JP5659298B2 - 補聴器システムにおける信号処理方法および補聴器システム - Google Patents

Description

この発明は補聴器システムにおける信号処理方法に関する。より詳細には，この発明は補聴器システムにおけるノイズ抑制（noise suppression）方法に関する。この発明はさらにノイズ抑制手段を有する補聴器システムに関する。

本願の開示において，補聴器は，聴覚障害者の耳の後ろまたは耳の中に装着されるように設計された，小さな，小型電子機器として理解される。補聴器システムは，一つの補聴器だけを備えるモノラルのものであってもよく，２つの補聴器を備えるバイノーラルのものであってもよい。使用に先立ち，上記補聴器は処方（prescription）にしたがって補聴器フィッタによって調整される。上記処方は，いわゆるオージオグラムが得られる，聴覚障害者の裸耳聴能の聴覚テストに基づく。上記処方は，ユーザが聴覚欠損を被っている可聴周波数範囲の一部の周波数の音を増幅することによって，補聴器が聴覚損失を緩和する設定に達するように構築される。補聴器は一または複数のマイクロフォン，信号処理装置を含む小型電子回路，および音響出力トランスデューサを備える。上記信号処理装置は好ましくはデジタル信号処理装置である。上記補聴器は人の耳の後ろまたは耳の中にフィットするのに適するケーシング内に収められる。

通常の聴力を持つ者は，複数の干渉話者（妨害話者）（several interfering speakers）および大きな背景ノイズのある状況であっても会話について行くことができることが知られている。この状況はカクテルパーティ環境として知られている。これに対し，聴覚に障害を持つ者は，典型的には，このような状況において会話について行くのに困難を覚える。

Allen et al.による論文「Multimicrophone signal-processing technique to remove room reverberation from speech signals」,Journal Acoustical Society America, vol. 62, no. 4, pp. 912-915, 1977年10月には，空間的に分離した２つのマイクロフォンによって記録された信号から室内残響（room reverberation）を抑制する方法が開示されている。これを達成するために，個々のマイクロフォンの信号が複数の周波数帯域に分割され，その対応する出力が位相同期され（遅延差が補償される）かつ加えられる。すなわち，各帯域から得られる利得が，その帯域における対応する複数のマイクロフォン信号の間の相互相関に基づいて設定される。残響がかなり低減された再構築された広帯域の会話が知覚される。

米国特許公開ＵＳ−Ａ１−２００８０２１２８１１は，第１のフィルタを有する第１の信号チャンネルと，第２のフィルタを有する第２の信号チャンネルとを備え，第１および第２のチャンネル入力を処理しかつ第１および第２のチャンネル信号をそれぞれ生成する信号処理システムを開示する。上記第１および第２のチャンネル出力の生成中に，上記第１および第２のフィルタの少なくとも一方のフィルタ係数が上記第１のチャンネル入力および上記第２のチャンネル入力間の差を最小化するように調整される。上記信号処理システムの結果的に得られる信号整合処理は，両耳間相関が低い周波数領域についてだけウィナーフィルタを用いるよりもより広い領域の信号抑制をもたらし，所望会話信号における干渉の影響をより効果的に低減することができる。

上述したシステムの問題の一つは干渉話者からのノイズが十分には抑制されないことにある。

すなわちこの発明の特徴は，少なくともこの問題を克服するもので，干渉話者からのノイズを抑制する，より効果的な方法を提供することにある。これにより，そうでなければ複数の干渉話者による会話について行くのが非常に困難な状況について，聴覚障害者にとっての会話明瞭度を向上することができる。

この発明の他の特徴は，干渉話者からのノイズを抑制する協調手段（incorporating means）を補聴器システムに提供するものである。

第１の観点において，この発明は，請求項１による，補聴器システムにおける干渉する話者からのノイズを抑制する方法を提供する。

補聴器システムにおける干渉する話者からのノイズを抑制する改善された方法が提供される。

第２の観点において，この発明は，請求項１０による補聴器システムを提供する。

さらなる有利な特徴が従属請求項から明らかである。

この発明のさらなる他の特徴は，この発明を詳細に説明する以下の記載から当業者には明らかにされよう。

この発明の実施例による補聴器システムの選択部分をかなり模式的に示す。 この発明の実施例によるバイノーラル補聴器システムをかなり模式的に示す。 遠距離話者のいる広い部屋内にいるユーザによって補聴器システムが装着されている場合について，この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布および対応するゲイン値のコンピュータシミュレーションを示す。 近距離話者がいる広い部屋内にいるユーザによって補聴器システムが装着されている場合について，この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布および対応するゲイン値のコンピュータシミュレーションを示す。 遠距離話者および近距離話者の両方がいる広い部屋内にいるユーザによって補聴器システムが装着されている場合について，この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布および対応するゲイン値のコンピュータシミュレーションを示す。 この発明の実施例による外部装置を含むバイノーラル補聴器システムをかなり模式的に示す。

