JP5691712B2 - 定電流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷を定電流で駆動する定電流電源装置に係り、特にＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による周期的なパルス信号で負荷を駆動する定電流電源装置に関する。

ＬＥＤ（ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）は、電流の大きさに応じて色調が変化する特性を有している。従って、負荷としてＬＥＤを駆動して調光制御を行う場合には、ＰＷＭ制御によるパルス信号でＬＥＤをオン／オフ駆動させ、パルス信号のデューティ比によって光量を調整するのが一般的である。

一方、負荷を定電流で駆動する定電流電源装置としてスイッチング電源を用いる場合には、出力電流を検出してフィードバック制御を行う必要がある。上述のようにＰＷＭ制御によって負荷としてのＬＥＤを駆動する場合、ＬＥＤが点灯期間と消灯期間とを繰り返すことになり、当然ながら消灯期間ではＬＥＤに電流が流れず、出力電流がゼロとしてフィードバックされてしまう。このように、出力電流がゼロとしてフィードバックされると、過剰な電力が供給されすぎてしまうため、フィードバック制御をＬＥＤの点灯期間中に制限させることで、過剰な電力の供給を防止させることが提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特許文献１では、ＬＥＤをオン／オフするＮ型ＭＯＳトランジスクがオンのとき、スイッチング電源からＬＥＤへ電力が供給され、ＬＥＤを流れる出力電流を検出することで定電流制御されている。また、Ｎ型ＭＯＳトランジスクがオフのとき、スイッチング電源からＬＥＤへの電力の供給が停止される。

特許文献２では、ＬＥＤに電流が流れている期間と、ＬＥＤに電流が流れない期間とで、スイッチング電源におけるスイッチング素子の最小オフ期間を変更させ、ＬＥＤに電流が流れない期間には、スイッチング素子がフルオフ状態になるような長さに最小オフ期間を設定し、ＬＥＤへの電力の供給を停止させている。

特開２００４−１４７４３５号 特開２００５−４５８５０号

しかしながら、従来技術はトランスを用いない非絶縁型コンバータ方式であり、ＬＥＤに流れる出力電流を直接検出して制御信号として捉えることができるが、トランスを介して１次−２次を絶縁する絶縁型コンバータ方式に従来技術を適用した場合には、フォトカプラや使用する制御回路によって、フィードバック制御系の遅れが生じてしまい、負荷を定電流で駆動することができなくなってしまうという問題点があった。

図６は、従来の定電流電源装置の回路構成を示す回路構成図であり、図７は、図６の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。
従来の定電流電源装置にトランスＴを介して１次−２次を絶縁する絶縁型コンバータ方式を採用した回路構成を図６に示す。ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。

整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されていると共に、抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子であるＮ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１のソース端子が接続され、ＮＭＯＳＱ１のドレイン端子はトランスＴの１次側巻き線を介して整流回路ＤＢの整流出力正極端子に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ１のゲート端子はコントローラ１のゲート制御端子Ｇに接続され、コントローラ１によってＮＭＯＳＱ１をオン／オフ制御することで、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑された直流電源をＮＭＯＳＱ１でスイッチングして、トランスＴの１次側巻き線に印加する。

トランスＴには、ＮＭＯＳＱ１がオンしている時に磁気エネルギーが蓄えられ、ＮＭＯＳＱ１がオフしているときに蓄えられた磁気エネルギーがトランスＴの２次側巻き線から電力として放出される。トランスＴの２次側巻き線の両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続され、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。

駆動対象となっているｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ２１〜２ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ２と、ＮＭＯＳＱ２と、抵抗Ｒ２とが電源ラインとＧＮＤラインとの間に直列に接続されている。ＬＥＤアレイ２のアノード側端子が電源ラインに接続され、ＬＥＤアレイ２のカソード側端子にＮＭＯＳＱ２のドレイン端子が接続され、ＮＭＯＳＱ２のソース端子が抵抗Ｒ２を介してＧＮＤラインに接続されている。また、ＮＭＯＳＱ２のゲート端子にはＳＷ信号が入力される入力端子ＳＷに接続されており、ＰＷＭ制御によるパルス信号であるＳＷ信号によってＮＭＯＳＱ２をオン／オフさせることで、ＬＥＤアレイ２がオン／オフ駆動される。

