KR101744464B1 - 보청기 시스템에서의 신호 프로세싱 방법 및 보청기 시스템 - Google Patents

보청기 시스템에서의 신호 프로세싱 방법 및 보청기 시스템 Download PDF

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Abstract

제 1 입력 트랜스듀서에 의해 제공된 제 1 디지털 오디오 신호와, 제 2 입력 트랜스듀서에 의해 제공된 적응적으로 필터링된 제 2 디지털 오디오 신호와의 차분으로부터 유도된 개선된 잡음 추정치를 제공하는 것에 의한, 보청기 시스템에서의 잡음 억압 방법. 본 발명은 또한, 이 방법에 따라 잡음 억압을 개선시키기 위하여 적응된 보청기(100, 200) 및 보청기 시스템(300 및 400)을 제공한다.

Description

보청기 시스템에서의 신호 프로세싱 방법 및 보청기 시스템{METHOD OF SIGNAL PROCESSING IN A HEARING AID SYSTEM AND A HEARING AID SYSTEM}
본 발명은 보청기 시스템(hearing aid system)에서의 신호 프로세싱 방법에 관한 것이다. 본 발명은 더욱 구체적으로, 보청기 시스템에서의 바이노럴 잡음 억압(binaural noise suppression) 방법에 관한 것이다. 본 발명은 또한, 잡음 억압을 위한 수단을 가지는 보청기 시스템들에 관한 것이다.
일반적으로, 본 발명에 따른 보청기 시스템은, 사용자에 의해 음향 신호로서 지각될 수 있는 출력 신호를 제공하거나, 이러한 출력 신호를 제공하는 것에 기여하고, 사용자의 개별적인 청각 손실을 보상하기 위하여 이용되거나, 사용자의 청각 손실을 보상하는 것에 기여하거나, 청각 손실을 보상하는 것에 기여하는 수단을 가지는 임의의 시스템을 의미하는 것으로서 이해된다. 이 시스템들은 신체 위 또는 머리 위에, 특히, 귀 위에 또는 귀 안에서 착용될 수 있는 보청기들과, 완전히 또는 부분적으로 이식될 수 있는 보청기를 포함할 수도 있다. 그러나, 그 주요 목적이 청각 손실을 보상하는 것이 아닌 디바이스들, 예를 들어, 소비자 전자 디바이스들(텔레비전들, 하이-파이 시스템들, 이동 전화들, MP3 플레이어들 등)이 또한, 이들이 개별적인 청각 손실을 보상하기 위한 척도(measure)들을 가진다면, 보청기 시스템으로 간주될 수도 있다.
현재의 맥락 내에서, 보청기는 청각-장애 사용자에 의해 인간의 귀 후방 또는 귀 안에서 착용되도록 설계된 소형의, 배터리-급전식 마이크로전자 디바이스로서 이해될 수 있다. 이용하기 이전에, 보청기는 처방전에 따라 보청기 필터에 의해 조절된다. 처방전은 청각 테스트에 기초하고 있고, 이것은 청각-장애 사용자의 보조되지 않은 청각의 성능의 소위 청력도(audiogram)로 귀착된다. 사용자가 청각 결손을 겪는 가청 주파수 범위의 그러한 부분들에서의 주파수들에서 음(sound)을 증폭시킴으로써, 보청기가 청각 손실을 완화할 설정(setting)에 도달하도록 처방전이 개발된다. 보청기는 하나 이상의 마이크로폰들, 배터리, 신호 프로세서를 포함하는 마이크로전자 회로, 및 음향 출력 트랜스듀서를 포함한다. 신호 프로세서는 바람직하게는 디지털 신호 프로세서이다. 보청기는 인간의 귀 후방 또는 내에 끼우기 위해 적당한 케이스 내에 밀봉된다.
본 맥락 내에서, 보청기 시스템은 단일 보청기(소위 모노럴(monaural) 보청기 시스템)를 포함할 수도 있거나, 2 개의 보청기들, 보청기 사용자의 각각의 귀에 대해 하나(소위 바이노럴(binaural) 보청기 시스템)를 포함할 수도 있다. 또한, 보청기 시스템은 예컨대, 보청기 시스템의 다른 디바이스들과 상호작용하도록 적응된 소프트웨어 애플리케이션들을 가지는 스마트폰과 같은 외부 디바이스를 포함할 수도 있다. 이에 따라, 본 맥락 내에서, 용어 "보청기 시스템 디바이스"는 보청기 또는 외부 디바이스를 나타낼 수도 있다.
개방 공간에서, 음파들은 일반적으로 일직선으로, 즉, 점으로부터 점으로 직접적으로 전파한다. 경성 표면(hard surface)은 음파를 반사할 수도 있다. 반사된 파는 에코(echo)로서 지칭된다. 경성 표면을 갖는 공간에서, 점대점(point-to-point)으로부터의 음 전파는 직접 파(direct wave) 및 에코의 합성일 수도 있다. 에코는 직접 파와 비교하여 더 긴 경로로 인해 지연될 것이다. 다수의 경성 면들을 갖는 공간에서, 점대점으로부터의 전파는 직접 파 및 다수의 에코들에 의한 것일 수도 있고, 에코들의 일부는 여러 번 반송되었을 수도 있다.
반향(reverberation)은 원래의 음이 제공된 후의 특정 공간에서의 음의 지속이다. 반향은 음이 밀폐된 공간에서 제공될 때에 생성되어, 다수의 에코들이 축적되게 하고, 그 다음으로, 음향 에너지가 벽들 및 공기에 의해 흡수됨에 따라 느리게 감쇠하게 한다. 이것은 음원이 정지할 때에 가장 현저한 반면, 반사들은 더 이상 들릴 수 없을 때까지 계속되고, 진폭에 있어서 감소된다. 반향은 매우 급속하게 연속적으로(에코들 사이에서 0.01 내지 1 밀리초(millisecond)) 도달하는 수 천 개의 에코들의 집합이다. 시간이 경과함에 다라, 집합된 에코들의 음량은 에코들이 전혀 들릴 수 없을 때까지 감쇠한다.
종종, 반향의 처음에 말하는 100 밀리초는 초기 반향들로 나타내어지고, 나머지 부분은 후기 반향으로 나타내어진다. 초기 반향들은 일반적으로 스피치 이해도(speech intelligibility)를 증대시킬 수도 있는 반면, 후기 반향은 일반적으로 불리한 것으로 잘 알려져 있다.
반향은 스피치 이해도(speech intelligibility), 공간적 분리(spatial separation), 국소화(localization), 인지 부하(cognitive load), 청취 노력(listening effort) 및 청취 안락감에 대해 불리한 효과를 가지는 것으로 알려져 있다. 적당한 양의 반향은 정상-청각 청취자들에 의한 스피치 인식 성능에 영향을 주지 않지만, 그것은 청각 장애 및 고령의 청취자들에 의한 스피치 이해도에 대해 불리한 효과를 가진다.
반향은 특히, 경성 표면들로 처리되지 않은 룸들에서 문제이며, 여기서, 벽들로부터의 반사들은 직접 음과 간섭하여, 감소된 청취 안락감 및 더 낮은 스피치 이해도 양자 모두를 야기시킨다. 음향 환경들을 요구하는 약간의 예들은 실내 기차역들, 쇼핑몰들, 및 매점들과 같은 대형의 공개 공간들뿐 아니라, 현대식 개방 주방들과 같은 더 소형의 룸들을 포함한다. 타겟-대-간섭자(target-to-interferer) 잡음 비율을 열화시키는 다수의 음향 소스(acoustic source)들이 존재할 때에 문제가 악화된다.