一例として，この発明の好ましい実施例を示しかつ記載する。当然ではあるが，この発明は他の異なる実施例が可能であり，そのいくつかの詳細はこの発明から逸脱することなく様々な明白なすべての観点において変形可能である。したがって図面および記載は本質的に例示にすぎず，限定するものではない。

本願の開示において，用語，両耳間相互相関度（両耳間コヒーレンス）（interaural coherence）または単に相互相関度（コヒーレンス）（coherence）は，補聴器システムの２つの音響−電気入力トランスデューサからの２つの信号間の類似性の尺度（a measure of the similarity）を表すもので，上記２つの入力トランスデューサは補聴器システムを装着するユーザの２つの耳のそれぞれにまたはその近くに（near or at）配置される。上記両耳間相互相関度は，周波数領域における規準化両耳間相互相関（the normalized interaural cross-correlation in the frequency domain）として定義することができる。

本願の開示において，用語，時間−周波数変換（time-frequency transformation）は，時間領域における信号，たとえばマイクロフォンから導出された音響信号のいわゆる時間−周波数領域への変換を表す。上記時間−周波数変換の結果は時間−周波数分布（time-frequency distribution）で示される。逆変換を用いることで，上記時間−周波数分布は時間領域に逆向きに変換される。時間−周波数解析の概念は従来技術で既知のもので，さらなる詳細はたとえばB. Boashash著の「Time-Frequency Signal Analysis and Processing: A Comprehensive Reference」, Elsevier Science, Oxford, 2003年に見ることができる。

両耳間相互相関度に基づく，干渉話者（妨害話者）（interfering speakers）からのノイズを抑制する従来技術のシステムが持つ問題の一つは，上記抑制が両耳間相互相関度の瞬時値（the instantaneous value）に依存するだけであることにある。上記両耳間相互相関度の統計的分布（statistical distribution）を考慮に入れ，かつ上記抑制と上記両耳間相互相関度の間のより汎用性のある関係式（more versatile relation）を用いることによって，ノイズ抑制の効率を向上することができる。

特に，上記話者（複数）から受信した音響信号（複数）の両耳間相互相関度特性に基づいて，近くの話者（nearby speaker）を遠くの話者（distant speaker）から区別することができることが分かった。この見識を利用して，上記補聴器システムのユーザまでの距離に基づいて干渉話者を抑制することができ，これによりある種の「距離フィルタ」（distant filter）を実現することができる。

さらに，上記補聴器システムのユーザから顔をそむけている（facing away）話者から受信される信号は低い両耳間相互相関度に向けて偏倚（バイアス）されるので，上記話者から受信した音信号の上記両耳間相互相関度特性に基づいて，等距離の話者を同様にして区別することができることが分かった。これにより干渉話者が上記補聴器システムのユーザに顔を向けている否かに基づいて干渉話者を抑制することができる。

はじめに図１を参照して，図１はこの発明の実施例による補聴器システムの選択部分をかなり模式的に示している。上記補聴器システムは，第１の入力トランスデューサ101，第２の入力トランスデューサ102，時間−周波数変換手段103および104，両耳間相互相関度算出手段105，周波数平滑化手段106，信号統計算出手段107，ゲイン算出手段108，時間窓適用（時間窓乗算）手段（temporal windowing means）109，第１のゲイン乗算器110，第２のゲイン乗算器111，ならびに時間−周波数逆変換手段（inverse time-frequency transformation means）112および113を備えている。

上記第１の入力トランスデューサ101および上記第２の入力トランスデューサ102によって音響音（acoustic sound）がピックアップされる。上記第１の入力トランスデューサ101からのアナログ信号は第１のアナログ−デジタル変換器（図示略）において第１のデジタル音信号に変換され，上記第２の入力トランスデューサ102からのアナログ信号は第２のアナログ−デジタル変換器（図示略）において第２のデジタル音信号に変換される。

上記アナログ信号（複数）は44ｋＨｚのレートかつ16ビットの分解能（resolution）でサンプリングされる。上記実施例の変形例では，上記サンプリングレートおよびビット分解能を，補聴器における典型的なサンプリングレートである16ｋＨｚに低減することができ，さらには電話において典型的に用いられる８ｋＨｚにまで低めることができ，これは会話明瞭度（speech intelligibility）を大きく損なうことはない。

