JP5681049B2

JP5681049B2 - Ｌｅｄ電源回路

Info

Publication number: JP5681049B2
Application number: JP2011141841A
Authority: JP
Inventors: 稔松本
Original assignee: Eye Lighting Systems Corp
Current assignee: Eye Lighting Systems Corp
Priority date: 2011-06-27
Filing date: 2011-06-27
Publication date: 2015-03-04
Anticipated expiration: 2031-06-27
Also published as: JP2013008632A

Description

本発明は、発光ダイオード（以下、ＬＥＤ（ Light Emitting Diode ）と呼ぶ。）を点灯するために用いられるＬＥＤ電源回路に関する。

近年、ＬＥＤ素子の性能が高くなってきておりＬＥＤを用いた照明器具は寿命が長いなどの理由により従来の光源から置き換えられる状態にある。今後ＬＥＤの性能がますます向上して行けば、さらに汎用の照明器具分野で採用されると考えられる。

ＬＥＤは、点灯により温度が上昇すると電気抵抗が小さくなる特性を持っているため、その照明器具では定電流制御を行うことが基本である。しかし、定電流制御中に、周辺温度等の環境変化によりＬＥＤの駆動電圧が上昇した場合、外部電源からＬＥＤ電源回路に定格電力以上の電力が供給されることになり、回路損失が増大してしまう。その結果、ＬＥＤ電源回路の故障率が増えるといった問題点があった。また、ＬＥＤ素子（又はＬＥＤ発光ユニット）を交換したときに、ＬＥＤ側の駆動電圧が変化することもあり、同様の問題が生じ得た。

特許文献１には、ＬＥＤの駆動電圧（端子間電圧）に基づいて、定電流制御と定電力制御との切り替えを行う制御方式を備えたＬＥＤ駆動装置が開示されている。

特許第４１００４００号

しかし、特許文献１のＬＥＤ駆動装置では、定電流制御から定電力制御へ移行した後の回路損失について、詳細な検討がなされておらず、移行に伴って光の減少幅が大きくなってしまうという問題点があった。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、一定電流制御中にＬＥＤの駆動電圧が上昇した場合に、回路損失の増加を防止しつつ、かつ、光の減少幅を抑えることができる制御方法への切り替えを可能とするＬＥＤ電源回路を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために本発明者は、許容される回路損失の上限値がＬＥＤ電源回路のケースの大きさで決まることに着目し、その回路損失が一定となるように、ＬＥＤの駆動電流を制御する回路損失一定制御（以降、定損失制御と呼ぶ。）を実現した。そして、定電流制御中にＬＥＤの駆動電圧が上昇して決められた設定値に達したら、定電流制御から定損失制御への移行を実行する制御切替方式を構築し、本発明の完成に至った。

すなわち、本発明に係るＬＥＤ電源回路は、電源供給手段と、電圧検出手段と、電流検出手段と、制御手段とを備える。まず、電源供給手段は、外部電源を受ける入力部、入力電力をＬＥＤに必要な駆動電圧及び駆動電流に変換する変換部、該駆動電圧及び該駆動電流をＬＥＤに出力する出力部、を有する。電圧検出手段は、前記出力部の駆動電圧値を検出し、電流検出手段は、前記出力部の駆動電流値を検出する。そして、制御手段は、検出された前記駆動電圧値及び駆動電流値に基づいて前記電源供給手段を制御する。

前記ＬＥＤ電源回路には、更に、前記入力部の入力電力値を取得する入力電力取得手段が設けられている。また、前記制御手段は、差分演算部、定損失制御部、定電流制御部、及び、制御選択部を有する。

差分演算部は、取得された前記入力電力値と、前記駆動電圧値及び前記駆動電流値の積との差分を算出する。定損失制御部は、算出された前記差分が一定になるように前記変換部の変換率を制御する。定電流制御部は、検出された前記駆動電流値が一定になるように前記変換部の変換率を制御する。そして、制御選択部は、前記駆動電圧値が基準電圧未満の場合に前記定電流制御部による制御を選択し、基準電圧以上の場合に前記定損失制御部による制御を選択するようになっている。