ＮＭＯＳＱ２のソース端子と抵抗Ｒ２との接続点と入力端子ＳＷとにフィードバック回路３が接続され、フィードバック回路３には、抵抗Ｒ２に発生する電圧がＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１の検出信号として入力されると共に、ＳＷ信号が入力される。フィードバック回路３では、内部基準信号と入力された検出信号とを比較した誤差信号がフィードバック信号（以下、ＦＢ信号と称す）として生成される。生成されたＦＢ信号は、ＳＷ信号のＯＮ期間において、フォトカプラ等の絶縁Ｉ／Ｆ回路４を介してコントローラ１のＦＢ入力端子にフィードバックされる。これにより、コントローラ１は、ＦＢ信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオン／オフ制御し、出力電流ＩＤ１を予め設定された定電流Ｉｓに保つように構成されている。

このように、１次側と２次側とを絶縁した回路構成を採用した場合には、２次側から１次側にＦＢ信号を帰還させるフィードバック制御に時間遅れが発生する。すなわち、２次側から１次側へのＦＢ信号の伝達方法として絶縁Ｉ／Ｆ回路４が用いられることになる。絶縁Ｉ／Ｆ回路４としては、一般的にフォトカプラが用いられることが多く、フォトカプラの信号伝達特性は、数１０μｓ〜数１００μｓの時間遅れが発生する。また、ＮＭＯＳＱ１を制御するコントローラ１についても、内蔵されている誤差増幅器の応答性が変わるので、コントローラ１の特性によってもフィードバック制御の時間遅れが異なってくる。

図７は、図６の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＮＭＯＳＱ２を駆動するＳＷ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１、（ｃ）は２次側から１次側にフィードバックされるＦＢ信号、（ｄ）は平滑コンデンサＣ２の両端子間の出力電圧Ｖｄｄ、（ｅ）はＮＭＯＳＱ１を流れる出力電流ＩＤ２をそれぞれ示している。また、期間Ａは調光が明るめに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的長い期間、期間Ｂは調光が暗めに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的短い期間をそれぞれ示している。

図７（ａ）に示すように、時刻Ｔ１においてＳＷ信号が立ち上がると、時刻Ｔ１からフィードバック制御の時間遅れ分経過した時刻Ｔ２までがフィードバック制御が開始されない期間となり、図７（ｃ）に示すように、時刻Ｔ２まではＦＢ信号が２次側から１次側にフィードバックされない。従って、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間では、平滑コンデンサＣ２に１次側から電力が供給されず、平滑コンデンサＣ２に蓄積されている電力のみでＬＥＤアレイ２が駆動されることになるため、図７（ｄ）、（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｄｄが定格電圧よりも低下してしまうと共に、ＬＥＤアレイ２を駆動する出力電流ＩＤ１が定電流Ｉｓよりも低下してしまう。

次に、時刻Ｔ２でフィードバック制御が開始されると、定電流Ｉｓよりも出力電流ＩＤ１が低下しているため、図７（ｃ）、（ｅ）に示すように、１次側にフィードバックされるＦＢ信号が急速に立ち上がり、低下している出力電流ＩＤ１を上昇させる急激なフィードバック制御が行われ、１次側から２次側に通常よりも多い電力が供給される。期間ＡのようにＳＷ信号のＯＮ期間が比較的長い場合には、時刻Ｔ３において、平滑コンデンサＣ２に１次側から十分な電力が供給され、出力電圧Ｖｄｄが定格電圧になると、出力電流ＩＤ１を維持するようにフィードバック制御が行われ、時刻Ｔ４でＳＷ信号が立ち下がるまで出力電圧Ｖｄｄが定格電圧に、出力電流ＩＤ１が定電流Ｉｓにそれぞれ維持されることになる。