上記第１のデジタル音信号は上記第１の時間−周波数変換手段103に入力し，かつ上記第２のデジタル音信号は上記第２の時間−周波数変換手段104に入力する。上記第１および第２の時間−周波数変換手段は，上記第１のデジタル音信号の時間−周波数分布の推定値（estimate）Ｘ_１(m,k)，および上記第２のデジタル音信号の時間−周波数分布の推定値Ｘ_２(m,k)を提供する。ここでｍおよびｋは時間インデックス（time index）および周波数インデックス（frequency index）をそれぞれ表す。

上記時間−周波数分布の推定値は，６msの長さおよび50％のオーバーラップを持つハニング窓（Hanning window）を用いたウェルチ法（Welch-method）を用いて算出される。上記ウェルチ法は，低減された周波数分解能の代償として（at the cost of）ノイズを抑制するという点で一般的に有利である。このため上記ウェルチ法は，周波数分解能に対する要求が制限されるここで考慮される適用に非常によく適している。上記ウェルチ法は既知のものであり，さらなる詳細はたとえば，P.D.Welchによる論文「The Use of Fast Fourier Transform for the Estimation of Power Spectra: A Method Based on Time Averaging Over Short, Modified Periodograms」， IEEE Transactions on Audio Electroacoustics, Volume AU-15 (1967年６月), 70-73ページに記載されている。

図１の実施例の変形例において，他のオーバーラップ窓フーリエ変換（other overlapping windowed Fourier transforms）を，上記デジタル音信号の上記時間−周波数分布を提供するために用いることができる。さらに他の変形例では，非オーバーラップ窓フーリエ変換（non-overlapping windowed Fourier transforms），たとえばバートレット法（Bartlett method）を用いることができる。

図１の実施例のさらなる変形例において，デジタル帯域通過フィルタ（複数）を上記デジタル音信号の時間−周波数分布を提供するために用いることができる。これにより低減された周波数分解能の代償として処理パワーおよび時間遅延における大きな低減が達成される。

上記両耳間相互相関度算出手段105は，第１の推定された時間−周波数分布の第１の時間平均自己相関（first time-averaged auto-correlation）Ｇ₁₁(m,k)と，上記第２の推定された時間−周波数分布の第２の時間平均自己相関Ｇ₂₂(m,k)と，上記第１および第２の推定された時間−周波数分布の時間平均相互相関（time-averaged cross-correlation）Ｇ₁₂(m,k)とを算出する。上記相関（複数）は再帰パラメータαによって制御される一セットの再帰フィルタ（再帰型フィルタ）（a set of recursive filters）によって算出される。

上記再帰パラメータαは，上記相関の時間平均を決定する時定数τと，上記時間−周波数分布を推定するために用いられる窓インターバル（window interval）Ｔとの関係式に基づいて選択される。

ハニング窓が６msの長さおよび50％のオーバーラップを持つと，上記窓インターバルＴは３msになる。100msの時定数τが選択され，ここで上記時定数τは，時定数の大きさの63％に至るのに指数的に上昇または下降するために必要な時間（the time required to rise or fall exponentially through 63％ of the time constant amplitude）として定義される。上記時定数の値は音素（the phonemes）が約30msから500msの範囲の長さ（durations）を持つ通常に発生する会話における変調に非常に対応する点において有利である。これより0.97の値が上記再帰パラメータαにもたらされる。

図１の実施例の変形例において，上記時定数τを，通常に発生する音素の長さによって定義されるように，30msから500msの範囲内で変動させることができる。

上記時間平均相関が結合されて，時間平均両耳間相互相関度（the time-averaged interaural coherence）Ｃ(m,k)がもたらされる。

上記算出される時間平均両耳間相互相関度の値が上記周波数平滑化手段106に入力する。上記周波数平滑化手段106は複数の矩形フィルタ（以下，番号ｂ＝１，２，…ｂ_maxで表す）を持つ１／３オクターブフィルタバンク（a third-octave filter bank）を備えている。上記１／３オクターブフィルタバンクの上記矩形フィルタ（複数）の中心周波数ｆ_ｃは，以下のように規定される。

上記１／３オクターブフィルタバンクの上記矩形フィルタ（複数）の帯域幅ＢＷは以下のように規定される。

同じ矩形フィルタ内に入る周波数インデックス（複数）を持つ時間平均両耳間相互相関度の値（複数）が平滑化されて，上記平滑化値が，オリジナルの値に代えて，上記システムにおけるさらなる処理のために用いられる。これは，（周波数に関して）隣接するないし近接する時間平均両耳間相互相関度の値の大きな差異が上記補聴器の周波数チャンネルのゲイン値を大きく異ならせることによって生じるアーチファクトを導くことがあるので，利点となる。上記平滑化値（複数）は上記矩形フィルタ内の値（複数）の平均（the average）として算出される。

別の変形例では，等価矩形帯域幅（Equivalent Rectangular Bandwidth）（ＥＲＢ）フィルタバンク（複数）のような他のフィルタバンク（複数）を用いることができる。