반향의 불리한 효과들은 일반적인 레벨에서는, 2 개의 범주들 즉, 중첩-마스킹(overlap masking) 및 자체-마스킹(self-masking)으로 분할될 수도 있다. 중첩-마스킹은 후행 음소(following phoneme) 상에서의 선행 음소(preceding phoneme)의 반향 에너지의 중첩에 의해 야기된다. 이 효과는 고에너지 유성음 단편(high-energy voiced segment)들(예컨대, 모음들)을 앞세운 저에너지 자음(low-energy consonant)들에 대해 특히 분명하다. 부가적인 반향 에너지는 갭(gap)들과, 성도(vocal tract) 폐쇄들과 연관된 침묵 구간들(예컨대, 정지 폐쇄들)을 채운다. 이 효과의 예는 단어들 "cab" 및 "cat"이며, 여기서, 고에너지 모음은 이해도에 있어서의 감소를 초래하는 자음 혼동을 야기시키는 저에너지 자음을 마스킹한다. 자체-마스킹은 각각의 음소 내의 에너지의 내부 스미어링(internal smearing)에 의해 야기된다. 이 효과는 특히, 반향 공명음들(예컨대, 모음들)에서 분명하고, 여기서, 포먼트(formant)는 평탄화된다. 일반적으로, 자체-마스킹 효과는 자음들의 중첩-마스킹과 비교하여 실질적으로 더 작다.
정상적인 청각을 갖는 사람은 통상적으로, 몇몇 간섭하는 화자들 및 상당한 배경 잡음을 갖는 상황에 있음에도 불구하고 대화를 따라갈 수 있다는 것은 잘 알려져 있다. 이 상황은 칵테일 파티 환경으로서 알려져 있다. 이것과 대조적으로, 청각 장애인 사람은 전형적으로 이러한 상황들에서 대화를 따라가는 어려움들을 가질 것이다. 동일한 사항은 반향 룸들에서의 청각에 대해서도 적용된다.
2 개의 공간적으로 분리된 마이크로폰들에 의해 레코딩된 신호들을 이용하여 룸 반향의 억압을 위한 방법은 Allen 등에 의한 논문에서 개시되어 있다: "Multi-microphone signal-processing technique to remove room reverberation from speech signals(스피치 신호들로부터 룸 반향을 제거하기 위한 멀티-마이크로폰 신호-프로세싱 기술)", Journal Acoustical Society America, vol. 62, no. 4, pp. 912-915, October 1977. 이 방법에 따르면, 개별적인 마이크로폰 신호들은 단기 스펙트럼(short-term spectrum)들로 변환되고, 그 대응하는 출력들이 공동-위상(co-phase)으로 되는(지연 차분들이 보상됨) 주파수 대역들로 분할되고, 각각의 주파수 대역의 이득은 개별적인 마이크로폰 신호들의 단기 스펙트럼들의 교차 상관(cross correlation)에 기초하여 설정된다.
WO-A1-2012007183은 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법을 개시하고, 상기 방법은, 2 개의 오디오 신호들을 시간-주파수 도메인으로 변환하는 단계, 이간 간섭성(interaural coherence)을 나타내는 값을 계산하는 단계, 이간 간섭성에 기초하여 제 1 이득을 유도하는 단계, 시간-주파수 신호들의 증폭에서 제 1 이득 값을 적용하는 단계, 보청기 시스템의 사용자의 청각 결손을 완화하기 위하여, 보청기에서의 추가의 프로세싱을 위해 신호들을 시간 도메인으로 다시 변환하는 단계를 포함하고, 여기서, 제 1 이득 값을 이간 간섭성을 나타내는 값의 함수로서 결정하는 관계는 이간 간섭성을 나타내는 값들에 대한 3 개의 인접한 범위들을 포함하고, 여기서, 제 1 및 제 3 범위에서의 최대 기울기는 제 2 범위에서의 최대 기울기보다 작고, 여기서, 제 1 범위는 낮은 이간 간섭성 값들을 나타내는 값들을 포함하고, 제 3 범위는 높은 이간 간섭성 값들을 나타내는 값들을 포함하고, 제 2 범위는 그 사이의 이간 간섭성 값들을 나타내는 값들을 포함하도록 범위들이 정의된다.
WO-A1-2011006496은 제 1 마이크로폰 및 제 2 마이크로폰을 포함하는 프로세싱 유닛을 가지는 보청기 시스템을 개시하고, 여기서, 제 1 마이크로폰의 출력은 감산 노드의 제 1 입력에 기능적으로 접속되고, 제 2 마이크로폰의 출력은 적응 필터(adaptive filter)의 입력에 기능적으로 접속된다. 적응 필터의 출력은 감산 노드의 제 2 입력에 기능적으로 접속된 제 1 가지와, 보청기에서의 나머지 신호 프로세싱의 입력에 기능적으로 접속된 제 2 가지에서 분기된다. 감산 노드로부터의 출력은 적응 필터의 제어 입력에 기능적으로 접속된다.
US-A1-20080212811은 제 1 필터를 가지는 제 1 신호 채널과, 제 1 및 제 2 채널 입력들을 프로세싱하고 제 1 및 제 2 채널 출력들을 각각 생성하기 위한 제 2 필터를 가지는 제 2 신호 채널을 갖는 신호 프로세싱 시스템을 개시한다. 제 1 및 제 2 필터들 중의 적어도 하나의 필터의 필터 계수들은 제 1 및 제 2 채널 출력들 사이의 차분을 최소화하도록 조절된다. 신호 프로세싱 시스템의 결과적인 신호 정합 프로세싱은 이간 상관(interaural correlation)이 낮은 주파수 영역들에 대해 단독으로 위너 필터(Wiener filter)를 이용하는 것보다 더 넓은 영역들의 신호 억압을 제공하고, 희망하는 스피치 신호에 대한 간섭의 효과들을 감소시킴에 있어서 더욱 효과적일 수도 있다. 제 1 및 제 2 신호 채널들에서의 필터링은 주파수 도메인에서 수행된다.
US-A1-20120328112는 바이노럴 청각 시스템들에서의 반향의 감소를 위한 방법을 개시한다. 이것은 바이노럴 청각 장치에 대한 반향-감소된, 바이노럴 출력 신호를 획득하기 위한 방법을 개발함으로써 행해졌다. 우선, 좌측 입력 신호 및 우측 입력 신호가 제공된다. 2 개의 입력 신호들은 기준 신호를 형성하기 위하여 합성된다. 기준 신호는 스펙트럼 가중치들을 확인하기 위해 이용되거나, 가중치들을 이용하여 후기 반향을 감소시키기 위하여, 이 가중치들은 또 다른 방법으로 제공된다. 이 목적을 위하여, 2 개의 입력 신호들은 그들에 적용된 스펙트럼 가중치를 가진다. 또한, 가중화된 입력 신호들의 신호 성분들에 대한 간섭성이 확인된다. 다음으로, 양자의 가중화된 입력 신호들의 비-간섭성(non-coherent) 신호 성분들은 초기 반향을 감소시키기 위하여 감쇠된다.
반향 및 잡음의 바이노럴 억압을 위한 방법들이 음 아티팩트(sound artifact)들을 겪는 것은 종래 기술에 대한 일반적인 문제점이다. 이것은 보청기 사용자를 위한 스피치 이해도 및 청취 안락감을 손상시킬 수도 있다.
그러므로, 본 발명의 목적은 반향의 불리한 효과들을 경감시킬 수 있는 보청기에서의 개선된 프로세싱 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 반향의 불리한 효과들을 경감시키기 위하여 적응된 개선된 수단을 포함하는 보청기 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 보청기 사용자를 위한 청취 안락감을 개선시키기 위하여 적응된 방법 및 보청기 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 바이노럴 보청기 시스템에서 정정되지 않은 잡음의 억압을 개선시키기 위하여 적응된 방법 및 보청기 시스템을 제공하는 것이다.
최종적으로, 또 다른 목적은 상관된 잡음의 개선된 억압을 제공하는 것이다.
제 1 양태에서, 본 발명은 청구항 제 1 항에 따른 방법을 제공한다.