これに対し、期間ＢのようにＳＷ信号のＯＮ期間が比較的短い場合、すなわち時刻Ｔ３よりも前の時刻Ｔ５でＳＷ信号が立ち下がる場合には、平滑コンデンサＣ２に１次側から十分な電力が供給されず、出力電圧Ｖｄｄが定格電圧になる前に、１次側から２次側への電力の供給が終わってしまう。これにより、低下した出力電流ＩＤ１も定電流Ｉｓに戻ることなく、負荷であるＬＥＤアレイ２を定電流Ｉｓで駆動することができなくなってしまう。

また、時刻Ｔ２からＴ３の期間は、１次側から２次側に通常よりも多い電力が供給されるため、スイッチング電流の変化が大きくなって、トランスＴの磁束の変化量が大きくなり、トランスＴからの音鳴りが大きく発生するという問題点もあった。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、コンバータ等のフィードバック制御に時間遅れが発生するような回路構成であっても、負荷を定電流で駆動することができる定電流電源装置を提供することにある。

本発明の定電流電源装置は、１次側から２次側に設けられた平滑コンデンサに電力を供給し、２次側に供給された電力を用いてＰＷＭ制御によるパルス信号で負荷をオン／オフ駆動する定電流電源装置であって、前記負荷を流れる出力電流に対応するフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成回路と、該フィードバック信号生成回路で生成された前記フィードバック信号を２次側から１次側にフィードバックするフィードバック回路と、該フィードバック回路によってフィードバックされた前記フィードバック信号に基づいて１次側から２次側への電力の供給を制御する制御回路と、前記フィードバック信号がフィードバックされる期間を制限するフィードバック期間制限回路と、を具備し、前記フィードバック期間制限回路は、前記フィードバック信号がフィードバックされる期間を、前記負荷をオン駆動する前記パルス信号のＯＮ期間と、前記パルス信号に基づいて生成された補充期間との論理和に制限させ、前記フィードバック信号によるフィードバック制御は、前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングに対して時間遅れを有し、前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングでの前記平滑コンデンサの出力電圧は、前記補充期間に供給される電力によって定格電圧より高く、時間遅れによって前記フィードバック制御が開始されない期間は、前記平滑コンデンサに蓄積されている電力のみで前記負荷がオン駆動されることを特徴とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、前記フィードバック信号生成回路は、前記パルス信号のＯＮ期間以外の前記補充期間には、直前の前記パルス信号のＯＮ期間に前記負荷を流れた出力電流に対応する前記フィードバック信号を生成させることを特微とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間の終了のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間をディレイさせて生成された期間であることを特微とする。
また、本発明の定電流電源装置においては、前記パルス信号のＯＮ期間以外の前記補充期間には、前記フィードバック回路および前記制御回路に起因するフィードバック制御の時間遅れの期間に前記負荷の駆動で使用される電力が１次側から２次側に供給されることを特微とする。

本発明に係る定電流電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。 図１の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。 本発明に係る定電流電源装置の第２の実施の形態の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。 本発明に係る定電流電源装置の第３の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。 図４の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。 従来技術の定電流電源装置の回路構成を示す回路構成図である。 図６の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。

次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態の定電流電源装置は、図１に示すように、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１と、コントローラ１と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１と、抵抗Ｒ１と、トランスＴと、整流ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ２と、ＮＭＯＳＱ２と、差動増幅器ＯＴＡと、ＮＭＯＳＱ３と、基準電圧Ｖｒｅｆ１と、コンデンサＣ３と、シャントレギュレータＺ１と、オン発生回路５と、オア回路ＯＲと、インバータＩＮＶと、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳと称す）Ｑ４と、発光ダイオードＰＣＤ及び受光トランジスタＰＣＴＲで構成されるフォトカプラとを備え、ＬＥＤアレイ２を定電流Ｉｓで駆動するように構成されている。なお、第１の実施の形態の定電流電源装置において、図６に示す従来の定電流電源装置と同一の構成については同一符号を付与して説明を省略する。

