再び詳細に説明されないであろう。

この実施形態において、定電流生成器４０及び４２はそれぞれ、一方の端子がそれぞれの電圧バス３２及び３４に接続され、他方の端子が、ゲートがツェナーダイオード１３２及び１３４をそれぞれ介して電圧バス３２及び３４に接続されるＭＯＳ型のトランジスタ３２及び３４を介して、関連するカスケード段４４及び４６に接続される抵抗１２４及び１２６によってそれぞれ形成される。ダイオード１３２及び１３４のゲート及びアノードは、抵抗１３６を介して接続され、反転したバイアス、すなわちツェナーバイアスによってダイオード１３２及び１３４を介する電流の流れを保障できる。

この実施形態において、カスケード段４４及び４６のトランジスタ４４Ａ及び４６Ａのゲートは、電流生成器１３８を介して互いに接続され、０．８ｍＡのオーダの定電流を確立できる。トランジスタ４４のゲートに接続される電流生成器１３８の端子は、抵抗１４０を介して電圧バスに接続され、トランジスタ４６Ａのゲートに接続される生成器の他の端子は、抵抗１４２を介して電圧バス４４に接続される。

図３の回路は、カスケード段４４及び４６によって吸収される電流を測定する手段１４４及び１４６と、電流反射回路３８で吸収される電流に等しい電流を注入する手段とを有する。

図３の実施形態において、これらの手段１４４及び１４６はそれぞれ、直列接続されるキャパシタ１５０及び１５２と抵抗１５４及び１５６とを有する接続によって形成される。この接続は、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａのゲートを、トランジスタ１２８及び１３０を介してカスケード段４４及び４６に接続される抵抗１２４及び１２６の端子に接続する。

例えば、再注入手段は、２０ｋＨｚよりも低い周波数のような可聴周波数のための電流反射回路３８に吸収される電流に等しい電流を再注入でき、回路１４４及び１４６は、２０ｋＨｚを超える周波数などの可聴周波数を超える周波数のための電流の再注入割合を減少させる前に、出力２６に加えられる電圧を安定化する手段を含む。再注入の割合は、吸収された電流の量によって割られた再注入された電流の量に等しい。図３の典型的な実施形態では、キャパシタ１５８及び１６０は、電圧バス３２及び３４とトランジスタ４４Ａ及び４６Ａとの間にそれぞれ位置する。これらのキャパシタ１５８及び１６０は、抵抗１５４及び１５６によってローパスフィルタを形成し、可聴周波数を超える周波数の補正を避ける。

代替的には、回路１４４及び１４６は、電圧バス３２及び３４とトランジスタ４４Ａ及び４６Ａとの間にそれぞれ位置するキャパシタを含まず、補正は、２０ｋＨｚを超えるなど高い周波数で実行される。

したがって、回路１４４及び１４６は、後者がトランジスタ４４Ａ及び４６Ａの寄生容量により吸収される電流に等しい電流を再注入することによって、電流生成器４０及び４２を保障する動作をする。

回路１４４及び１４６はエラー電流トラップとして動作し、エラー電流は、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａのゲートを介する電流であり、ドレーンーソース双極子を介して理想的には残っている。この電流は、電流源４０及び４２の内部において、出力抵抗３６を介して付加的な電流を伝達するトランジスタ４４Ａ及び４６Ａのドレーンーソースジャンクション、電流が逃れる実際のブランチにおいて、再注入されるという意味でトラップされる。

図４は、さらに他の実施形態を示し、図２と同一の素子及び対応する素子は、同一の符号が付される。

この実施形態において、カスケード段４４及び４６それぞれによって吸収される電流を測定する手段は、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａそれぞれのゲートを制御する回路に入力ブランチが配置されるカレントミラー回路２２４及び２２６を含む。

それ自体は公知であるカレントミラー回路はそれぞれ、ゲートが互いに接続される２つのＭＯＳ型のトランジスタを含み、入力ブランチのトランジスタは、抵抗に直列に搭載され、ＤＣ電圧バス３２及び３４とツェナーダイオード４８及び５０との間に挿入される。また、抵抗に直列のトランジスタからなるカレントミラー回路２２４及び２２６の出力ブランチは、インバータを形成する他のカレントミラー回路２４４及び２４６の入力ブランチに接続される。これらのカレントミラー回路は、入力２４と電流反射回路３８との接続点に互いに接続される出力ブランチを有する。

したがって、カレントミラー回路２２４及び２２６はインバータを形成し、カレントミラー回路２２４及び２２６の出力は互いに接続され、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａによって吸収される電流の反射回路３８への再注入を保障する。この電流はカレントミラー回路２２４及び２２６によってこれらのトランジスタの制御ブランチにおいて測定される。

したがって、この実施形態では、トランジスタ４４Ａ及び４６Ａによって吸収される電流の合計に等しい電流が電流反射回路３８に再注入されるので、抵抗３６を介してトランジスタ４４Ａ及び４６Ａの寄生容量の充電及び放電によって得られる電圧を補償する。