上記平滑化された相互相関度の値が，上記信号統計算出手段107および上記ゲイン算出手段108への入力として与えられる。上記信号統計算出手段107では，上記平滑化相互相関度値の標準偏差σ_C(m,k)および平均（the mean）Ｃ(m,k)（上付線）が２秒間から導出され，これは約650時間フレームまたは時間インデックスｍ（approximately 650 time frames or time indices m）に対応する。これは周波数インデックスｋのそれぞれについて独立して行われる。次に上記標準偏差σ_C(m,k)および平均Ｃ(m,k)（上付線）が上記ゲイン算出手段108に入力する。上記ゲイン算出手段108では上記平滑化相互相関度の値（複数）のそれぞれについてゲイン値Ｇ(m,k)が算出される。

ここで定数ｋ_slopeおよびｋ_shiftは，上記ゲイン値Ｇ(m,k)についての上述した式から導出することができる，ゲイン対相互相関度曲線（the gain versus coherence curve）の形状および位置（shape and position）を制御するための取扱い（handles）を提供するために用いられる。上記定数ｋ_slopeおよびｋ_shiftの値はそれぞれ3.4および0.7に選択される。上記ゲイン対相互相関度曲線はシグモイド関数（Sigmoid function）であり，その勾配（slope）は上記標準偏差σ_C(m,k)と逆の関係（inverse relationship）にあり，かつ上記定数ｋ_slopeとは直接の関係（direct relationship）にある。上記シグモイド曲線の中心点は，上記平均Ｃ(m,k)（上付線）および定数ｋ_shiftと直接の関係にある。これにより，図３〜図５を参照して以下にさらに説明するように，より近距離の音源に比べて遠距離の音源を抑制するのに非常に適するゲイン関数が提供される。

これにより，上記ゲイン対相互相関度曲線が干渉する遠距離話者を抑制するために最適化されることで，現在の音環境にリアルタイムに適合するゲイン値Ｇ(m,k)を算出する方法がさらに提供される。

図１の実施例の変形例では，上記平滑化相互相関度値の標準偏差および平均に代わるものが，たとえば，上記標準偏差に関する分散や，上記平均に関する算術平均値，中央値またはパーセンタイル値（an average, median or percentile with respect to the mean）が導出される。上記定数ｋ_slopeおよびｋ_shiftの値も同様にして，代替の値，たとえば１〜５の範囲内の定数ｋ_slopeおよび0.5〜1.5の範囲内のｋ_shiftを与えることができる。

図１の実施例のさらに別の実施例では，上記ゲイン対相互相関度曲線の形状が，特定の音響シーンから収集される音信号の特徴を使用して音響シーンを識別する音響シーン分類器（acoustic scene classifier）に基づいて決定される。上記音響シーン分類器の概念はこの分野において既知のものであり，さらなる詳細は米国特許公開ＵＳ−Ａ１−２００２／００３７０８７または米国特許公開ＵＳ−Ａ１−２００２／００９００９８に見ることができる。シーン分類において用いられる基本的な方法はいわゆるパターン認識（または分類）であり，これは簡単なルールベースのクラスタリング・アルゴリズムからニューラル・ネットワークおよび隠れマルコフモデル（hidden Markov models）（ＨＭＭ）といった高度な統計ツールにまで及ぶ。これらの既知の技術に関するさらなる情報は，以下の複数の文献の一つに見ることができる。X. Huang, A. Acero, and H.-W. Hon, 「Spoken Language Processing: A Guide to Theory」, Algorithm and System Development, Upper Saddle River, N.J.: Prentice Hall Inc., 2001年，L. R. Rabiner and B.-H. Juang, 「Fundamentals of Speech Recognition」, Upper Saddle River, N.J.: Prentice Hall Inc., 1993年， M. C. Buchler, Algorithms for Sound Classification in Hearing Instruments, doctoral dissertation, ETH-Zurich, 2002年， L. R. Rabiner and B.-H. Juang, 「An introduction to Hidden Markov Models」, IEEE Acoustics Speech and Signal Processing Magazine, 1986年１月， S. Theodoridis and K. Koutroumbas,「Pattern Recognition」, New York: Academic Press, 1999年。

一の特定変形例では，上記音響シーン分類器は干渉話者の存在に関する情報を提供する。別の特定変形例では，上記音響シーン分類器は残響信号（reverberated signals）の存在に関する情報を提供する。

図１の実施例のさらなる変形例では，混合ガウスモデル（Gaussian mixture model）のような混合モデル，または累積モデル（cumulative models）を，上記相互相関度分布を特徴付けるために用いることができ，これによってゲイン値Ｇ(m,k)の算出を制御する。