差動増幅器ＯＴＡ、ＮＭＯＳＱ３、基準電圧Ｖｒｅｆ１、コンデンサＣ３、及びシャントレギュレータＺ１は、ＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１に対応するＦＢ信号を生成するＦＢ信号生成回路として機能する。また、発光ダイオードＰＣＤ及び受光トランジスタＰＣＴＲで構成されるフォトカプラは、ＦＢ信号生成回路で生成されたＦＢ信号を２次側から１次側にフィードバックするフィードバック回路として機能する。さらに、コントローラ１は、フィードバック回路によってフィードバックされたＦＢ信号に基づいて１次側から２次側への電力の供給を制御する制御回路として機能し、ＦＢ信号がコントローラ１に入力されることで、コントローラ１は１次側から２次側への電力の供給を開始し、受光トランジスタＰＣＴＲで受光したＦＢ信号がなくなることで、コントローラは１次側から２次側への電力の供給を停止する。さらにまた、オン発生回路５、オア回路ＯＲ、インバータＩＮＶ、及びＰＭＯＳＱ４は、ＦＢ信号がフィードバックされる期間を制限するフィードバック期間制限回路として機能する。

図１に示すように、ＮＭＯＳＱ２のソース端子と抵抗Ｒ２との接続点が差動増幅器ＯＴＡの反転入力端子に接続されており、差動増幅器ＯＴＡの非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１の正極端子に接続されている。差動増幅器ＯＴＡは非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ１と反転入力端子に入力された抵抗Ｒ２に発生する電圧との差電圧を電流に変換して出力する。これにより、差動増幅器ＯＴＡからはＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１に比例した電流が出力されることになる。差動増幅器ＯＴＡの出力端子はＮＭＯＳＱ３のドレイン端子に接続され、ＮＭＯＳＱ３のソース端子はコンデンサＣ３を介してＧＮＤラインに接続されていると共に、シャントレギュレータＺ１の制御端子ａに接続されている。ＮＭＯＳＱ３のゲート端子はＳＷ信号の入力端子ＳＷに接続されている。

また、入力端子ＳＷはオア回路ＯＲの一方の入力端子に接続されていると共に、入力端子ＳＷはオン発生回路５を介してオア回路ＯＲの他方の入力端子に接続されている。そして、オア回路ＯＲの出力端子はインバータＩＮＶを介してＰＭＯＳＱ４のゲート端子に接続されている。オン発生回路５は、ＳＷ信号に基づいて補充期間を生成するための回路であり、ＳＷ信号のＯＮ期間と、オン発生回路５で生成された補充期間との論理和によってＰＭＯＳＱ４がオン／オフ制御される。

シャントレギュレータＺ１のアノードはＧＮＤラインに接続され、シャントレギュレータＺ１のカソードはＰＭＯＳＱ４のドレイン端子に接続されている。そして、ＰＭＯＳＱ４のソース端子はフォトカプラを構成する発光ダイオードＰＣＤのカソードに接続され、発光ダイオードＰＣＤのアノードは内部定電源Ｖｃｃに接続されている。