また、前記制御手段は、更に、過電圧保護制御部を有する。過電圧保護制御部は、予め決められた電圧以上の駆動電圧のＬＥＤへの印加を防止する。また、前記制御手段は、過電流保護制御部を有する。過電流保護制御部は、予め決められた電流以上の駆動電流のＬＥＤへの供給を防止する。

また、前記入力電力取得手段は、予め設定された複数の入力電力値を含むデータテーブルを有し、検出される前記駆動電圧値によって前記データテーブルから対応する一の入力電力値を読み出すようになっている。

本発明によれば、定電流制御の実行中にＬＥＤの駆動電圧が上昇した場合であっても、定電流制御から定損失制御へ切り替えることによって、回路損失の増加を防止することができ、かつ、従来のような定電力制御への切り替えよりもＬＥＤ照明の光の減少量を小さく抑えることができる。

本発明に係るＬＥＤ照明器具の全体構成図である。本発明のＬＥＤ電源回路の構成図である。従来の定電流制御中に駆動電圧が上昇した場合を説明する図である。従来の電源回路における定電力制御の問題点を説明するための図である。本発明の電源回路における定損失制御の効果を説明するための図である。前記ＬＥＤ電源回路の駆動電力特性図である。前記ＬＥＤ電源回路の回路損失特性図である。

以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。図１に本実施形態に係るＬＥＤ照明器具の全体構成を示す。ＬＥＤ照明器具は、ＬＥＤ素子列２と、このＬＥＤ素子列２に直流電源を供給するＬＥＤ電源回路４とを有して構成されている。なお、ＬＥＤ電源回路４の電源は交流電源ＡＣである。

＜ＬＥＤ電源回路の全体構成＞
ＬＥＤ電源回路４は、入力電力取得手段６と、電源供給手段８と、電圧検出手段（Ｒ_１、Ｒ_２）と、電流検出手段（Ｒ_３）とを備える。入力電力取得手段６は、ＡＣからの入力電圧Ｖ_１及び入力電流Ｉ１を検出して、これらの検出値から入力電力Ｐ_１を算出する。具体的な入力電力Ｐ_１の算出方法は、まず、瞬時電力値（Ｖ_１×Ｉ_１）を計算し、一周期分の瞬時電力値を加算し、そして、合計値を一周期の加算個数で割って得られる数値を入力電力Ｐ_１とする方法である。このＰ_１値を、電源供給手段８の入力部に供給される入力電力値として、電源供給手段８に内蔵された制御手段（制御回路１２）に与える。

電源供給手段８は、交流電力からＬＥＤ素子列２の点灯に必要な駆動電力Ｐ_２を生成するもので、例えば、後述するフライバック・コンバータなどで構成される。本実施形態では電源供給手段８にＩＣチップが制御回路１２として内蔵されている。しかし、制御回路１２としては、電源供給手段８から独立して設けられた回路等でも構わない。

電圧検出手段は、抵抗Ｒ_１、Ｒ_２の直列接続を有する。この直列接続は、電源供給手段８の一対の出力端子を結んでいる。そして、抵抗Ｒ_１の端子間電圧を駆動電圧の分圧Ｖ_３として検出し、このＶ_３値を電源供給手段８の制御回路１２に与える。制御回路１２では、抵抗Ｒ_１、Ｒ_２の抵抗値に基づいて、分圧Ｖ_３の検出値より駆動電圧Ｖ_２を算出する。従って、電圧検出手段は実質的に電源供給手段８の出力部からの駆動電圧Ｖ_２を検出していることになる。

電流検出手段は、電源供給手段８の負側の出力端子とＬＥＤ素子列２の負側端子とを結ぶ抵抗Ｒ_３を有する。そして、抵抗Ｒ_３の端子間電圧Ｖ_４を検出し、このＶ_４値を制御回路１２へ与える。制御回路１２では、抵抗Ｒ_３の抵抗値に基づいて、抵抗Ｒ_３の電圧Ｖ_４の検出値より駆動電流Ｉ_２を算出する。従って、電流検出手段は実質的に電源供給手段８の出力部からの駆動電流Ｉ_２を検出していることになる。

制御回路１２は、与えられた入力電力Ｐ_１値、駆動電圧Ｖ_２値、及び、駆動電流Ｉ_２値に基づいて電源供給手段８を制御する。

＜電源供給手段の制御システム＞
図２に基づいて電源供給手段８の制御システムに関して詳しく説明する。電源供給手段８は、交流電力の入力部１４、その電力の変換部１６、及び、駆動電力の出力部１８を有する。