図１の実施例のさらに別の変形例では，上記補聴器システムは，上記ユーザが上記定数ｋ_slopeおよびｋ_shiftの一方または両方を増加または減少できるように構成される相互作用（対話，やりとり）手段（interaction means）を備えている。これによってさらなる快適性（アーティファクトが少ない）またはより高い会話明瞭度のいずれかを，上記補聴器システムのユーザの相互作用を通して強めることができる。さらに特定の変形例では，上記ユーザがさらなる快適性を望む場合に上記ｋ_shiftの値が減少され，より高い会話明瞭度を望む場合に上記ｋ_shiftの値が増加される。

テンポラル・エイリアシング（ストロボ効果）（時間折返し雑音）（temporal aliasing）を避けるために，上記ゲインＧ(m,k)の各時間インデックスが逆フーリエ変換を用いて時間領域に逆変換され，ゲインベクトルの左部および右部が交換され（the left and right part of the gain vector are swapped），上記ベクトルが切り詰められかつゼロで埋められ（the vector is truncated and zero padded），上記ゲインベクトルは時間−周波数領域に逆変換される（the gain vector is transformed back to the time-frequency domain）。このようにして上記時間窓適用手段109が修正ゲインＧ_s(m,k)を提供する。

上記修正ゲインＧ_s(m,k)は上記第１および第２のゲイン乗算器110および111の制御入力に与えられ，対応するゲインが上記第１のデジタル音信号の時間−周波数分布Ｘ_１(m,k)および上記第２のデジタル音信号の時間−周波数分布Ｘ_２(m,k)に適用される。これは第３および第４のデジタル信号をもたらし，これらは上記第１の時間−周波数逆変換手段112および第２の時間−周波数逆変換手段113のそれぞれにおいて時間領域に逆変換される。これにより，第１の距離フィルタリング時間領域信号（first distance filtered time domain signal）114および第２の距離フィルタリング時間領域信号115が提供され，これはその後標準の補聴器信号処理を用いて処理されて，補聴器ユーザの個々人の聴覚欠損が補償される。

図１の実施例の変形例では，上記入力トランスデューサ（複数）の一つが補聴器内に設けられておらずに上記補聴器システムの外部装置内に設けられており，上記外部装置は，一方側の耳に補聴器を有し，かつ上記補聴器システムを装着するユーザの反対側の耳に，またはその近くに配置されるように構成されており，上記外部装置はハウジング，音響−電気入力トランスデューサ手段，および上記入力トランスデューサから派生したデータを上記補聴器に送信するリンク手段を備えている。これにより，バイノーラル補聴器システムを必要としない片側難聴を持つユーザに適切な補聴器システムが提供される。

次に図２を参照して，図２はこの発明の実施例によるバイノーラル補聴器システムをかなり模式的に示している。上記バイノーラル補聴器システム200は，左補聴器201-Ｌおよび右補聴器201-Ｒを備えている。上記補聴器（複数）201-Ｌおよび201-Ｒのそれぞれは，入力トランスデューサ202-Ｌおよび202-Ｒ，距離フィルタリング処理ユニット203-Ｌおよび203-Ｒ，上記２つの補聴器間の双方向リンクを提供するアンテナ204-Ｌおよび204-Ｒ，デジタル信号処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒ，ならびに音響出力トランスデューサ206-Ｌおよび206-Ｒを備えている。

図２の実施例によると，上記入力トランスデューサ202-Ｌおよび202-Ｒからのアナログ信号は左および右のアナログ−デジタル変換器（複数）（図示略）においてデジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒに変換され，上記デジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒが，上記左および右アンテナ204-Ｌおよび204-Ｒを備える双方向リンクを用いて上記左および右補聴器201-Ｌおよび201-Ｒ間で交換される。上記距離フィルタリング処理ユニット203-Ｌおよび203-Ｒ内において，上記左および右入力トランスデューサ202-Ｌおよび202-Ｒからの上記デジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒが図１を参照して記述したように処理される。上記デジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒの同期を確保するために，一方側のデジタル音信号が反対側のデジタル音信号に対して遅延され，これにより，補聴器（複数）間の無線送信に起因する反対側の信号の遅延が補償される。次に距離フィルタリング処理ユニット203-Ｌおよび203-Ｒから提供される処理後デジタル音信号208-Ｌおよび208-Ｒが，さらなる補聴器処理，たとえばユーザの処方にしたがう増幅のために，対応するデジタル信号処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒに入力する。

最後に上記デジタル信号処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒからの出力が対応する音響出力トランスデューサ206-Ｌおよび206-Ｒに使用可能に接続され，これによりバイノーラル補聴器システムを着用しているユーザの対応する鼓膜の刺激のための音響信号が提供される。