以上の構成によって、ＮＭＯＳＱ３がオン状態である場合に、基準電圧Ｖｒｅｆ１と抵抗Ｒ２に発生する電圧との差電圧に応じた電流が差動増幅器ＯＴＡから出力され、コンデンサＣ３に発生する電圧、すなわち出力電流ＩＤ１に応じた電圧がシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。ＰＭＯＳＱ４がオン状態である場合に、シャントレギュレータＺ１の制御端子ａの電圧に応じた電流、すなわち出力電流ＩＤ１に対応した電流が発光ダイオードＰＣＤを流れ、当該電流がＦＢ信号として発光ダイオードＰＣＤから受光トランジスタＰＣＴＲに出力される。ＰＭＯＳＱ４がオン状態となるのは、インバータＩＮＶがＬｏｗレベル、すなわちオア回路ＯＲがＨｉレベルになる場合であり、ＦＢ信号がフィードバックされる期間は、ＳＷ信号のＯＮ期間と、オン発生回路５で生成された補充期間との論理和に制限させることになる。

受光トランジスタＰＣＴＲのコレクタ端子はコントローラ１のフィードバック入力端子ＦＢに接続され、受光トランジスタＰＣＴＲのエミッタ端子は接地端子に接続されている。受光トランジスタＰＣＴＲでは、発光ダイオードＰＣＤからの誤差信号が受光されると、受光されたＦＢ信号に応じた電流が流れ、ＦＢ信号がコントローラ１に伝達される。これにより、コントローラ１は、ＦＢ信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオン／オフ制御して、１次側から２次側に必要な電力を供給し、負荷であるＬＥＤアレイ２が定電流Ｉｓで駆動されるように構成される。

図２は、図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＮＭＯＳＱ２を駆動するＳＷ信号、（ａ’）はオン発生回路５から出力されるＯＮ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１、（ｃ）は２次側から１次側にフィードバックされるＦＢ信号、（ｄ）は平滑コンデンサＣ２の両端子間の出力電圧Ｖｄｄ、（ｅ）はＮＭＯＳＱ１を流れる出力電流ＩＤ２をそれぞれ示している。また、期間Ａは調光が明るめに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的長い期間、期間Ｂは調光が暗めに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的短い期間をそれぞれ示している。

図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ１においてＳＷ信号が立ち上がると、ＰＭＯＳＱ４がオン状態となると共に、ＮＭＯＳＱ３がオン状態となる。これにより、出力電流ＩＤ１に応じた電流がＦＢ信号として２次側から１次側にフィードバックされる状態となるが、フィードバック制御の時間遅れにより、図２（ｃ）に示すように、時刻Ｔ２まではＦＢ信号が２次側から１次側にフィードバックされない。従って、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２まで期間では、平滑コンデンサＣ２に１次側から電力が供給されないため、平滑コンデンサＣ２に蓄積されている電力のみでＬＥＤアレイ２が駆動されることになる。しかしながら、第１の実施の形態では、図２（ｄ）に示すように、ＳＷ信号が立ち上がる時点での出力電圧Ｖｄｄ（実線）が定格電圧（点線）よりΔＶ分高くなるように構成されている。これにより、図２（ｂ）に示すように、時刻Ｔ１からＴ２までの期間においても、出力電圧Ｖｄｄ（実線）が定格電圧（点線）よりも低下することなく、ＬＥＤアレイ２を駆動する出力電流ＩＤ１がほぼ定電流Ｉｓとなる。従って、図２（ｃ）に示すように、１次側にフィードバックされるＦＢ信号が急速に立ち上がることなく、出力電流ＩＤ１を維持するようにフィードバック制御が行われ、時刻Ｔ４（期間Ａ参照）や時刻Ｔ５（期間Ｂ参照）でＳＷ信号が立ち下がるまで出力電圧Ｖｄｄが定格電圧に、出力電流ＩＤ１が定電流Ｉｓにそれぞれ維持されることになる。

