JP5650806B2 - 光通信システムにおける予等化およびポスト等化の方法および装置 - Google Patents

Description

本特許文書は、２０１２年６月６日に出願された米国仮特許出願第６１／６５６，４９１号の利益を請求する。上記特許出願の全内容は、参照により本願開示の一部として組み込まれる。

本発明は、光通信システムに関する。

インターネットその他の通信ネットワーク上におけるビデオのようなマルチメディアコンテンツの伝送が出現したことにより、通信ネットワーク上におけるデータレート容量を増やすことに対する要求がかつてないほど生じている。通信ネットワークのバックボーンのための光ネットワークにおいては、ネットワークエッジにおけるトラフィック増加は、数ギガビットのネットワークトラフィックへ集約される。したがって、通信ネットワークデータ容量の要求を満たす光通信技術に対するニーズが増加している。しかし、光ファイバのような光伝送媒体を設置するためには大量の資本支出が必要になり、必要経費その他の規制問題により、必ずしも適切な選択肢ではない場合がある。

向上した光トランシーバ技術

この文書は特に、予等化およびポスト等化を実施して光通信システムにおける持続帯域幅スループットを増加させる、光伝送器および受信器を実装するために用いることができる技術を記載している。

ナイキスト波長分割多重化技術により、長距離伝送システムにおける高スペクトル効率を実現することができる。偏波分割多重直交位相シフトキーイングと比較して、さらには偏波分割多重のような高レベル変調方式と比較しても、１６直交振幅変調は、ナイキスト波長分割多重によって生じるチャネル内ノイズおよびチャネル間クロストークからの影響を受ける程度がかなり大きい。本発明者等は、エルビウム添加ファイバ増幅器を用いて、７．４７ｂ／ｓ／Ｈｚのネットスペクトル効率（ＳＥ）で、１２００ｋｍシングルモードファイバ（ＳＭＦ）−２８上で、６×１２８Ｇｂ／ｓのナイキスト波長分割多重１６直交振幅変調信号を、実験的に生成し伝送した。このＳＥは、本発明者等が知るところによれば、偏波分割多重１６直交振幅変調フォーマットを用いる１００Ｇｂ／ｓ超の信号についての最高ＳＥである。この実験は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて送信側障害を予等化し、ＤＳＰを用いてチャネル障害および受信側障害をポスト等化することにより、成功させることができた。ナイキストバンドを予等化において考慮して、偏波分割多重１６直交振幅変調の許容範囲を、積極的スペクトル形成まで向上させる。６チャンネルそれぞれについてのビットエラーレートは、１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送の後における３．８×１０−３の前方エラー訂正制限よりも小さい。

１側面において、光通信のための方法、システム、および装置を開示する。第１光変調フォーマットを用いて、テスト信号を光通信媒体上で送信する。テスト信号に基づく受信レポートを受信する。受信した受信レポートに基づき、予等化方式を判定する。送信側において予等化方式を送信するデータに対して適用し、予等化データを生成する。受信レポートに基づく第２光変調フォーマットを用いて、光通信媒体上で予等化データを送信する。