図２による実施例は，データの無線送信が双方向であり，かつ比較的大きなデータ帯域幅を必要とするバイノーラル補聴器システムを提供する。図２の実施例では，両方のデジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒが，両方の補聴器において上記時間領域から上記時間−周波数領域に変換されることも要求され，この変換はかなりの処理パワーを必要とする。

図２の実施例によると，上記デジタル音信号は16ビットの分解能を持つ44ｋＨｚのレートでサンプリングされる。したがって，これらのデータの双方向送信に必要な帯域幅は1400kbit／sになる。図２の実施例の変形例では，上記必要とされる帯域幅は16ｋＨｚのサンプリングレートのもとで512kbit/sに低減することができる。

明らかではあるが，上記帯域幅に対する要求は上記送信データの符号化を導入することによってさらに低減することができる。補聴器におけるオーディオ符号化の使用に関するさらなる詳細は，2009年10月15日提出の未公開の特許出願ＰＣＴ／ＤＫ２００９／０５０２７４に見ることができる。

図２の実施例の変形例では，反対側の補聴器からのデジタル音信号のみが，一方側の補聴器に無線で送信され，上記修正ゲインＧ_s(m,k)が上記一方側の補聴器において決定される。上記修正ゲインは，一方側のデジタル音信号の上記時間−周波数分布に直接に適用され，かつ無線によって上記反対側の補聴器に逆向きに送信されてそこで上記反対側のデジタル音信号の上記時間−周波数分布に適用される。これにより，上記バイノーラル補聴器システムにおける処理パワーが図２の実施例に対してセーブされ，データは上記無線リンク間で２回送信されるので，上記バイノーラル無線送信リンクの利用可能なデータ帯域幅に対する要求が，より長い遅延処理時間を代償にして軽減される。

図２の実施例のさらなる変形例では，上記デジタル音信号の時間−周波数分布が，上記左および右補聴器201-Ｌおよび201-Ｒ間で交換される。図１の実施例によると，上記時間−周波数分布は約330Ｈｚのレートでサンプリングされ，ここで各サンプルは16ビットからなる192の周波数ビン（frequency bins）を含む。したがって，生の（raw）時間−周波数分布データの送信のために必要とされる双方向帯域幅は2000kbit/sになる。対称なスペクトルの半分だけを送信することによってこれを1000kbit/sに低減することができる。

図２の実施例のさらなる変形例では，上記デジタル音信号の上記時間−周波数分布の選択された部分のみが，上記左および右補聴器201-Ｌおよび201-Ｒ間で交換される。これにより，上記無線送信リンクの利用可能な帯域幅に対する要求が図２の実施例に比較してさらに緩和される。一変形例によると，多くの環境において上記両耳間相互相関度を表す値は低周波数部分についてほぼ一定であるので，上記時間−周波数分布の低周波数部分の交換は破棄される。一例では400Ｈｚ未満のすべての周波数ビンが破棄される。

図２の実施例のさらなる変形例では，上記時間−周波数分布がなんらかの数学的関数（some mathematical function）または全域通過フィルタ（オールパスフィルタ）（all-pass-filter）によってモデル化される（modeled）。上記数学的関数の特徴パラメータまたは上記全域通過フィルタの係数のみを交換することによって，必要とされる帯域幅をさらに低減することができる。

図２の実施例のさらに別の変形例では，反対側の補聴器からの上記時間−周波数分布のみが一方側の補聴器に無線で送信され，１／３オクターブフィルタバンク（the third octave filter banks）において算出される修正ゲインだけが上記反対側の補聴器に逆に送信される。

一般に，利用可能な帯域幅に対する要求は，上記送信されるデータの精度および分解能を低減することによってさらに軽減することができる。これは上記補聴器システムの音質を大きく損なうことなく行うことができる。

次に図６を参照して，図６はこの発明の実施例による補聴器システム300をかなり模式的に示している。上記バイノーラル補聴器システム300は，左補聴器301-Ｌ，右補聴器301-Ｒおよび外部装置302を備えている。上記補聴器301-Ｌおよび301-Ｒのそれぞれは，入力トランスデューサ202-Ｌおよび202-Ｒ，スイッチング手段306-Ｌおよび306-Ｒ，２つの補聴器301-Ｌ，301-Ｒおよび上記外部装置間に双方向リンクを提供するアンテナ204-Ｌおよび204-Ｒ，デジタル信号処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒ，ならびに音響出力トランスデューサ206-Ｌおよび206-Ｒを備えている。上記外部装置302はアンテナ304，スイッチング手段305および距離フィルタリング処理ユニット303を備えている。