オン発生回路５は、入力されたトリガに対して予め設定されたパルス幅のワンショットパルスを発生させる回路であり、図２（ａ’）に示すように、ＳＷ信号の立ち下がり、すなわちＳＷ信号のＯＮ期間の終了のタイミングをトリガとして、補充期間となる予め設定されたパルス幅Ｔｗのパルスが生成されるＯＮ信号を出力する。これにより、ＳＷ信号のＯＮ期間と、当該ＳＷ信号のＯＮ期間に引き続くパルス幅Ｔｗの期間に、ＰＭＯＳＱ４がオン状態となる。従って、図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ４（期間Ａ参照）や時刻Ｔ５（期間Ｂ参照）でＳＷ信号の立ち下がると、ＮＭＯＳＱ３は、オフ状態となるが、ＰＭＯＳＱ４は、パルス幅Ｔｗの期間、すなわち時刻Ｔ４〜Ｔ４’（期間Ａ参照）や時刻Ｔ５〜Ｔ５’（期間Ｂ参照）の期間は、ＯＮ状態に維持される。当該期間は、ＮＭＯＳＱ３がオフ状態となるため、差動増幅器ＯＴＡから出力される電流がＮＭＯＳＱ３によって遮断されるが、コンデンサＣ３に蓄積された電力によってＳＷ信号の立ち下がり時の電圧が維持され、図２（ｃ）に示すように、２次側から１次側にＦＢ信号がフィードバックされる。これにより、平滑コンデンサＣ２に１次側から電力が供給されることになるが、ＳＷ信号が立ち下がって、ＬＥＤアレイ２が駆動されていないため、供給された電力が平滑コンデンサＣ２に蓄積される。時刻Ｔ４〜Ｔ４’（期間Ａ参照）や時刻Ｔ５〜Ｔ５’（期間Ｂ参照）の期間に平滑コンデンサＣ２に蓄積される電力によって、時刻Ｔ４’（期間Ａ参照）や時刻Ｔ５’（期間Ｂ参照）の時点で、図２（ｄ）に示すように、出力電圧Ｖｄｄ（実線）が定格電圧（点線）よりΔＶ分高くなるように構成されている。換言するならば、ＳＷ信号のオン時間に引き続くパルス幅Ｔｗの期間で、次回のＳＷ信号の立ち上がりにおけるフィードバック制御の時間遅れの期間にＬＥＤアレイ２の駆動に消費される電力が平滑コンデンサＣ２に１次側から供給される。従って、ＳＷ信号のオン時間において、出力電圧Ｖｄｄがほぼ定格電圧に、出力電流ＩＤ１がほぼ定電流Ｉｓにそれぞれ維持されることになり、フィードバック制御に時間遅れが発生する第１の実施の形態の回路構成であっても、負荷であるＬＥＤアレイ２を定電流Ｉｓで駆動することができるという効果を奏する。

なお、ＳＷ信号のオン時間に引き続くパルス幅Ｔｗの期間に平滑コンデンサＣ２に供給される電力と、ＳＷ信号の立ち上がりにおけるフィードバック制御の時間遅れの期間に、ＬＥＤアレイ２の駆動に消費される電力とがほぼ同一であることが好ましいが、両者が多少異なっていてもＳＷ信号の立ち上がりにおける出力電流ＩＤ１の低下を防止する効果を得ることができる。