入力部１４は、ダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路ＤＢと、バイパスコンデンサＣ_１とを有する。バイパスコンデンサＣ_１は、全波整流回路ＤＢの出力端同士を結ぶもので、全波整流回路ＤＢからの整流電流を部分平滑するため、および、充電用スイッチング素子Ｑ_１のオンオフ駆動により断続された電流の影響がＡＣ電源側に及ぶことを防止するために設けられている。

出力部１８は、ＬＥＤ素子列２に対して並列接続された出力コンデンサＣ_３（電解コンデンサ）によって構成される。そして、出力コンデンサＣ_３に蓄えられたエネルギーを用いて、ＬＥＤ素子列２に安定した駆動電力Ｐ_２を供給する。

変換部１６は、全波整流回路ＤＢの後段に接続され、整流電流を電力変換して出力コンデンサＣ_３を充電する。本実施形態の変換部１６は、フライバック・コンバータと呼ばれ、出力コンデンサＣ_３を介して一定電流をＬＥＤ素子列２に供給する。また、変換部１６は、力率改善回路としても機能し、全波整流回路ＤＢに入力される交流電流を歪みのない正弦波に整形することができる回路である。

変換部１６は、具体的にフライバック・トランスＴ_１と、充電用スイッチング素子Ｑ_１と、ダイオードＤ_２と、充電用スイッチング素子Ｑ_１を制御する制御回路１２とを有する。トランスＴ_１は、全波整流後の整流電圧を一次電圧として二次電圧を出力コンデンサＣ_３に印加するように設けられている。

充電用スイッチング素子Ｑ_１は、トランスＴ_１の一次巻線Ｔ_１ａに直列接続されていて、オンオフ駆動により二次巻線Ｔ_１ｂに二次電圧を誘起させる。充電用スイッチング素子Ｑ_１のドレイン側端子は、一次巻線Ｔ_１ａに接続され、Ｑ_１のソース側端子は、全波整流回路ＤＢの負極端子側であるグラウンドラインに接続されている。スイッチング素子Ｑ_１にはＮチャネルのエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴを使用する。制御回路１２に設けられている駆動回路からスイッチング素子Ｑ_１のゲートに駆動電流が供給されてゲート電圧が生じると、ドレイン−ソース間に電流が流れる。この状態をスイッチング素子Ｑ_１のオン状態という。一方、ゲートに駆動電流が供給されず、ドレイン電流が流れない状態をオフ状態という。ダイオードＤ_２は、二次巻線Ｔ_１ｂに直列接続されて二次電流を整流し、整流後の二次電流を出力コンデンサＣ_３の正極に供給する。

変換部１６にはノイズ除去回路が設けられている。ノイズ除去回路は、ダイオードＤ_１およびノイズ除去コンデンサＣ_２の直列回路と、抵抗Ｒ_４とを有して構成されている。直列回路（Ｄ_１およびＣ_２）は、トランスＴ_１の一次巻線の両端子を結ぶように接続されている。ここで、ダイオードＤ_１のアノード側端子は、一次巻線Ｔ_１ａと充電用スイッチング素子Ｑ_１の接続点につながれ、カソード側端子はノイズ除去コンデンサＣ_２に接続される。ノイズ除去コンデンサＣ_２および抵抗Ｒ_４は並列回路を形成している。

変換部１６は以上のように構成され、出力コンデンサＣ_３に整流電流に基づくエネルギーを蓄積する。そして出力コンデンサＣ_３に蓄積されたエネルギーによってＬＥＤ素子列２に駆動電流Ｉ２が供給されるようになっている。

制御回路１２は、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）と、電圧等の検出用のＡＤコンバータと、充電用スイッチング素子Ｑ_１に駆動電流を供給するＦＥＴ駆動回路と、ＲＯＭおよびＲＡＭを有し、充電用スイッチング素子Ｑ_１の駆動制御システムを構築している。
制御回路１２を機能ブロックで表現すると、図２のように、差分演算部２２、定電流制御部２４、定損失制御部２６、及び、制御選択部２８を有する。更に、制御回路１２は、過電圧保護制御部３２、過電流保護制御部３４、及び、保護制御選択部３６を有する。