이것은 보청기 시스템에서 반향의 억압을 위한 개선된 방법을 제공한다.
제 2 양태에서, 본 발명은 청구항 제 13 항에 따른 보청기를 제공한다.
제 3 양태에서, 본 발명은 청구항 제 14 항에 따른 보청기 시스템을 제공한다.
추가의 유리한 특징들은 종속항들로부터 나온다.
본 발명의 또 다른 특징들은 발명이 더욱 상세하게 설명될 다음의 설명으로부터 당해 분야의 숙련자들에게 명백할 것이다.
예로서, 본 발명의 바람직한 실시형태가 도시되고 설명된다. 실현되는 바와 같이, 발명은 다른 상이한 실시형태들을 가능하게 할 수 있고, 그 몇몇 세부사항들은 발명으로부터 모두 이탈하지 않으면서 다양하고 자명한 양태들에서 수정을 가능하게 할 수 있다. 따라서, 도면들 및 설명들은 한정적인 것이 아니라, 본질적으로 예시적인 것으로서 간주될 것이다. 도면들에서:
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 보청기를 매우 개략적으로 예시하고;
도 2는 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 보청기를 매우 개략적으로 예시하고;
도 3은 본 발명의 실시형태에 따른 바이노럴 보청기 시스템을 매우 개략적으로 예시하며;
도 4는 본 발명의 실시형태에 따른, 외부 디바이스를 포함하는 바이노럴 보청기 시스템을 매우 개략적으로 예시한다.
발명자들은, 잡음 억압 및 이것에 의한, 스피치 이해도 및 청취 안락감에 대한 보청기 시스템들의 성능은 2 개의 공간적으로 분리된 입력 트랜스듀서들로부터의 2 개의 음향-전기(acoustical-electrical) 입력 신호들을 이용하는 잡음 추정기를 편입시킴으로써 개선될 수 있고, 여기서, 잡음 추정치는 제 2 입력 신호로부터 적응적으로 필터링된 제 1 입력 신호를 감산함으로써 제공된 차분 신호로부터 유도됨으로써, 잡음 억압이 최적화되고 프로세싱 아티팩트들이 최소화되도록, 매우 정밀한 잡음 추정치가 후속 잡음 억압 이득 계산기 및 이득 적용기에 제공될 수 있다는 것을 발견하였다.
또한, 발명자들은, 단일 음향-전기 입력 신호를 프로세싱하기 위하여 적응된 잡음 감소 알고리즘들에 대한 제어 입력으로서, 복수의 음향-전기 입력 신호들로부터 유도된 잡음 추정치를 이용함으로써, 보청기 시스템들의 성능이 개선될 수 있고, 여기서, 이러한 잡음 감소 알고리즘들의 예들은 스펙트럼 감산, 위너 필터링(Wiener filtering), 서브공간 방법들 또는 통계적-모델 기반 방법들에 기초한 알고리즘들을 적어도 포함한다는 것을 발견하였다.
특히, 발명자들은, 시변 적응 필터(time-varying adaptive filter)에 의해 필터링되었던 제 1 음향-전기 입력 신호 및 제 2 음향-전기 입력 신호의 차분 신호로부터 유도된 잡음 추정치를 이용하는 스펙트럼 감산 잡음 감소 알고리즘에 의해, 최소의 프로세싱 아티팩트들을 갖는 반향의 매우 효율적인 억압이 제공될 수 있다는 것을 발견하였다.
추가적으로, 발명자들은, 시변 적응 필터에서 필터링되었던 신호로부터 유도된 잡음 추정치가 매우 정밀함으로써, 폭넓은 범위의 후속 잡음 감소 알고리즘들로부터 기인하는 음 아티팩트들에 있어서의 상당한 감소는 예컨대, 잡음 감소 알고리즘들에서 평활화(smoothing)의 기간을 최소화함으로써 제공될 수 있다는 것을 발견하였다. 이것은 후기 반향들의 억압을 위해 특히 중요한 것으로 입증되었다.
또한, 발명자들은, 시변 적응 필터의 제어에서 선험적(a-priori) 지식을 편입시킴으로써, 타겟이 어떤 방향으로 체류할 때, 적응 필터는 타겟에 공간적으로 초점을 맞추도록 제어될 수 있으므로, 시변 적응 필터에서 필터링되었던 신호로부터 유도된 잡음 추정치가 특히, 소정의 음 환경에 대해 적응될 수 있다는 것을 발견하였다.
또한, 발명자들은, 상관된 잡음 및 상관되지 않은 잡음 양자 모두가 양자의 잡음 타입들의 추정치들을 제공하기 위하여 시변 적응 필터를 이용함으로써, 간단한 방식으로 억압될 수도 있다는 것을 발견하였다.
발명자들은 또한, 잡음 추정치를 제공하기 위하여 시변 적응 필터를 이용함으로써, 스피치와 같은 희망하는 음이 검출되는 시간 주기들로 잡음 추정을 제한하는 것이 더 이상 요구되지 않는다는 것을 발견하였다. 또한, 스피치가 존재하는 주기들 동안에 잡음 추정을 정지시키는 것이 더 이상 요구되지 않음으로써, 스피치가 존재하는 주기들 동안에 잡음이 변화하는 상황들에서도 더욱 정밀한 잡음 추정이 제공될 수 있고, 이것은 특히, 반향 로케이션들의 경우일 수도 있다. 추가적으로, 이 타입의 잡음 추정은 음성 활성 검출을 위한 수단을 요구하지 않는다.
최종적으로, 발명자들은 본 발명이 보청기들의 공통의 속성들에 기초하는 잡음 추정치들과 대조적으로, 개별적으로 고려된 보청기에 종속되는 정정되지 않은 잡음 및 정정된 잡음의 추정을 제공할 수 있음으로써, 더욱 정밀한 추정치가 획득되는 것을 발견하였다.
먼저, 도 1이 참조되고, 도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 바이노럴 보청기 시스템의 일부인 보청기(100)를 매우 개략적으로 예시한다.
바이노럴 보청기 시스템은 보청기 사용자의 제 1 귀 내에 끼우도록 적응되는 제 1 보청기(100)와, 보청기 사용자의 제 2 귀 내에 끼우도록 적응된 제 2 보청기(도시되지 않음)를 포함한다. 이하에서, 제 1 보청기(100) 는 또한, 자체-측면(ipse-lateral) 보청기로 나타내어질 수도 있고, 제 2 보청기는 대향-측면(contra-lateral) 보청기로 나타내어질 수도 있다.
보청기(100)는 제 1 입력 트랜스듀서(101), 바이노럴 보청기 시스템의 대향-측면 보청기와의 무선 통신을 위해 적응된 유도성 안테나(102), 시변 적응 필터(103), 필터 추정기(104), 합산 유닛(105), 제 1 전력 스펙트럼 추정기(106-a) 및 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106-b), 잡음 억압 이득 계산기(107), 잡음 억압 이득 승산기(108), 지연기(109), 스위치(110), 개별적인 보청기 사용자의 청각 결손을 완화하도록 적응된 출력 신호를 제공하도록 적응된 디지털 신호 프로세서(111), 및 음향 출력 트랜스듀서(112)를 포함한다.
음향 음은 제 1 입력 트랜스듀서(101)에 의해 픽업(pick up)된다. 제 1 입력 트랜스듀서(101)로부터의 아날로그 신호는 제 1 아날로그-디지털 변환기(도시되지 않음)에서 제 1 디지털 오디오 신호(120)로 변환된다.