これら側面およびその他の側面、さらにはその実装と変形例は、以下の図面、実施形態、および特許請求の範囲に記載されている。

以下の略語を用いて予等化を実装するためのアーキテクチャブロック図を示す。ＡＷＧ：任意波形生成器、ＬＰＦ：低域通過フィルタ、ＥＡ：電気的増幅器、ＷＳＳ：波長選択スイッチ、ＣＷ：連続光波、ＬＯ：局所発振器、ＡＤＣ：アナログーデジタルコンバータ、Ｉ：同相、Ｑ：直交。 予等化の場合における１６ＧｂａｕｄＰＤＭ−１６ＱＡＭの光スペクトル（０．０２ｎｍ解像度）を示す。’ナイキストバンド’：１２ＧＨｚのパスバンドを有するＷＳＳ。 ’ナイキストバンド’を考慮した場合およびしなかった場合における、予等化１６Ｇｂａｕｄ４レベル（１６ＱＡＭ同相）の電気的スペクトルを示す。 ６×１２８Ｇｂ／ｓ Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭの信号を生成し送信するための実験設備のブロック図である。以下の略語を用いる。ＡＷＧ：任意波形生成器、ＰＭ−ＯＣ：偏波維持光カプラ、ＰＭ−ＥＤＦＡ：偏波維持エルビウム添加ファイバ増幅器、ＥＡ：電気的増幅器、ＩＭ：強度変調器、ＷＳＳ：波長選択スイッチ、ＬＯ：局所発振器、ＴＯＦ：調整可能光ファイバ、ＢＯＦ：バンドパス光フィルタ、ＡＤＣ：アナログーデジタルコンバータ。 １６ＧｂａｕｄＰＤＭ−１６ＱＡＭの隣り合わせＢＥＲ性能を、ＯＳＮＲの関数として示す。ＢＷ：帯域幅。 ＥＤＦＡ増幅のみを用いた１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送の前後における光スペクトル例を示す。伝送前後において取得した信号コンスタレーションを、それぞれ（ａ）（ｂ）として挿入している。 １５５０．１０ｎｍにおけるＮ−ＷＤＭチャネルのＢＥＲ性能と、１２００ｋｍＳＭＦ−２８上の伝送後におけるパワーとの変化を示す。 １５５０．１ｎｍにおけるＮ−ＷＤＭチャネルのＢＥＲ性能と、伝送距離との変化を示す。 最適入力パワーにおいて１２００ｋｍＳＭＦ−２８上で伝送した後における６チャネルそれぞれについてのＢＥＲ例を示す。 光通信処理のフローチャートである。 無線通信のための装置のブロック図である。 光通信システムのブロック図を示す。

各図面における同様の符号は、同様の要素を示す。

本文書に記載する方法、システム、および装置は、１側面において、従来の光通信システムよりも高い帯域幅スループットを実現する際に有用である。１側面において、送信側において光信号を予等化するために用いることができる予等化技術を開示する。予等化の有利な側面の１つは、光通信チャネルの伝達関数による歪みを部分的に克服できることである。

以下の説明において、特定の変調方式その他の物理層パラメータ値を参照して、複数の実施形態を説明する。しかし当業者は、当該原理を一般的に適用できることを理解するであろう。

１００Ｇイーサネットの商用化により、スペクトル効率（ＳＥ）を向上させて帯域幅要件を満たすことは、次世代光伝送システムおよびネットワークにおける良好な技術手段となっている。近年、偏波分割多重（ＰＤＭ）直交位相シフトキーイング（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）を採用した伝送システムが、４ビット／ｓ／Ｈｚの最大ＳＥを得られることが、実験的に示された。したがってスペクトル効率をさらに向上させるため、偏波分割多重と組み合わせて、シンボル当たり４ビット以上を搬送可能な多レベル変調フォーマットを利用することができる。例えば１６直交振幅変調（１６ＱＡＭ）、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどである。しかし、多レベル変調は大きな光信号対ノイズ比（ＯＳＮＲ）が必要であるのみならず、非線形伝搬障害およびレーザ位相ノイズの影響を受けやすいことがよく知られている。したがって、トレードオフとして、シンボル当たり８ビットを搬送するＰＤＭ−１６ＱＡＭを、ＳＥ向上のための有望な候補とすることができる。研究により、ＰＤＭ１６−ＱＡＭはシミュレーションと実験の双方を通じて、その有用性を示している。

これまでのところ、ＰＤＭ−１６ＱＡＭの変調フォーマットを用いて非常に高いＳＥを実現する２つの方式が提案されている。第１方式は、コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ）技術を採用する。ＰＤＭ−１６ＱＡＭ変調フォーマットを用いた４８５Ｇｂ／ｓ ＣＯ−ＯＦＤＭチャネルが、１６００ｋｍ超広域ファイバ（ＵＬＡＦ）上および標準シングルモードファイバ（ＳＳＭＦ）ベースリンク上の伝送を実験的に実現したことが報告されている。第２方式の候補は、ナイキスト波長分割多重（Ｎ−ＷＤＭ）技術である。これは、ボーレートに等しい理想帯域幅でほぼ矩形のスペクトルを有する光パルスを用いることに基づいている。近年、より高いＳＥを有するＮ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号が、実験的に生成および伝送された。上記２つの方式は同等の性能を有する見込みがあるものの、Ｎ−ＷＤＭと比較して、ＣＯ−ＯＦＤＭはチャネル間を同期することおよび受信器のＡＤコンバータ（ＡＤＣ）の帯域幅を大きくすることを必要とする。したがってＮ−ＷＤＭは、実際の実装において、受信器制約に対してよりロバストである。その結果、Ｎ−ＷＤＭとＰＤＭ−１６ＱＡＭの組み合わせは、将来における大容量高ＳＥ伝送システムおよびネットワークの有望な選択肢となる。