ＣＰＵでは、例えば、全波整流後の電圧の分圧値に基づいて、スイッチング周期を決定するとともに、抵抗Ｒ_３を介して検出されるＬＥＤ素子列２の駆動電流Ｉ_２値に基づいてオン幅（オン状態の時間）を決定する。ＣＰＵは、決定されたスイッチング周期とオン幅の指令信号をスイッチング素子Ｑ_１用のＭＯＳＦＥＴ駆動回路に送る。Ｑ_１用の駆動回路は、指令信号に基づく駆動電流をＱ_１へ供給し、これをオンオフ駆動させる。

＜定電流制御について＞
定電流制御部２４は、充電用スイッチング素子Ｑ_１を駆動させることにより、ＬＥＤ素子列２に流れる電流の定電流制御を行ないつつ力率改善制御も同時に実行するように充電用スイッチング素子Ｑ_１のスイッチングを高周波数制御する。すなわち、制御回路１２は、検出された駆動電流Ｉ_２値が予め設定されている電流値に近づくように充電用スイッチング素子Ｑ_１のスイッチングのオン幅（変換率）を制御する。充電用スイッチング素子Ｑ_１のオン状態では、全波整流電流がトランスＴ_１の磁性体に磁場のエネルギーとして蓄積され、オフ状態では二次側に誘起される二次電圧に基づいて電流が流れ、出力コンデンサＣ_３が充電される。制御回路１２によるオン幅の調整により、駆動電流Ｉ_２の定電流制御が実行され、ＬＥＤ素子列２の駆動電流値を安定させている。

また、制御回路１２は、交流電源ＡＣから流れ込む入力電流Ｉ_１の電流波形を正弦波に近似させるために、充電用スイッチング素子Ｑ_１のスイッチングの周期（スイッチングのオン幅＋スイッチングのオフ幅）を例えば、整流電圧の瞬時値に比例するように制御することで力率改善を行なっている。

＜定損失制御について＞
本発明で特徴的な定損失制御について説明する。定損失制御は主に差分演算部２２と定損失制御部２４とにより実行される。差分演算部２２は、取得された入力電力Ｐ_１値と、駆動電力Ｐ_２値（駆動電圧Ｖ_２値と駆動電流Ｉ_２値の積）との差分（Ｐ_１−Ｐ_２）を算出する。また、定損失制御部は、算出された差分（Ｐ_１−Ｐ_２）が一定、すなわち、回路損失が一定になるように変換部１６の充電用スイッチング素子Ｑ_１のオン幅（変換率）を制御する。

制御選択部２８は、駆動電圧Ｖ_２値に基づいて定損失制御部及び定電流制御部のいずれか一方の制御を選択する。すなわち、定電流制御中に駆動電圧Ｖ_２が上昇して、その検出値が基準値Ｖ_０に達したら、制御選択部２８が定電流制御から定損失制御への切り替えを実行する。また、定損失制御中に駆動電圧Ｖ_２が基準値Ｖ_０を下回ったら、制御選択部２８が定損失制御から定電流制御への切り替えを実行する。

制御回路１２の過電圧保護制御部３２は、予め決められた電圧以上の駆動電圧Ｖ２がＬＥＤ素子列２へ印加されるのを防止する。また、過電流保護制御部３４は、予め決められた電流以上の駆動電流Ｉ_２がＬＥＤ素子列２へ供給されるのを防止する。保護制御選択部３６は、これら２つの過電圧保護制御部３２及び過電流保護制御部３４のいずれか一方の制御を選択する。

＜本実施形態の効果＞
図３〜図５に基づいて、本発明の効果を説明する。図３は、定電流制御中に駆動電圧Ｖ_２が一時的に上昇した場合の駆動電流Ｉ_２及び駆動電圧Ｖ_２の時間変化を示す。カーブａは、駆動電流Ｉ_２の検出値である。定電流制御中のカーブａの推移は、ほぼ一定になる。カーブｂは、駆動電圧Ｖ_２の検出値である。定電流制御中に駆動電圧Ｖ_２が一時的に上昇すると、カーブｂのようにＶ_２値が変化する。