제 1 디지털 오디오 신호(120)는 3 개의 부분들로 분할된다. 제 1 디지털 오디오 신호의 제 1 부분은 지연기(109)에 제공됨으로써, 합산 유닛(105)의 제 1 입력에 공급되는 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)를 제공한다. 제 1 디지털 오디오 신호(122)의 제 2 부분은 잡음 억압 이득 승산기(108)에 제공된다. 제 1 디지털 오디오 신호의 제 3 부분은 스위치(110)에 제공되고, 이 스위치(110)는, 제 1 위치(128-a)에서, 대향-측면 보청기로의 송신을 위하여 제 1 디지털 오디오 신호를 유도성 안테나(102)에 공급하고, 제 2 위치(128-b)에서, 대향-측면 보청기로부터의 디지털 오디오 신호의 수신을 가능하게 한다.
바이노럴 보청기 시스템의 대향-측면 보청기는 도 1에서 도시된 보청기(100)와 유사하다. 그것은 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)를 바이노럴 보청기 시스템의 대향-측면 보청기(도시되지 않음)로부터 보청기(100)의 유도성 안테나(102)로 송신하도록 적응된다.
제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 대향-측면 보청기에서 제 1 디지털 오디오 신호가 제 1 보청기(100)에서 제공되는 것과 유사한 방식으로 제공되고, 즉, 음향 음은 입력 트랜스듀서에 의해 픽업되고, 상기 입력 트랜스듀서로부터의 아날로그 신호는 아날로그-디지털 변환기를 이용하여, 대향-측면 보청기에서의 유도성 안테나(102)로부터 제 1 (즉, 자체-측면) 보청기(100)로 무선으로 송신될 신호로 변환되고, 여기서, 그것은 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)로 지정될 것이다.
제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 2 개로 분할되고, 그 중에서, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(124)의 제 1 부분은 적응 필터(103)에 제공되는 반면, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(125)의 제 2 부분은 적응 필터 추정기(104)에 제공된다.
시변 적응 필터(103)는 합산 유닛(105)의 제 2 (감산) 입력에 제공되는 필터링된 출력 신호(126)를 제공하고, 이것에 의하여, 차분 신호(127)가 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)의 제 1 부분으로부터 필터링된 출력 신호(126)를 감산함으로써 제공된다. 차분 신호(127)는 2 개로 분할되고, 필터 추정기(104) 및 제 1 전력 스펙트럼 추정기(106-a) 양자 모두에 제공된다.
바이노럴 보청기 시스템의 자체-측면 및 대향-측면 보청기들 사이의 무선 송신에 의한 시간 래그(time lag), 그리고 음이 대향-측면 보청기 이전에 자체-측면 보청기에 도달할 경우에 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)의 가능한 음 전파 시간 지연으로 인한 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)의 상대적 지연을 보상하기 위하여, 시간 지연기(109)는 제 1 디지털 오디오 신호(120)에 적용된다. 다른 한편으로, 자체-측면 보청기 이전에 대향-측면 보청기에 도달하는 음의 예측을 허용하기 위하여, 적응 필터의 시간 윈도우(time window)의 길이는 무선 송신 지연과 최대 음 전파 시간 지연의 합의 2배로 설정된다.
그러나, 변형예들에서는, 적어도 가장 상관된 음들이 적응 필터에 의해 예측되도록 하는 임의의 지연이 적용될 수도 있다.
도 1의 실시형태의 변형예에 따르면, 제 1 보청기에서의 시간 지연기(109)에 의해 제공된 시간 지연의 크기는 제 1 디지털 오디오 신호(120) 및 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123) 사이의 시간 지연의 측정치에 기초하여 선택될 수 있거나 자동으로 조절될 수 있는데, 이것은 이 지연이 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)가 대향-측면 보청기 또는 보조 디바이스로부터 출현하는지 여부에 따라, 그리고 제 1 보청기(100) 및 보조 디바이스 사이의 거리에 따라 변동될 수도 있기 때문이다.
합산 수단(105)의 제 1 입력에 제공되는 것에 추가하여, 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)의 제 1 부분이 또한, 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106-b)에 제공되도록, 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)의 제 1 부분은 2 개로 분할된다.
이것에 의하여, 제 1 전력 스펙트럼 추정기(106-a)는 잡음 추정치로서 이용될 수 있는 제 1 전력 스펙트럼을 제공하고, 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106-b)는 신호-플러스-잡음(signal-plus-noise) 추정치로서 이용될 수 있는 제 2 전력 스펙트럼을 제공한다. 잡음 추정치 및 신호-플러스-잡음 추정치는, 이득 승산기(108)를 이용하여 제 1 디지털 오디오 신호(122)의 제 2 부분에 적용되는 주파수 종속적 시변 이득을 제공하기 위하여 추정치들을 적용하는 잡음 억압 이득 계산기(107)에 제공된다.
이에 따라, 이하에서는, 용어들 전력 스펙트럼 잡음 추정치가 상호 교환가능하게 이용될 수도 있다. 그러나, 변형예들에서, 잡음 추정치들은 전력 스펙트럼들로서 제공될 필요가 없다.
발명자들은 차분 신호(127)가 임의의 반향 테일(reverberant tail)의 상당한 부분을 포함하는 것을 발견하였으므로, 제 1 전력 스펙트럼 추정기(106-a)는 잡음 추정치로서 이용될 수 있는 전력 스펙트럼을 제공한다.
제 1 디지털 오디오 신호(120)는 희망하는 신호 및 잡음 양자 모두를 포함하므로, 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106-b)는 신호-플러스-잡음 추정치로서 이용될 수 있는 전력 스펙트럼을 제공한다.
도 1의 실시형태에 따르면, 전력 스펙트럼 추정기들(106-a 및 106-b)에 의해 제공된 전력 스펙트럼들은, 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)를 제 1 수의 주파수 대역들로 분할하기 위한 제 1 필터 뱅크(도시되지 않음)와, 차분 신호(127)를 제 2 수의 주파수 대역들로 분할하기 위한 제 2 필터 뱅크(도시되지 않음)를 이용함으로써 계산된다.
각각의 주파수 대역에서의 신호 전력은 힐버트 변환(Hilbert transformation)을 이용하여 추정됨으로써, 짧은 시간 기간의 평활화에 기초하여, 정밀한 신호 전력 추정치가 제공될 수 있는데, 이것은 힐버트 변환이 실수(real) 및 허수(imaginary) 신호 부분들의 양자를 제공하고, 실수 신호 부분은 신호 전력 추정치의 추가의 평활화를 전혀 요구하지 않거나 조금만 요구하는 신호 전력 추정치로서 직접적으로 이용될 수 있기 때문이다.
본 발명의 특정한 장점은, 긴 평활화 시간들을 요구하지 않으면서, 정밀한 잡음 추정치들이 제공될 수 있다는 것이다. 이것은 주로, 하나의 입력을 차분 신호(127)를 형성하는 합산 유닛(105)에 제공하기 위하여 시변 적응 필터(103)를 이용하는 것의 결과이지만, 힐버트 변환들의 이용에 기초하여 전력 추정과 합성될 때에 효과는 훨씬 더 확연해진다. 그러나, 힐버트 변환이 이용될 필요는 없다.
전력 추정치를 제공하기 위한 많은 수의 방법들은 당해 분야의 숙련자를 위해 용이하게 이용가능하다.
도 1의 실시형태에 따르면, 힐버트 변환에 기초하여 유도된 전력 추정치의 20 밀리초(millisecond)에 불과한 평활화 시간은 충분한 것으로 입증되었고, 변형예들에서는, 평활화 시간이 1 및 50 밀리초 사이의 범위에 있을 수도 있다. 본 발명에 따른 잡음 추정의 속력 및 정밀도는, 잡음 추정치를 입력으로서 적용하는 후속 잡음 감소 알고리즘에 의해 야기된 프로세싱 아티팩트들의 유리한 감소에 대하여 놀랍게도 확연하고 상당한 영향을 가진다는 것이 판명되었다.
이 유리한 효과들은 바이노럴 보청기 시스템의 사용자가 반향 룸 내에 있을 때에 특히 확연하다는 것이 발견되었다.