従来の方向検出受信器において、光ドメインのファイバ色分散（ＣＤ）に起因する線型歪みは、電気ドメインの非線形歪みに変換される。したがって、ベースバンド受信信号１つのみに基づく線型ベースバンドイコライザを採用すると、限定的な性能改善しか実現できない。一方で、コヒーレント検出受信器において、コヒーレント検出（ＣＤ）に起因する歪みは、電気ドメインへ線型変換される。このことは、ＣＤのみを考慮した場合、部分的に間隙を空けた複素係数を有する等化器が、システム到達可能距離を等化器タップの個数によってのみ制約される距離まで拡張する理由を説明している。しかし、ＣＤが理想的に補償された場合において、ＰＤＭ−１６ＱＡＭが多大な影響を受ける非線形伝搬障害およびレーザ位相ノイズにより、最大伝送距離についての制約が生じる。コヒーレント受信器において等化器を構築することに代えて、データが未だ破損していない送信器において予等化を採用することにより、ほとんどの困難な問題を回避することができる。

さらに、ＰＤＭ−１６ＱＡＭのコンスタレーションサイズが大きいことにより、システムが伝送障害から影響を受ける。例えば光変調器の非線形駆動特性および同相（Ｉ）チャネルと直交（Ｑ）チャネルの周波数応答間の不均衡である。したがって、信号歪みが生じシステム性能を劣化させる。以下に説明するように、上記ＰＤＭ−１６ＱＡＭの伝送における送信器障害は、予等化技術によって予補償することができる。これは送信器のＤＡコンバータ（ＤＡＣ）において非常に容易に実装することができる。電子的予等化の適用について集中的に検討している研究がある。これは現在においては、光通信技術でよく知られている。予等化のさらなる利点は、ナイキストバンド事前形成パルスを用いて送信スペクトルを最適化できることである。これによりチャネル間隔を狭くし、ＳＥを高めることができる。

ＰＤＭ−１６ＱＡＭ変調フォーマットを採用して１６ＧＨｚグリッド上でＮ−ＷＤＭチャネルにおいて１６Ｇｂａｕｄ信号を生成する実施形態もある。本文書は予等化の原理を記載し、シングルチャネルの場合とＮ−ＷＤＭの場合について、ナイキストバンド予等化を実施した場合と実施しなかった場合において、ビットエラーレート（ＢＥＲ）性能の比較結果を示している。予等化を採用することにより、送信器障害を効果的に予補償するとともに、非線形伝搬障害およびレーザ位相ノイズの効果を減少させることができる。ナイキストバンド予等化を実装したＮ−ＷＤＭの向上したＢＥＲ性能は、狭帯域フィルタリング効果と隣接チャネルによるクロストークを許容することを示している。さらに、７．４７ｂ／ｓ／ＨｚのＳＥでエルビウム添加ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）のみを用いて増幅した１２００ｋｍＳＭＦ−２８上における６×１２８Ｇｂ／ｓ Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭを生成および伝送するための実験設備を開示する。知る限りにおいては、これはＰＤＭ−１６ＱＡＭ変調フォーマットを用いた１００Ｇｂ／ｓ超のビットレートを有する信号についての最高ＳＥである。全チャネルについてのＢＥＲ（平均ＯＳＮＲ２３．６ｄＢ）は、１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送後における３．８×１０^−３の前方エラー訂正（ＦＥＣ）制約よりも小さい。