（第２の実施の形態）
図３は、第２の実施の形態の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＮＭＯＳＱ２を駆動するＳＷ信号、（ａ’）はオン発生回路５から出力されるＯＮ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１、（ｃ）は２次側から１次側にフィードバックされるＦＢ信号、（ｄ）は平滑コンデンサＣ２の両端子間の出力電圧Ｖｄｄ、（ｅ）はＮＭＯＳＱ１を流れる出力電流ＩＤ２をそれぞれ示している。また、期間Ａは調光が明るめに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的長い期間、期間Ｂは調光が暗めに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的短い期間をそれぞれ示している。
第２の実施の形態の定電流電源装置は、図１に示す第１の実施の形態の定電流電源装置と同一の構成であるが、図３に示すように、オン発生回路ＯＮから出力されるＯＮ信号の出力波形が異なっている。すなわち、第２の実施の形態におけるオン発生回路ＯＮは、図３（ａ’）に示すように、ＳＷ信号の立ち上がり、すなわちＳＷ信号のＯＮ期間の開始のタイミングをトリガとして、補充期間となる時刻Ｔ１からＴ３の期間よりも長いパルス幅Ｔｘのパルスが生成されるＯＮ信号を出力する。これにより、図３において期間Ｂに示すように、ＳＷ信号のＯＮ期間が時刻Ｔ１からＴ３の期間よりも短い場合に、パルス幅Ｔｘの期間、すなわちＳＷ信号のＯＮ期間と、当該ＳＷ信号のＯＮ期間に引き続くパルス幅Ｔｘ’期間（パルス幅Ｔｘの期間−ＳＷ信号のＯＮ期間）に、ＰＭＯＳＱ４がオン状態となる。従って、図３（ａ）に示すように、時刻Ｔ５（期間Ｂ参照）でＳＷ信号の立ち下がると、ＮＭＯＳＱ３は、オフ状態となるが、ＰＭＯＳＱ４は、パルス幅Ｔｘ’の期間、すなわち時刻Ｔ５〜Ｔ５’（期間Ｂ参照）の期間は、ＯＮ状態に維持される。当該期間は、ＮＭＯＳＱ３がオフ状態となるため、差動増幅器ＯＴＡから出力される電流がＮＭＯＳＱ３によって遮断されるが、コンデンサＣ３に蓄積された電力によってＳＷ信号の立ち下がり時の電圧が維持され、図３（ｃ）に示すように、２次側から１次側にＦＢ信号がフィードバックされる。これにより、平滑コンデンサＣ２に１次側から電力が供給されることになるが、ＳＷ信号が立ち下がって、ＬＥＤアレイ２が駆動されていないため、供給された電力が平滑コンデンサＣ２に蓄積される。時刻Ｔ５〜Ｔ５’（期間Ｂ参照）の期間に平滑コンデンサＣ２に蓄積される電力によって、時刻Ｔ５’（期間Ｂ参照）の時点で、図３（ｄ）に示すように、出力電圧Ｖｄｄ（実線）が定格電圧（点線）よりΔＶ分高くなるように構成されている。換言するならば、ＳＷ信号のオン時間に引き続くパルス幅Ｔｘ’の期間で、次回のＳＷ信号の立ち上がりにおけるフィードバック制御の時間遅れの期間にＬＥＤアレイ２の駆動に消費される電力が平滑コンデンサＣ２に１次側から供給される。従って、調光が暗めに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が短い場合に、ＳＷ信号のオン期間において、出力電圧Ｖｄｄがほぼ定格電圧に、出力電流ＩＤ１がほぼ定電流Ｉｓにそれぞれ維持されることになり、フィードバック制御に時間遅れが発生する第１の実施の形態の回路構成であっても、負荷であるＬＥＤアレイ２を定電流Ｉｓで駆動することができるという効果を奏する。

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態の定電流電源装置は、図４を参照すると、第１の実施の形態の定電流電源装置の構成において、オン発生回路５の変わりにディレイ回路６が設けられている点で異なっている。

図５は、図４の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＮＭＯＳＱ２を駆動するＳＷ信号、（ａ’）はディレイ回路６から出力されるディレイ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ２を流れる出力電流ＩＤ１、（ｃ）は２次側から１次側にフィードバックされるＦＢ信号、（ｄ）は平滑コンデンサＣ２の両端子間の出力電圧Ｖｄｄ、（ｅ）はＮＭＯＳＱ１を流れる出力電流ＩＤ２をそれぞれ示している。また、期間Ａは調光が明るめに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的長い期間、期間Ｂは調光が暗めに設定されてＳＷ信号のＯＮ期間が比較的短い期間をそれぞれ示している。

ディレイ回路６は、図５（ａ’）に示すように、ＳＷ信号のＯＮ期間を時間Ｔｗ分遅れさせたディレイ信号を出力する。これにより、これにより、第１の実施の形態と同様に、ＳＷ信号のＯＮ期間と、当該ＳＷ信号のＯＮ期間に引き続く時間Ｔｗの期間に、ＰＭＯＳＱ４がオン状態となり、第１の実施の形態と同様の動作で同様の効果を奏する。