図５は、図２、３及び４の回路のそれぞれの周波数応答を示す図である。周波数応答それぞれは、期待される基本周波数と、回路の応答の高調波歪みに対応する望まれない高調波周波数との組み合わせを含む。太実線で示される曲線４０２は、図２の回路の応答を示し、細実線で示される曲線４０３は、図３の回路の応答を示し、破線の曲線は図４の回路の応答を示す。

２ｋＨｚ及び３ｋＨｚの周波数のようなある周波数では、トランジスタで吸収される電流を測定し且つ再注入するカレントミラー回路を使用する図４の回路の応答が良好であるが、この応答は、質が悪いが、図３の回路の良好な品質である。図２の回路の応答は利用可能のものであるが、カスケード段のトランジスタによって吸収される電流を補正しないため、より大きな高調波を有する。

Claims (13)

1. 電流反射器と、固定成分及び可変成分を含む入力電流とを有する電流−電圧変換器（２２；１２２；２２２）であって、
   変換される電流のための入力（２４）と、
   変換された電圧のための出力（２６）と、
   前記出力（２６）とそれぞれの基準電圧（３２、３４）との間に接続される２つの定電流源（４０、４２）と、
   定電流源（４０、４２）それぞれに直列に搭載され、ゲートが前記基準電圧（３２、３４）の１つに接続される少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）と、
   前記出力（２６）とグランドとの間に配置され、前記電流を電圧に変換する抵抗（３６）と、を含み、
   変換される電流のための前記入力（２６）は前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタの１つ（４６Ａ）を介して前記出力に接続される電流−電圧変換器において、
   ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）それぞれのために、前記電流源（４０、４２）の少なくとも１つに、前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）のゲートで吸収された電流に等しい電流を再注入する手段（１５０、１５４、１５２、１５６；２４４、２４６、２５０）を含むことを特徴とする電流−電圧変換器。
2. ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）それぞれのために、前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）によって吸収された電流を測定する手段（２２４、２２６）を含む請求項１に記載の電流−電圧変換器。
3. 前記電流を測定する手段は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）それぞれのゲートを制御する回路に搭載される測定カレントミラー回路（２２４、２２６）を含み、前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）のゲートで吸収された電流を再注入する手段は、前記測定カレントミラー回路（２２４、２２６）の出力で取得される電流と、その符号が反転した電流の双方を加える手段（２２４、２２６）を有し、前記加算及び反転手段の出力は、前記測定カレントミラー回路（２２４、２２６）の出力で取得された電流の合計の反対の電流を前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタの１つ（４６Ａ）のドレーン電流に加えるために、前記電流源（４２）に接続される請求項２に記載の電流−電圧変換器。
4. 変換される電流のための前記入力（２４）に直列に搭載され、ゲートがグランドに接続されるＭＯＳＦＥＴトランジスタ（５４Ａ）を含む請求項３に記載の電流−電圧変換器。
5. 前記測定カレントミラー回路（２２４、２２６）の出力で取得される電流と、その符号が反転した電流の双方を加える手段は、カレントミラー（２２４、２２６）それぞれに、符号反転カレントミラー（２２４、２２６）を有し、符号反転カレントミラー（２２４、２２６）の双方の出力は、前記入力（２４）に直列に搭載されるＭＯＳＦＥＴトランジスタ（５４Ａ）のドレーンに互いに接続される請求項４に記載の電流−電圧変換器。
6. 吸収された電流を再注入する手段は、前記電流源（４０、４２）が前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）によって吸収された電流によって増加した電流を提供するように、前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）に関連する前記電流源（４０、４２）に接続信号を注入する手段（１５０、１５４、１５２、１５６）を含む請求項１〜５に何れか一項に記載の電流−電圧変換器。
7. 前記再注入手段は、２０ｋＨｚを下回る周波数など可聴周波数のための前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４４Ａ、４６Ａ）のゲートで吸収された電流に等しい電流を再注入することができ、２０ｋＨｚを超える周波数のように可聴周波数を超える周波数のための再注入電流の割合を減少させるために、前記出力（２６）に分配される電圧を安定化させる手段を含み、前記再注入電流の割合は、吸収された電流の量で割った再注入電流の量に等しい請求項１〜６に何れか一項に記載の電流−電圧変換器。
8. 前記安定化手段は、ローパスフィルタ（１５４、１５８、１５６、１６０）を含む請求項７に記載の電流−電圧変換器。
9. 何れのオペアンプを有さない請求項１〜８に何れか一項に記載の電流−電圧変換器。
10. 双方の定電流源（４０、４２）の強度差は、入力電流の固定成分に等しい請求項１〜９に何れか一項に記載の電流−電圧変換器。
11. 電流出力を有するデジタル−アナログ変換器と、請求項１〜１０に何れか一項に記載の電流−電圧変換器とを含む、線形性が高く、歪み割合が低い高忠実性増幅器の入力段。
12. 請求項１１に記載の入力段と、前記入力段に直列に接続される増幅段（１８）とを含む、線形性が高く、歪み割合が低い高忠実性増幅器。
13. 変換抵抗（３６）は、電流−電圧変換器（２２）の入力の電流値（Ｉ_modulated）の極値で割った増幅段（２２）の出力電圧値の極値を差に等しいか又はそれよりも大きい値を有する、請求項１２に記載の線形性が高く、歪み割合が低い高忠実性増幅器。

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