図６の実施例によると，上記入力トランスデューサ202-Ｌおよび202-Ｒからのアナログ信号が，左側および右側のアナログ−デジタル変換器（図示略）においてデジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒに変換され，デジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒがアンテナ204-Ｌ，204-Ｒおよび304によって構成される上記双方向リンクを用いて上記外部装置302に送信される。上記外部装置302のスイッチング手段305は上記距離フィルタリング処理ユニット303に上記デジタルアナログ信号207-Ｌ，207-Ｒを提供し，ここで上記デジタル音信号207-Ｌおよび207-Ｒは図１を参照して記載したように処理される。次に，上記外部ユニット303の上記距離フィルタリング処理ユニット303から提供される，処理されたデジタル音信号208-Ｌおよび208-Ｒが，対応するデジタル処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒにおけるさらなる処理のために，対応する補聴器301-Ｌ，301-Ｒに無線で逆に送信される。最後に，上記デジタル信号処理ユニット205-Ｌおよび205-Ｒからの出力は対応する音響出力トランスデューサ206-Ｌおよび206-Ｒに利用可能に接続され，これにより上記バイノーラル補聴器システムを着用しているユーザの対応する鼓膜の刺激のための音響信号が提供される。これにより，パワーを消費する算出（計算）が，バッテリ・サイズすなわち電力消費に関してほとんど制約を受けない上記外部装置302において受け入れられるので，図２の実施例に比して上記補聴器301-Ｒ，301-Ｌにおける処理パワーがセーブされる。

次に図３を参照して，図３は1.7kHzの周波数について，この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示すもので，ここでは，ユーザから５ｍ離れたところに遠距離話者（a distant speaker）が位置する大きな部屋内のユーザによって上記補聴器システムが装着されている。簡単化のために，上記遠距離話者は無指向性ソースとしてモデル化されている。上記相互相関度分布は算出された両耳間相互相関度の値のヒストグラムによって表される。

図３はこの発明の実施例によって算出されるゲイン値も示している。

図３は，広い部屋にいる遠距離話者からの結果として，上記相互相関度分布が両耳間相互相関度の低い値に顕著なピーク（significant peak）を持つことを示している。

次に図４を参照して，図４は1.7kHzの周波数について，この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示しており，ここでは，ユーザから0.5ｍだけ離れて位置する近距離話者（nearby speaker）がいる広い部屋内において，ユーザによって上記補聴器システムが装着されている。簡単化のために，上記遠距離話者は無指向性ソースとしてモデル化されている。上記相互相関度分布は算出された両耳間相互相関度の値のヒストグラムによって表される。図４はこの発明の実施例によって算出されるゲイン値も示している。

図４は，広い部屋にいる近距離話者からの結果として，図３の上記相互相関度分布と比較して，顕著により均一な相互相関度分布を持つことを示している。

次に図５を参照して，図５は1.7kHzの周波数について，この発明の実施例による補聴器システムにおける上記両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示しており，ここでは，遠距離話者および近距離話者の両方がいる広い部屋内でユーザによって上記補聴器システムが装着されている。図５はゲイン値も示している。

図５は，図１の実施例によって算出されるゲインが上記遠距離話者を効果的に抑制し，他方，ほぼ完全ゲインを上記近距離話者に残す（leaving）ことを示している。

上記ゲイン曲線は一種のシグモイド関数を表す。これは，高い両耳間相互相関度を持つ信号部分を維持しつつ，低い両耳間相互相関度を持つ信号部分を効果的に抑制するのに非常に適する利得関数をもたらす。

図１の実施例の変形例では，他のタイプのステップ関数，たとえば一般化ロジスティック関数（generalised logistic function）が上記ゲインの算出のために用いられる。

一般的観点において，上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての上記ゲインを算出するために用いられる上記関数は，上記両耳間相互相関度を表す値について３つの連続する範囲（three contiguous ranges）を含むことによって特徴づけられることが要求され，ここで第１および第３の範囲における最大勾配は第２の範囲おける最大勾配より小さく，かつ上記範囲（複数）は，上記第１の範囲が最も小さい両耳間相互相関度値を表す値（the values representing the lowest interaural coherence values）を含み，上記第３の範囲が最も高い両耳間相互相関度値を表す値を含み，かつ上記第２の範囲がその間にある両耳間相互相関度値（intervening coherence values）を表す値を含むように規定される。

上記構成および手順の他の修正および変形は，当業者であれば明らかであろう。

Claims (9)