なお、上述の実施の形態では、ｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ２１〜２ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ２を負荷として駆動する例を説明したが、１個のＬＥＤでも良い。また、直流で駆動することができる負荷であれば、ＬＥＤに限定されることはない。

また、本実施の形態では、１次−２次絶縁型コンバータについて説明したが、非絶縁型コンバータにも本発明を問題なく適用することができる。さらに、本実施の形態では、トランスＴを用いたコンバータについて説明したが、昇降圧型チョッパー等の非絶縁型コンバータ等にも応用可能である。

なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。

１ コントローラ
２ ＬＥＤアレイ
２１、２２、〜２ｎ ＬＥＤ
３ フィードバック回路
４ 絶縁Ｉ／Ｆ回路
５ オン発生回路
６ ディレイ回路
ＤＢ 整流回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｑ１ Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１ 抵抗
Ｔ トランス
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｒ２ 抵抗
Ｑ２ ＮＭＯＳ
ＯＴＡ 差動増幅器
Ｑ３ ＮＭＯＳ
Ｖｒｅｆ１ 基準電圧
Ｃ３ コンデンサ
Ｚ１ シャントレギュレータ
ＯＲ オア回路
ＩＮＶ インバータ
Ｑ４ Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ
ＰＣＤ 発光ダイオード
ＰＣＴＲ 受光トランジスタ

Claims (6)

1. １次側から２次側に設けられた平滑コンデンサに電力を供給し、２次側に供給された電力を用いてＰＷＭ制御によるパルス信号で負荷をオン／オフ駆動する定電流電源装置であって、
   前記負荷を流れる出力電流に対応するフィードバック信号を生成するフィードバック信号生成回路と、
   該フィードバック信号生成回路で生成された前記フィードバック信号を２次側から１次側にフィードバックするフィードバック回路と、
   該フィードバック回路によってフィードバックされた前記フィードバック信号に基づいて１次側から２次側への電力の供給を制御する制御回路と、
   前記フィードバック信号がフィードバックされる期間を制限するフィードバック期間制限回路と、を具備し、
   前記フィードバック期間制限回路は、前記フィードバック信号がフィードバックされる期間を、前記負荷をオン駆動する前記パルス信号のＯＮ期間と、前記パルス信号に基づいて生成された補充期間との論理和に制限させ、
   前記フィードバック信号によるフィードバック制御は、前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングに対して時間遅れを有し、
   前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングでの前記平滑コンデンサの出力電圧は、前記補充期間に供給される電力によって定格電圧より高く、時間遅れによって前記フィードバック制御が開始されない期間は、前記平滑コンデンサに蓄積されている電力のみで前記負荷がオン駆動されることを特徴とする定電流電源装置。
2. 前記フィードバック信号生成回路は、前記パルス信号のＯＮ期間以外の前記補充期間には、直前の前記パルス信号のＯＮ期間に前記負荷を流れた出力電流に対応する前記フィードバック信号を生成させることを特微とする請求項１記載の定電流電源装置。
3. 前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間の終了のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする請求項１又は２記載の定電流電源装置。
4. 前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間の開始のタイミングをトリガとして生成された所定の期間であることを特微とする請求項１又は２記載の定電流電源装置。
5. 前記補充期間は、前記パルス信号のＯＮ期間をディレイさせて生成された期間であることを特微とする請求項１又は２記載の定電流電源装置。
6. 前記パルス信号のＯＮ期間以外の前記補充期間には、前記フィードバック回路および前記制御回路に起因するフィードバック制御の時間遅れの期間に前記負荷の駆動で使用される電力が１次側から２次側に供給されることを特微とする請求項１乃至４のいずれかに記載の定電流電源装置。

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