도 1의 실시형태의 변형예에 따르면, 전력 스펙트럼 추정기들(106-a 및 106-b)에 의해 제공된 전력 스펙트럼들은, 시변 차분 신호(127) 및 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)를 주파수 도메인으로 변환하기 위하여 푸리에 변환(Fourier transform)을 채용하고, 전력 스펙트럼들을 제공하기 위하여 주파수 빈(frequency bin)들의 순간 값 또는 시간-평균 또는 저역-통과 필터링(low-pass filtering)을 이용한다.
이에 따라, 본 발명의 핵심적인 양태는 후속 잡음 감소 알고리즘에서의 이용을 위한 잡음 추정치를 제공하기 위한 시변 적응 필터의 이용이고, 기본적으로, 시변 적응 필터(103)의 출력으로부터 유도된 신호의 전력 스펙트럼을 제공하기 위한 임의의 알려진 방법이 이용될 수 있다. 즉, 주파수 필터 뱅크 또는 푸리에 변환이 스펙트럼들을 제공하기 위하여 이용될 수도 있다. 전력 스펙트럼은 필터 뱅크를 이용함으로써, 주파수 도메인으로의 변환을 요구하지 않으면서 제공될 수 있다. 다른 한편으로, 스펙트럼들을 제공하기 위하여 푸리에 변환을 이용함으로써, 일반적으로 유리한 것으로 간주되는 더 높은 주파수 분해능이 제공될 수 있다는 것에 주목한다. 변형예들에서는, 고분해능(high-resolution) 주파수 스펙트럼들을 제공하기 위한 다른 방법들이 이용될 수 있고, 그 전부는 당해 분야의 숙련자에 대해 잘 알려질 것이다.
발명자들은 놀랍게도, 후속 잡음 감소 알고리즘에 의해 야기된 프로세싱 아티팩트들을 감소시키는 것에 대하여 달성된 장점이, 차분 신호(127)와 같은, 시변 적응 필터(103)로부터 유도된 시간-도메인 신호가 전력 스펙트럼을 제공하기 위하여 주파수 도메인으로 그 후에 변환될 때에도 지속된다는 것을 발견하였다.
바이노럴 보청기 시스템들을 위한 잡음 감소 알고리즘들의 알려진 분야에 따르면, 잡음 추정은 전형적으로, 스피치가 존재하는지 아닌지의 여부의 결정을 포함한다. 이것은 예컨대, 백분위수(percentile)들과 같은 어떤 통계적 신호 특성들을 평가함으로써, 또는 일부의 다른 방법으로 행해질 수도 있다. 엄청나게 다양한 진보된 잡음 추정 알고리즘들이 존재하지만, 이들의 대부분은, 잡음이 스피치 없는 주기들 동안에 추정되기만 한다는 점을 겪고 있고, 결과적으로, 스피치 있는 주기들 동안에 변화하는 잡음을 추정하기에 양호하게 적합하지 않다. 그러므로, 그것은 본 발명에 의해 제공된 잡음 추정 알고리즘의 특정한 장점이고, 잡음 추정은 스피치가 존재하는지 여부에 대해 독립적이라는 것을 인식해야 한다.
잡음 억압 이득 승산기(108)로부터의 출력은 보청기 시스템의 나머지 부분들, 즉, 디지털 신호 프로세서(111) 및 출력 트랜스듀서(112)에 제공된다. 본 실시형태에 따르면, 보청기 시스템의 나머지 부분들은 청각 장애를 완화하도록 적응된 증폭 수단을 포함한다. 변형예들에서, 나머지 부분들은 또한, 추가적인 잡음 감소 수단을 포함할 수도 있다.
도 1의 실시형태의 추가의 변형예들에서는, 이득 승산기가 보청기 시스템의 주요 신호 경로의 어딘가에 위치될 수 있고, 여기서, 주요 신호 경로는 음향-전기 입력 트랜스듀서, 청각 장애를 완화하도록 적응된 증폭 수단, 및 전기-음향 출력 트랜스듀서를 포함한다. 보통, 주요 신호 경로는 또한, 음향-전기 입력 트랜스듀서 및 아날로그-디지털 및 디지털-아날로그 변환기들에 의해 제공된 입력 신호의 잡음 감소를 위한 수단을 포함할 것이다. 이에 따라, 잡음 억압 이득 승산기(108)에 의해 적용된 이득은 청각 장애를 완화하도록 적응된 상기 증폭 수단 전후의 주요 신호 경로에 적용될 수도 있다.
도 1의 실시형태에 따르면, 제 1 디지털 오디오 신호(120)는 제 1 입력 트랜스듀서(101)에 의해 제공되고, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 바이노럴 보청기 시스템의 대향-측면 보청기로부터 제공된다.
그러나, 변형예들에서는, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)가 제 1 입력 트랜스듀서와 동일한 보청기에서 수용된 제 2 입력 트랜스듀서로부터의 제 2 디지털 오디오 신호에 의해 대체될 수 있다. 예컨대, 난류 바람 잡음(turbulent wind noise)의 억압을 위하여, 입력 트랜스듀서들의 공간적 분리는, 입력 트랜스듀서들 주위의 난류 기류에 의해 제공된 바람 잡음이 정정되지 않도록 제공하기 위하여 수 센티미터보다 더 클 필요가 없음으로써, 본 발명에 따른 잡음 추정치는 난류 기류에 의해 제공된 바람 잡음을 추정하는 목적을 위하여, 또는 마이크로폰 잡음을 추정하는 목적을 위하여 적절해진다.
또 다른 변형예에 따르면, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 원격 제어부와 같은 보청기 시스템의 보조 디바이스에서, 또는 스마트폰과 같은 외부 디바이스에서 수용된 제 3 입력 트랜스듀서로부터의 제 3 디지털 오디오 신호에 의해 대체될 수 있다. 특히, 후기 반향들의 억압을 위하여, 입력 트랜스듀서들의 공간적 분리를 증가시키는 것과 함께, 후기 반향들의 상관이 감소하므로, 입력 트랜스듀서들의 공간적 분리를 증가시키는 것과 함께, 성능이 개선될 것이다. 그러므로, 제 3 입력 트랜스듀서를 보청기 시스템의 보조 디바이스에서, 또는 외부 디바이스에서 수용되도록 하는 것이 유리할 수 있는데, 이것은 즉, 디바이스를 또 다른 사람에게 줌으로써, 또는 디바이스를 테이블 위에 위치시킴으로써, 이 디바이스들이 보청기들로부터 상대적으로 멀리 위치될 수 있기 때문이다. 이하에서는, 외부 디바이스가 보청기 시스템과 상호작용하도록 적응된다면, 외부 디바이스 예컨대, 스마트폰이 보청기 시스템의 외부 디바이스로 간주될 수도 있다.
또 다른 변형예들에서, 제 1 디지털 오디오 신호(120) 및 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123) 중의 어느 하나 또는 양자 모두는 보청기들의 분야 내에서 잘 알려져 있는 방법들을 이용하여 적어도 2 개의 독립적인 입력 트랜스듀서 신호들을 합성하는 지향성 시스템(directional system)에 의해 제공된다.
도 1의 실시형태에 따르면, 시변 적응 필터(103)는 FIR 타입이다. 변형예들에서, 필터는 또한 IIR 타입, 또는 기본적으로 임의의 다른 필터 타입일 수 있다. 도 1의 실시형태의 특정한 장점은, 시변 적응 필터가, 양호하게 정의될 수도 있지만, 요구된 프로세싱 능력을 정당화하는 방식으로 잡음 억압을 개선시키는 것에 반드시 기여하지는 않는 예컨대, 간섭성과 같은 척도들의 계산을 수반하거나 주파수 변환들에 기초하고 있는 방법들과 대조적으로, 2 개의 트랜스듀서 신호들 사이의 상관된 신호 부분을 추정하는 매우 프로세싱 효율적인 방법을 제공한다는 것이다.