1. 補聴器システムにおいて信号を処理する方法であって，
   上記補聴器システムの第１の補聴器中の第１の入力トランスデューサからの出力を表す第１の信号を提供し，
   上記補聴器システムの第２の入力トランスデューサからの出力を表す第２の信号を提供し，
   上記第１および第２の信号を時間領域から時間−周波数領域に変換し，これにより第３および第４の信号をそれぞれ提供し，
   上記第３および第４の信号間の両耳間相互相関度を表す値を算出し，これにより第５の信号を提供し，
   上記第５の信号に基づいて上記補聴器システムについての第１のゲイン値を導出し，
   上記第１の補聴器の上記第３の信号の増幅に上記第１のゲイン値を適用し，これにより第６の信号を提供し，
   上記第６の信号を時間−周波数領域から時間領域に変換し，これにより上記補聴器システムにおけるさらなる処理のための第７の信号を提供し，
   ここで上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての上記第１のゲイン値を決定するための関係式が，上記両耳間相互相関度を表す値（複数）について３つの連続する範囲を含むものであり，ここで第１および第３の範囲における最大勾配が第２の範囲における最大勾配よりも小さく，上記範囲（複数）が，上記第１の範囲が低い両耳間相互相関度値を表す値を含み，上記第３の範囲が高い両耳間相互相関度値を表す値を含み，かつ上記第２の範囲が中間の両耳間相互相関度値を表す値を含むように規定され，
   上記両耳間相互相関度を表す値が，上記第１の信号の推定された時間−周波数分布の第１の時間平均自己相関Ｇ ₁₁ (m,k)，上記第２の信号の推定された時間−周波数分布の第２の時間平均自己相関Ｇ ₂₂ (m,k)，ならびに上記第１および上記第２の信号の推定された時間−周波数分布の時間平均相互相関Ｇ ₁₂ (m,k)に基づいて算出される，
   方法。
2. 補聴器ユーザの聴覚欠損を補償するために上記第７の信号の増幅に第２のゲイン値を適用し，これにより第８の信号を提供し，ここで上記第２のゲイン値がユーザの処方に基づいて算出されるものであり，上記第８の信号に基づいて上記第１の補聴器から第１の音響信号を提供する，請求項１に記載の方法。
3. 上記第４の信号の増幅に上記第１のゲイン値を適用し，これにより第９の信号を提供し，
   上記第９の信号を時間−周波数領域から時間領域に変換し，これにより上記補聴器システムにおけるさらなる処理のための第10の信号を提供し，
   補聴器ユーザの聴覚欠損を補償するために上記第10の信号の増幅に第３のゲイン値を適用し，これにより第11の信号を提供し，ここで上記第３のゲイン値がユーザの処方に基づいて算出されるものであり，上記第11の信号に基づいて上記補聴器システムの第２の補聴器から第２の音響信号を提供する，
   請求項１または２に記載の方法。
4. 上記第１のゲイン値の導出に用いられる数式が適応型のものである，請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 上記第５の信号の統計的特性を算出し，上記第１のゲイン値を導出するために用いられる数式の決定に上記第５の信号の上記統計的特性を用いる，
   請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. 上記第１のゲイン値を導出するために用いられる数式の決定に音響シーン分類器を用いる，
   請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
7. 上記補聴器システムのユーザからの入力に基づいて上記第１のゲイン値を導出するために用いられる数式を決定する，請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 上記第１のゲイン値の導出が低い両耳間相互相関度を持つ信号を抑制するのに適するものであり，これにより上記補聴器システムの装着者から所定距離を超える音源，または方向が上記補聴器システムの装着者を主として向いていない音源を抑制可能である，
   請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 少なくとも一つの補聴器，第１および第２の２つのマイクロフォン，アナログ−デジタル変換器手段，時間−周波数変換手段，両耳間相互相関度算出手段，干渉話者を抑制するのに適する第１のゲイン算出手段，上記補聴器を装着しているユーザの聴覚欠損を緩和するように構成されるデジタル処理手段，デジタル−アナログ変換器手段，ならびに音響信号を提供する出力トランスデューサ手段を備え，
   上記第１のゲイン算出手段が，上記両耳間相互相関度算出手段によって算出される両耳間相互相関度を表す値（複数）について３つの連続する範囲を含む上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての第１のゲイン値を決定する関係式を用いるように構成されており，ここで第１および第３の範囲における最大勾配が第２の範囲における最大勾配よりも小さく，上記範囲（複数）が，上記第１の範囲が低い両耳間相互相関度値を表す値を含み，上記第３の範囲が高い両耳間相互相関度値を表す値を含み，上記第２の範囲が中間の両耳間相互相関度値を表す値を含むように規定され，
   上記両耳間相互相関度を表す値が，上記第１のマイクロフォンからの出力を表す第１の信号の推定された時間−周波数分布の第１の時間平均自己相関Ｇ ₁₁ (m,k)，上記第２のマイクロフォンからの出力を表す第２の信号の推定された時間−周波数分布の第２の時間平均自己相関Ｇ ₂₂ (m,k)，ならびに上記第１および上記第２の信号の推定された時間−周波数分布の時間平均相互相関Ｇ ₁₂ (m,k)に基づいて算出される，
   補聴器システム。

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