図１２は、本文書の主題とする技術を実装することができる光通信システム１００のブロック図である。光送信器１０２は、光ネットワーク１０４を介して１以上の光トランシーバ１０６に対して光信号を送信する。送信した光信号は、増幅器、リピータ、スイッチなどのような中間装置を経由する場合もある。明確性のためこれら装置は図１２において示していない。本開示における送信技術は、送信器１０２の伝送サブシステムにおいて実装することができる。本開示における受信技術は、受信器１０６の受信サブシステムにおいて実装することができる。

先に説明したように、受信器において等化器を構築することに代えて、実施形態によっては、予等化器を送信器において実装する。２相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号と比較して、高コンスタレーションレベル信号は、制御されていない非線形効果の影響を受けやすい。これは、ＤＡ変換（ＤＡＣ）、電気的増幅器（ＥＡ）、同相／直交変調器（Ｉ／Ｑ ＭＯＤ）、光フィルタ、およびＡＤ変換（ＡＤＣ）が不完全であることによる。したがって、実施形態によっては、ＢＰＳＫ信号はまず送信器ー受信器のみのリンク上で送信して伝達関数を計算し、この伝達関数を用いて高レベル信号を予等化してチャネル歪みを反転する。

図１は、予等化の例を示す。Ｉ／Ｑ ＭＯＤにおける並列マッハツェンダー変調器（ＭＺＭ）の１つは、１６Ｇｂａｕｄバイナリ信号を用いて駆動され、光ＢＰＳＫを生成する。１．５×サンプルおよびワード長２^１５−１のバイナリ信号が、任意波形生成器（ＡＷＧ）によって生成される。７．５ＧＨｚの３ｄＢ帯域幅を有する電気的ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を採用して、ＢＰＳＫ信号生成前に置けるＡＷＧの帯域外ノイズを抑制する。ＡＷＧは、２４Ｇｓａ／ｓのサンプリングレートにおいてインターリーバモードで動作する。線幅１００ｋＨｚ以下および出力パワー１４．５ｄＢｍの外部キャビティレーザ（ＥＣＬ）によって生成された連続波長（ＣＷ）光波（ＣＷ１）は、自己ホモダインコヒーレント検出における信号源および局所発振器（ＬＯ）源として用いられる。光ＢＰＳＫ信号は、コヒーレント検出前に１２ＧＨｚパスバンドを有する波長選択スイッチ（ＷＳＳ）を通過する。１６ＧＨｚの３ｄＢ帯域幅を有する実時間スコープを用いて、検出した電気信号をキャプチャする。これを用いて、周波数ドメインにおける伝送器の伝達関数を計算する。伝達関数を用いて、４レベル信号を予等化する。ワード長２^１５−１の４レベル信号を用いて、ＩＱ変調を介して光１６ＱＡＭを生成する。ロールオフ係数０．９９のｒａｉｓｅｄ ｃｏｓｉｎｅ（Ｒ−Ｃ）フィルタが、４レベル信号のパルス形成のために実装されている。ＡＷＧのＩ出力およびＱ出力についての予等化は、同様の性能を示す。したがってＡＷＧのＩ出力を選択し、実験において予等化を実装する。

１２ＧＨｚの３ｄＢフィルタリング帯域幅を有する波長選択スイッチ（ＷＳＳ）は、予等化のために用いられる。これは、次章においてＷＤＭチャネルのために用いられる、１０ＧＨｚの３ｄＢ帯域幅を有するＷＳＳとは異なる。予等化とＷＤＭチャネル形成についてＷＳＳを異なる帯域幅でセットする理由は、予等化効果と隣接チャネルからのクロストークをバランスさせるためである。予等化を採用する場合において、ＥＤＦＡ増幅のみの１２００ｋｍＳＭＦ−２８上で、６×１２８Ｇｂ／ｓＮ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号を実験的に生成および伝送した。これについてはセクションＩＩＩで詳述する。スペクトル効率は、７．４７ｂ／ｓ／Ｈｚ（１２８／１６／１．０７に等しい）である。