도 1의 실시형태에 따르면, 시변 적응 필터(103)는 100개의 탭(tap)들을 포함하고, 불과 3 밀리초의 시간 윈도우에 대응하는 32 kHz의 속력으로 샘플링된다. 그러나, 이 짧은 시간 윈도우는 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)의 비-반향 또는 초기 반향 신호 부분들이 예측되도록 하기 위해 충분한 반면, 나머지 및 후기 반향 신호 부분들의 주요한 부분이 예측될 수 없다. 그러므로, 차분 신호(127)의 전력 스펙트럼은 특히, 후기 반향을 감소시키는 것을 겨냥한 잡음 전력 스펙트럼의 매우 양호한 추정치이다.
도 1의 실시형태의 변형예에 따르면, 제 1 디지털 오디오 신호(120) 및 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 필터 뱅크를 이용하여 다수의 주파수 대역들로 분할된다. 이 변형예는 추가적인 시변 적응 필터, 필터 추정 수단, 및 주파수 대역들의 각각에 대한 합산 유닛을 요구하지만, 다른 한편으로, 훨씬 더 정밀한 잡음 및 신호-플러스-잡음 추정치들을 제공할 수도 있다.
도 1의 실시형태에 따르면, 필터 추정 수단(104)은 차분 신호(127) 및 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(125)의 제 2 부분에 기초하여 시변 적응 필터(103)를 제어한다. 필터 추정 수단의 동작은 "가변 누설 LMS 적응 알고리즘(variable leaky LMS adaptive algorithm)"에 기초하고 있다. 이 알고리즘은 제 38 회 애실로마 회의의 회의 기록, vol. 1, pp. 125-128, 7-10 Nov. 2004, Signals, Systems and Computers에서, Kamenetsky 및 Widrow에 의한 논문 "A variable leaky LMS adaptive algorithm(가변 누설 LMS 적응 알고리즘)"에서 최초로 개시되었다.
발명자들은, Kamenetsky 및 Widrow에 의한 논문의 수학식 (7)에 따라, 스텝 사이즈 파라미터
Figure 112016004305834-pct00001
및 시변 파라미터
Figure 112016004305834-pct00002
의 값들을 사려 깊게 선택함으로써, 그리고 k가 시간 인덱스인 적응 필터 가중치들 Wk를 포함하는 벡터를 업데이트함으로써, 차분 신호(127)는, 표준 잡음 감소 알고리즘에 대한 입력으로 이용될 때, 최소의 신호 프로세싱 아티팩트들로 반향의 매우 효율적인 억압을 제공할 수 있는 잡음 추정치를 만들기 위하여 이용될 수 있다는 것을 발견하였다. Kamenetsky 및 Widrow에 의한 논문은 희망하는 출력 및 적응 필터로부터의 출력 사이의 차분으로서 유도되는 에러 신호를 개시한다. 이에 따라, 도 1의 실시형태에 따르면, 차분 신호(127)는 에러 신호
Figure 112016004305834-pct00003
를 나타내고, 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)는 희망하는 신호를 나타내고, 필터링된 출력 신호(126)는 제 1 출력이고, 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호(123)는 입력 신호 벡터 xk를 나타낸다. 수학식은 다음에 의해 주어진다:
Figure 112016004305834-pct00004
본 실시형태에 따르면, 차분 신호(127)는 에러 신호로서 적용되고, 대향-측면 디지털 오디오 신호(124)의 제 1 부분은 입력 신호로서 이용된다. 제 1 대향-측면 디지털 오디오 신호의 제 2 부분은 정규화(normalization)를 위하여 이용됨으로써, 적응 알고리즘의 안정성은 당해 분야의 숙련자에 대해 자명한 방법들로 개선될 수 있다.
도 1의 실시형태의 특정 변형예에 따르면, 적응 필터에 대한 선험적 지식은 적응 알고리즘 내에 편입된다. 발명자들은, 최대 사후 확률(maximum-a-posteriori) 최적화 공식에 기초하고 있는 이러한 소위 최대 사후 확률 적응 알고리즘들을 이용하여 시변 적응 필터(103)를 제어함으로써, 잡음 추정의 속력 및 정밀도가 훨씬 더 개선될 수 있다는 것을 발견하였다.
이 타입의 적응 알고리즘들에 관한 추가의 세부사항들은 예컨대, Huang, Huang 및 Rahardja에 의한 논문에서 발견될 수 있다: Signals, Systems and Computers, ACSSC 2007, 4-7 Nov. 2007, pp. 1628 - 1632에서 출판된 "Maximum a Posteriori based adaptive algorithms(최대 사후 확률 기반 적응 알고리즘들)".
도 1의 실시형태의 또 다른 변형예들에서는, 기본적으로, 예컨대, LMS 또는 NLMS 알고리즘들과 같은 임의의 적응 알고리즘이 이용될 수도 있고, 당해 분야의 숙련자에 대해 자명할 방법들로 구현될 수도 있다.
도 1의 실시형태에 따르면, 잡음 억압 이득 계산기(107)는 잡음을 억압함으로써, 보청기 시스템 사용자를 위한 청취 안락감 및 스피치 이해도를 개선시키도록 적응된 이득을 계산하기 위하여, 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106b)에 의해 제공된 신호-플러스-잡음 추정치와, 제 1 전력 스펙트럼 추정기(106-a)에 의해 제공된 잡음 추정치를 이용한다. 발명자들은 잡음 감소 알고리즘이, 단일 입력 트랜스듀서만으로부터의 입력 신호에 기초하여, 도 1의 실시형태에 따라 제공된 신호-플러스-잡음 추정치 및 잡음 추정치를 이용할 때에 놀랍게도 양호한 성능을 제공할 수도 있다는 것을 발견하였다.
특히, 발명자들은 잡음 억압 알고리즘의 성능이, Ephraim 및 Malah의 논문: "Speech enhancement using a minimum mean-square error short-time spectral amplitude estimator(최소 평균-제곱 에러 단시간 스펙트럼 진폭 추정기를 이용한 스피치 강화)", IEEE Transactions on acoustics, speech and signal processing, vol. ASSP-32, no. 6, December 1984에서 개시된 단시간-스펙트럼-감쇠(short-time-spectral-attenuation)에 기초하여, 발명에 따른 잡음 및 신호-플러스-잡음 추정치들이 이용될 때에 가중화 파라미터 α에 대해 불과 0.5의 값을 선택함으로써 개선될 수도 있다는 것을 발견하였다.
Cappe에 의한 논문: "Elimination of the musical noise phenomenon with the Ephraim and Malah noise suppressor(Ephraim 및 Malah 잡음 억압기에 의한 음악 잡음 현상의 제거)" IEEE Transactions on Speech and Audio Processing 2 (2), pp. 345 - 349, April 1994의 표기법을 이용하면, Ephraim 및 Malah에 의한 상기 논문에서 개시된 알고리즘은 다음 수학식으로서 표현될 수 있는 스펙트럼 이득 G(p, Wk)를 제공한다:
Figure 112016004305834-pct00005
여기서, M은 초기하학적 함수(hypergeometric function)이고, 여기서, 스펙트럼 이득 G(p, Wk)는 입력 신호의 각각의 단기 스펙트럼 값 X(p,Wk)에 적용되고, 여기서, p 및 Wk는 각각 시간 및 주파수 인덱스들이다. 함수 M에 관한 추가의 세부사항들은 Ephraim 및 Malah에 의한 논문에서 발견될 수 있고, 그 논문에서 수학식들 (7) 내지 (10)을 참조한다.
선험적 신호-대-잡음-비율 Rprior은 다음 수학식으로서 결정될 수도 있다:
Figure 112016004305834-pct00006
여기서, v(wk)는 잡음 추정치이고, x > 0일 경우에 P[x] = x이고, 이와 다를 경우에는 P[x] = 0이며, α는 위에서 이미 논의된 가중화 파라미터이다.