図４には、比較として、定電流制御から定電力制御へ切り替えた場合の駆動電流Ｉ_２、駆動電圧Ｖ_２、及び駆動電力Ｐ_２の時間変化を示す。従来の定電流制御では、駆動電圧Ｖ_２が上昇すると、交流電源ＡＣからＬＥＤ電源回路４へ定格電力以上の入力電力Ｐ_１が供給されてしまうので、駆動電圧Ｖ_２が上昇して基準値Ｖ_０を超えた場合、制御方式を定電流制御から定電力制御に切り替える場合があった。定電力制御では、制御回路が電源供給手段の駆動を制御して、カーブｃのように駆動電力Ｐ２値がほぼ一定になる。しかし、定電力制御は、駆動電圧Ｖ_２の上昇そのものを抑える制御ではなく（カーブｄ参照）、駆動電力Ｐ_２値を一定に維持することにより、駆動電流Ｉ_２値がカーブｅのように一時的に落ち込んでしまう。その結果、ＬＥＤの光束量の減少幅が大きくなってしまう。

一方、図５には、本発明の定損失制御を実行した場合の駆動電流Ｉ_２、駆動電圧Ｖ_２、及び駆動電力Ｐ_２の時間変化を示す。カーブｆは、入力電力検出手段６で取得された入力電力Ｐ_１値である。また、カーブｈ及びカーブｉは、電流検出手段で検出される駆動電流Ｉ_２と電圧検出手段で検出される駆動電圧Ｖ_２の検出値である。図４と同様に、駆動電圧Ｖ_２が一時的に上昇した場合について説明する（カーブｉ）。入力電力Ｐ_１値（カーブｆ）は、駆動電圧Ｖ_２の上昇に伴って変化する。定電流制御の間、Ｉ_２値が一定を維持されるため、駆動電力Ｐ_２値（カーブｇ）は駆動電圧Ｖ_２の上昇に伴って増える。そして、駆動電圧Ｖ_２が基準値Ｖ_０を超えると、制御方式が定電流制御から定損失制御に切り替わる。定損失制御では、制御回路１２が電源供給手段の駆動を制御して、入力電力Ｐ_１と駆動電力Ｐ_２の差分（Ｐ_１−Ｐ_２）をほぼ一定値に維持する（カーブｇ）。これにより駆動電力Ｐ_２のカーブｇは、定電流制御の場合のカーブ（破線）と、定電力制御の場合のカーブ（一点鎖線）との間を推移するようになる。このように定損失制御が実行された場合、駆動電圧Ｖ_２が一時的に上昇したとしても、駆動電流Ｉ_２値の落ち込みは小さくて済む（カーブｈ）。その結果、ＬＥＤの光束量の減少幅を定電力制御の場合よりも小さく抑えることができて、所定の光束量を維持することができる。

図６及び図７は、本発明のＬＥＤ電源回路４における駆動電力Ｐ_１の特性図、及び、回路損失（Ｐ_１−Ｐ_２）の特性図である。例えば、図６中の点Ａを点灯の定常ポイントとする。ＬＥＤ電源回路４をオンにしたときのスタートモードでは、駆動電圧Ｖ_２が上昇するにつれて、駆動電流Ｉ_２が増加していき、点Ａに達する。定常モードでは、駆動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ_０未満において定電流制御が実行される。図６のように、定電流制御により駆動電圧Ｖ_２値と駆動電力Ｐ_２は比例関係となる。一方、駆動電圧が基準電圧Ｖ_０以上では、定電流制御から定損失制御に切り替わる。定損失制御では、駆動電力Ｐ_２は、Ｖ_２値に比例して増大するのではなく、Ｖ_２値が大きくなった場合に入力電力Ｐ_１との差分（Ｐ_１−Ｐ_２）が一定を保つように変化する。この定損失制御の区間では、図７に示すように、回路損失（Ｐ_１−Ｐ_２）が一定に保たれるので、回路損失に伴う発熱も一定になる。

このようにＬＥＤ電源回路４からの駆動電力Ｐ_２を制限する目的は、回路損失に伴う発熱を抑制することにある。本発明の定損失制御によれば、上記のように電源回路における発熱を一定にすることができるため、使用可能範囲の限界近くでＬＥＤ電源回路４を使用することができる。従って、電源回路の性能をフルに引き出すことができる制御を実現できる。