본 발명의 변형예들에 따르면, 가중화 파라미터 α는 0.2 및 0.7 사이, 바람직하게는, 0.4 및 0.6 사이의 범위 내로부터 선택된 값으로 설정될 수도 있음으로써, 프로세싱 아티팩트들은 상당히 감소될 수도 있다. 이 값들은 Cappe에 의한 논문에서 제시되는 0.98의 값보다 훨씬 더 낮다는 것에 주목한다.
사후적(a posteriori) 신호-대-잡음 비율은 다음 수학식으로서 결정될 수도 있다:
Figure 112016004305834-pct00007
본 발명에 따르면, 단기 스펙트럼 값은 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)의 제 1 부분에 기초하여 전력 스펙트럼 추정기(106-b)에 의해 결정되고, 스펙트럼 이득은 제 1 디지털 오디오 신호(122)의 제 2 부분에 적용됨으로써, 잡음 감소된 제 1 디지털 오디오 신호를 제공한다. 제 1 디지털 오디오 신호(122)가 필터 뱅크를 이용하여 다수의 주파수 대역들로 분할된 후, 또는 예컨대, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier transformation)을 이용하여 주파수 도메인으로 변환된 후에, 스펙트럼 이득은 제 1 디지털 오디오 신호(122)의 제 2 부분에 적용된다. 또 다른 변형예에서, 스펙트럼 이득은 스펙트럼 이득을 편입시키는 성형 필터(shaping filter)를 통해 적용된다. 본 맥락에서, 성형 필터는 단일 광대역 입력(broadband input) 및 단일 광대역 출력을 갖는 시변 필터로서 이해되어야 한다. 이러한 성형 필터들은 보청기들의 분야 내에서 잘 알려져 있고, 예컨대, James M. Kates에 의한 서적 "Digital hearing aids(디지털 보청기들)", ISBN 978-1-59756-317-8의 특히, 제 8 장, 페이지 244-255를 참조한다.
도 1의 실시형태에 따르면, 잡음 감소된 제 1 디지털 오디오 신호는 보청기에서의 추가의 프로세싱을 위하여 제공되기 전에 시간 도메인으로 다시 변환된다. 그러나, 변형예들에 따르면, 잡음 감소된 제 1 디지털 오디오 신호는 시간 도메인으로 다시 변환되지 않는다.
일반적으로, 단기 스펙트럼들에 기초한 많은 잡음 억압 알고리즘들은, 잡음 억압을 통해 달성된 스피치 이해도 개선들이 단기 스펙트럼들의 프로세싱으로부터 기인하는 스피치 아티팩트들로 인한 스피치 이해도 장애들을 초과하도록 제공하는 것이 어려울 수도 있다는 도전에 직면하고 있다.
발명자들은, 특히, Ephraim 및 Malah에 의해 개시된 알고리즘의 우수한 성능이, 단일 음향-전기 입력 트랜스듀서만으로부터 잡음 추정치를 유도하는 것과 대조적으로, 마이크로폰들과 같은 2 개의 공간적으로 분리된 음향-전기 입력 트랜스듀서들로부터의 신호들에 기초하는, 도 1의 실시형태에 따른 차분 신호(127)로부터 유도된 잡음 추정치를 이용함으로써 달성될 수 있다는 것을 발견하였다.
그러나, 본 발명의 변형예들에 따르면, 기본적으로, 임의의 잡음 억압 알고리즘, 예컨대, 위너 필터링(Wiener filtering), 통계적-모델-기반(statistical-model-based) 방법들 및 서브공간 방법들에 기초한 알고리즘들이 이용될 수 있다.
당해 분야의 숙련자는 발명에 따라 이 대안적인 잡음 억압 알고리즘들을 구현하는 것에 문제를 가지지 않을 것이고, 이 대안적인 잡음 억압 알고리즘들에 대한 추가의 배경 정보는 예컨대, Plilipos C. Loizou에 의한 서적: "Speech Enhancement: Theory and Practice(스피치 강화: 이론 및 실제)", CRC Press, 2007, ISB: 978-0-8493-5032-0에서 발견될 수 있다.
지금부터 도 2가 참조되며, 스피치가 필터링된 출력 신호(126)에서 검출되지 않을 때에만 추정이 수행된다는 추가된 특징과 함께, 필터링된 출력 신호(126)가 2 개로 분할되고, 결과적으로, 합산 유닛(105)과, 전력 스펙트럼 추정기들(106-a 및 106-b)과 동일한 방법으로 기능하는 제 3 전력 스펙트럼 추정기(202)에 모두 제공된다는 것을 제외하고는, 도 2는 도 1의 것과 유사한 보청기(200)를 개략적으로 도시한다. 스피치의 검출은 그 전부가 당해 분야의 숙련자에 대해 잘 알려질 다양한 방법들로 수행될 수 있다.
그러므로, 제 3 전력 스펙트럼 추정기(202)는 제 2 전력 스펙트럼 추정기(106-a)에 의해 제공된 상관되지 않은 잡음의 추정치와 대조적으로, 상관된 잡음의 추정치를 제공한다. 이 2 개의 잡음 추정치들은 2 개의 잡음 추정치들의 레벨들을 더하는 합산 수단(203)으로 입력됨으로써, 잡음 억압 이득 계산기(107)에 대한 입력으로서 이용될 수 있는 훨씬 더 정밀한 잡음 추정치를 제공한다.
도 2의 실시형태의 변형에들에서, 상관된 잡음은 예컨대, 필터링된 출력 신호의 10% 백분위수를 제 3 전력 스펙트럼 추정기(202)에 대한 입력으로서 이용함으로써, 스피치의 검출을 요구하지 않으면서 추정될 수 있다.
또한, 지연된 제 1 디지털 오디오 신호(121)가 또한 필터 추정기(201)에 대한 입력으로서 이용됨으로써, 시변 적응 필터의 제어는 당해 분야의 숙련자들에 대해 명백할 방법들로 개선될 수 있다는 점에서, 도 2의 실시형태는 도 1의 실시형태와 상이하다.
도 2의 실시형태의 변형예들에서는, 상관된 잡음의 추정 또는 필터 추정기(201)에 대한 추가적인 입력이 생략될 수 있다.
지금부터 도 3이 참조되고, 도 3은 본 발명의 실시형태에 따라 바이노럴 보청기 시스템(300)을 매우 개략적으로 예시한다.
바이노럴 보청기 시스템(300)은 좌측 보청기(301-L) 및 우측 보청기(301-R)를 포함한다. 보청기들의 각각은 적어도 하나의 음향-전기 입력 트랜스듀서(전형적으로 마이크로폰)(101-L 및 101-R), 도 1의 실시형태들에서 개시된 모든 전자 구성요소들을 포함하는 디지털 신호 프로세서(302-L 및 302-R), 유도성 안테나(102-L 및 102-R), 및 전기-음향 출력 트랜스듀서(303-L 및 303-R)를 포함한다.
도 3의 실시형태의 변형예에서는, 디지털 신호 프로세서들(302-L 및 302-R)은 도 2의 실시형태에서 개시된 모든 전자 구성요소들을 포함한다.
지금부터 도 4가 참조되고, 도 4는 본 발명의 실시형태에 따라 바이노럴 보청기 시스템(400)을 매우 개략적으로 예시한다. 바이노럴 보청기 시스템(400)은 보조 디바이스(401), 제 1 보청기(402), 및 제 2 보청기(403)를 포함한다. 보청기들 중의 하나가 외부 디바이스(401)로부터 대향-측면 신호(123)를 선택적으로 수신하도록 적응되는 것을 제외하고는, 도 4의 실시형태의 보청기들(402 및 403)은 도 1의 실시형태 또는 도 2의 실시형태에서 개시된 것들과 유사하다. 이에 따라, 보청기 사용자는 외부 디바이스(401)로부터, 또는 대향-측면 보청기로부터 대향-측면 신호(123)를 수신할 것인지 여부를 선택적으로 결정할 수도 있다.