なお、過電圧制御モードでは、駆動電圧Ｖ_２が基準電圧Ｖ_０を超えて予め決められた電圧まで上昇すると、電源供給手段８が駆動電力Ｐ_２の供給を停止する。この過電圧制御モードは、定電流制御及び定損失制御のいずれにおいても、ＬＥＤ素子列２への駆動電圧Ｖ_２が突発的に大きくなった場合に、駆動電力Ｐ_２の供給を停止してＬＥＤ素子列２を保護するようになっている。同様に、過電流制御モードでは、駆動電流Ｉ_２が定電流制御における基準電流値を超えて予め決められた電流値まで上昇すると、電源供給手段８が駆動電力Ｐ_２の供給を停止する。この過電流保護も、定電流制御及び定損失制御のいずれにおいても、ＬＥＤ素子列２へ供給される駆動電流Ｉ_２が突発的に大きくなった場合に、駆動電力Ｐ２の供給を停止してＬＥＤ素子列２を保護するようになっている。

＜変形例＞
入力電力取得手段としては、予め設定された複数の入力電力Ｐ_１値を含むデータテーブルを有し、実際に入力電力値を検出するのではなく、検出された駆動電圧Ｖ_２値によってデータテーブルから対応する一の入力電力Ｐ_１値を読み出すように構成されたものでもよい。ＬＥＤ電源回路４の回路損失がＬＥＤの駆動電圧Ｖ_２に依存することを利用した入力電力取得手段である。

また、交流電源ＡＣの代わりに直流電源ＤＣを用いたＬＥＤ照明器具に対しても、本発明のＬＥＤ電源回路を適用できる。この場合、入力部１４の構成として、ダイオードブリッジＤＢを省略してバイパスコンデンサＣ_１のみとすることができる。

２ＬＥＤ素子列
４ＬＥＤ電源回路
６入力電力取得手段
８電源供給手段
１２制御回路（制御手段）
１４入力部
１６変換部
１８出力部
２２差分演算部
２４定電流制御部
２６定損失制御部
２８制御選択部
３２過電圧保護制御部
３４過電流保護制御部
３６保護制御選択部
Ｒ_１、Ｒ_２電圧検出手段の抵抗
Ｒ_３電流検出手段の抵抗

Claims

外部電源を受ける入力部、入力電力をＬＥＤに必要な駆動電圧及び駆動電流に変換する変換部、該駆動電圧及び該駆動電流をＬＥＤに出力する出力部を有する電源供給手段と、
前記出力部の駆動電圧値を検出する電圧検出手段と、
前記出力部の駆動電流値を検出する電流検出手段と、
検出された前記駆動電圧値及び駆動電流値に基づいて前記電源供給手段を制御する制御手段と、を備えるＬＥＤ電源回路であって、
更に、前記入力部の入力電力値を取得する入力電力取得手段が設けられ、
前記制御手段は、
取得された前記入力電力値と、前記駆動電圧値及び前記駆動電流値の積との差分を算出する差分演算部と、
算出された前記差分が一定になるように前記変換部の変換率を制御する定損失制御部と、
検出された前記駆動電流値が一定になるように前記変換部の変換率を制御する定電流制御部と、
前記駆動電圧値が基準電圧未満の場合に前記定電流制御部による制御を選択し、基準電圧以上の場合に前記定損失制御部による制御を選択する制御選択部と、
を有することを特徴とするＬＥＤ電源回路。
請求項１記載のＬＥＤ電源回路において、
前記制御手段は、更に、予め決められた電圧以上の駆動電圧のＬＥＤへの印加を防止する過電圧保護制御部を有することを特徴とするＬＥＤ電源回路。
請求項１記載のＬＥＤ電源回路において、
前記制御手段は、更に、予め決められた電流以上の駆動電流のＬＥＤへの供給を防止する過電流保護制御部を有することを特徴とするＬＥＤ電源回路。
請求項１〜３のいずれかに記載のＬＥＤ電源回路において、
前記入力電力取得手段は、予め設定された複数の入力電力値を含むデータテーブルを有し、検出される前記駆動電圧値によって前記データテーブルから対応する一の入力電力値を読み出すことを特徴とするＬＥＤ電源回路。