도 4의 실시형태의 추가의 변형예에서, 보청기 시스템(400)은 바이노럴 보청기 시스템일 필요가 없다.
개시된 모든 실시형태들의 변형예들에서, 유도성 안테나(102, 102-L 및 102-R)는 유도성일 필요가 없고, 그 대신에, 2.4 GHz에서 동작하기 위해 적응된 원거리장 무선 안테나(far-field radio antenna)일 수 있다. 그러나, 기본적으로 임의의 적당한 동작 주파수가 이용될 수 있고, 그 전부는 당해 분야의 숙련자에 의해 용이하게 인지될 것이다.
구조들 및 절차들의 다른 수정들 및 변동들은 당해 분야의 숙련자에게 분명할 것이다.

Claims (15)

  1. 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법으로서,
    - 상기 보청기 시스템의 제 1 입력 트랜스듀서로부터의 출력을 나타내는 제 1 입력 신호를 제공하는 단계;
    - 상기 보청기 시스템의 제 2 입력 트랜스듀서로부터의 출력을 나타내는 제 2 입력 신호를 제공하는 단계;
    - 상기 제 1 입력 신호를 필터링함으로써 필터링된 제 1 입력 신호를 제공하기 위하여, 시변 적응 필터(time-varying adaptive filter)를 이용하는 단계;
    - 차분 신호를 형성하기 위하여 상기 제 2 입력 신호로부터 상기 필터링된 제 1 입력 신호를 감산하는 단계;
    - 제어 알고리즘에 따라 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계;
    - 잡음 추정치를 제공하도록 상기 차분 신호의 전력 추정치를 계산하는 단계;
    - 상기 잡음 추정치를 잡음 억압 이득 계산기로의 입력으로서 제공하는 단계;
    - 잡음 억압을 위해 적응된 시변 이득을 제공하기 위하여 상기 잡음 억압 이득 계산기를 이용하는 단계; 및
    - 상기 시변 이득을 상기 제 2 입력 신호에 적용하는 단계
    를 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    - 상기 제 1 입력 트랜스듀서 및 상기 제 2 입력 트랜스듀서가 바이노럴 보청기 시스템(binaural hearing aid system)의 제 1 보청기에서 수용되도록 제공하는 단계
    를 더 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    - 상기 제 1 입력 트랜스듀서가 상기 보청기 시스템의 제 1 보청기에서 수용되고, 상기 제 2 입력 트랜스듀서가 바이노럴 보청기 시스템의 제 2 보청기에서 수용되도록 제공하는 단계
    를 더 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    - 상기 제 1 입력 트랜스듀서가 상기 보청기 시스템의 제 1 보청기에서 수용되고, 상기 제 2 입력 트랜스듀서가 상기 보청기 시스템의 보조 디바이스에서 수용되도록 제공하는 단계
    를 더 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 잡음 추정치를 제공하기 위하여, 30 밀리초(millisecond)보다 작은 평활화 시간이 이용되는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 차분 신호의 전력 추정치를 계산하는 단계는,
    - 잡음 전력 스펙트럼의 추정치를 제공하도록 상기 차분 신호의 전력 스펙트럼을 추정하는 단계를 포함하는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 신호-플러스-잡음(signal-plus-noise) 추정치를 제공하도록 상기 제 2 입력 신호의 전력 추정치를 계산하는 단계;
    - 신호-플러스-잡음 전력 스펙트럼의 추정치를 제공하도록 상기 제 2 입력 신호의 전력 스펙트럼을 추정하는 단계; 및
    - 상기 신호-플러스-잡음 전력 스펙트럼의 상기 추정치를 상기 잡음 억압 이득 계산기로의 입력으로서 제공하는 단계
    를 더 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시변 이득을 상기 제 2 입력 신호에 적용하는 단계는,
    - 상기 제 2 입력 신호를 주파수 도메인으로 변환하는 단계;
    - 잡음 감소된 제 2 입력 신호를 제공하도록 시변 스펙트럼 이득을 적용하는 단계; 및
    - 상기 잡음 감소된 제 2 입력 신호를 다시 시간 도메인으로 변환하는 단계를 포함하는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 알고리즘에 따라 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계는,
    - 상기 차분 신호의 레벨을 최소화하기 위하여 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계를 포함하는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  10. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 알고리즘에 따라 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계는,
    - 최대 사후 확률(maximum a-posteriori) 최적화 공식에 기초하여 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계를 포함하는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 알고리즘에 따라 상기 시변 적응 필터를 적응시키는 단계는,
    - 상기 제어 알고리즘으로의 입력으로서, 적어도 상기 제 1 입력 신호, 상기 제 2 입력 신호 및 상기 차분 신호를 이용하는 단계를 포함하는 것인, 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  12. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    시간 지연을 상기 제 2 입력 신호에 적용하는 단계; 및, 그 다음으로,
    - 상기 차분 신호를 제공하기 위하여 상기 필터링된 제 1 입력 신호로부터 상기 지연된 제 2 입력 신호를 감산하는 단계
    를 더 포함하는 보청기 시스템에서 신호들을 프로세싱하는 방법.
  13. 보청기 시스템의 보청기로서, 상기 보청기는 제 1 디바이스이고, 상기 보청기 시스템은 상기 제 1 디바이스 및 제 2 디바이스를 포함하고, 상기 보청기는,
    - 제 1 디지털 오디오 신호를 제공하도록 적응된 제 1 음향-전기 입력 트랜스듀서, 상기 보청기 시스템의 상기 제 2 디바이스와의 무선 통신을 위해 적응된 안테나, 시변 적응 필터, 필터 추정기, 합산 유닛, 제 1 전력 스펙트럼 추정기, 잡음 억압 이득 계산기, 및 잡음 억압 이득 승산기를 포함하고,
    - 상기 제 1 디지털 오디오 신호는 상기 합산 유닛의 제 1 입력 및 상기 잡음 억압 이득 승산기에 제공되고,
    - 상기 안테나는 상기 보청기 시스템의 상기 제 2 디바이스로부터 제 2 디지털 오디오 신호를 수신하도록 적응되고,
    - 상기 제 2 디지털 오디오 신호는 상기 적응 필터 및 상기 적응 필터 추정기에 제공되고,
    - 상기 시변 적응 필터는 상기 합산 유닛의 제 2 입력에 제공되는 필터링된 출력 신호를 제공하도록 적응되어, 차분 신호가 상기 제 1 디지털 오디오 신호로부터 상기 필터링된 출력 신호를 감산함으로써 제공되고,
    - 상기 차분 신호는 상기 필터 추정기 및 상기 제 1 전력 스펙트럼 추정기에 제공되고,
    - 상기 제 1 전력 스펙트럼 추정기는 잡음 추정치로서 이용될 수 있는 제 1 전력 스펙트럼을 제공하도록 적응되고,
    - 상기 잡음 추정치는 주파수 종속적 시변 이득을 제공하기 위하여 상기 추정치를 적용하도록 적응되는 상기 잡음 억압 이득 계산기에 제공되며,
    - 상기 잡음 억압 이득 승산기는 상기 주파수 종속적 시변 이득을 상기 제 1 디지털 오디오 신호에 적용하도록 적응되는 것인, 보청기 시스템의 보청기.
  14. 제 13 항에 따른 보청기를 포함하는 보청기 시스템으로서,
    상기 보청기 시스템은 바이노럴 보청기 시스템이고, 상기 제 2 디바이스는 상기 바이노럴 보청기 시스템의 대향-측면(contra-lateral) 보청기인 것인, 보청기 시스템.
  15. 제 13 항에 따른 보청기를 포함하는 보청기 시스템으로서,
    상기 제 2 디바이스는 선택적으로, 보청기 원격 제어부 및 스마트폰을 포함하는 디바이스들의 그룹으로부터 선택된 보조 디바이스인 것인, 보청기 시스템.
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