実験結果および説明

ナイキストバンド予等化を用いる場合と用いない場合における１６ＧｂａｕｄＰＤＭ−１６ＱＡＭの光スペクトルを、図２のグラフ２００に示す。ナイキストバンドは、１２ＧＨｚパスバンドを有するＷＳＳである。曲線２０２に示すナイキストバンドを用いない予等化の場合と比較して、ナイキストバンドを考慮した予等化を用いたＰＤＭ−１６ＱＡＭの光スペクトルは、ナイキスト状のフィルタリングプロファイルを有する。これにより、狭域フィルタリング効果を充分に補償することができる。１０ＧＨｚ ＷＳＳを通過した後ナイキストバンド予等化を用いた光ＰＤＭ−１６ＱＡＭの光スペクトル（２０６）は、１２ＧＨｚの場合（２０４）と比較してかなり狭いことが分かる。

予等化を実施しナイキストバンドを考慮した場合（３０２）としなかった場合（３０４）における１６Ｇｂａｕｄ４レベル信号の測定した電気的スペクトルを、図３のグラフ３００に示す。積極的スペクトルフィルタリングによって喪失した高周波成分が先行回復されたことが分かる。

６×１２８ＧＢ／Ｓ Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号の生成および送信

図４は、６×１２８Ｇｂｉｔ／ｓ Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号を生成および伝送するための実験設備を示す。２つの１６Ｇｂａｕｄ電気的１６ＱＡＭ信号が、ＡＷＧ１とＡＷＧ２からそれぞれ生成される。周波数間隔０．３８４ｎｍ（４８ＧＨｚ）のＣＷ１（１５５０．１０ｎｍ）とＣＷ２が、２つのＥＣＬから生成される。これらＥＣＬはそれぞれ、線幅１００ｋＨｚ以下であり、出力パワーは１４．５ｄＢｍである。２つのＩ／Ｑ ＭＯＤを用いて、２つの光キャリア（ＣＷ１とＣＷ２）を、４つの広帯域電気的増幅器（ＥＡ）によるパワー増幅後に６４Ｇｂ／ｓ（１６Ｇｂａｕｄ）電気１６ＱＡＭ信号のＩ成分とＱ成分で変調する。１６ＱＡＭを生成する動作について、Ｉ／Ｑ ＭＯＤにおける２つの平行ＭＺＭはｎｕｌｌ点にバイアスされ、本稼働してゼロチャープ０位相変調とπ位相変調を実現する。Ｉ／Ｑ ＭＯＤの上側分岐と下側分岐との間の位相差は、π／２に制御される。偏波維持ＥＤＦＡ（ＰＭ−ＥＤＦＡ）によるパワー増加の後、各経路の偏波多重は偏波マルチプレクサによって実現される。偏波マルチプレクサは、信号を半分にする偏波維持光カプラ（ＰＭ−ＯＣ）、１５０シンボルの遅延を提供する光遅延ライン、および信号を再結合する偏波ビーム結合器（ＰＢＣ）を備える。上側経路において、ＰＤＭ−１６ＱＡＭ光信号は第２ＰＭ−ＯＣによって２つの分岐に再び分かれる。上側分岐を通過する信号は強度変調器（ＩＭ１）によって処理される。強度変調器（ＩＭ１）は、１６ＧＨｚ正弦無線周波数（ＲＦ）信号によって駆動され、ｎｕｌｌ点においてＤＣバイアスされている。下側分岐を通過する信号は、第２光遅延ラインによって処理される。下側経路においても同様の処理がなされる。ＩＭ１とＩＭ２を用いて、光キャリア抑制（ＯＣＳ）変調［１８］を実装する。４つの分岐は、最上経路と最下経路がそれぞれ２つのサブキャリアを含んでおり、スペクトルフィルタされ、１０ＧＨｚの３ｄＢフィルタリング帯域幅を有する１６ＧＨｚグリッド上でプログラム可能４チャネルＷＳＳを用いて結合される。ＷＳＳの挿入ロスは７ｄＢである。

Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号は、３サイクルを有する５×８０ｋｍＳＭＦ−２８円状ループに対して入力される。各スパンは、光分散補償がない場合、１５５０ｎｍにおいて１８ｄＢの平均損失と１７ｐｓ／ｋｍ／ｎｍの色分散を有する。ＥＤＦＡを用いて、各スパンの損失を補償する。各スパンに対する総入力パワー（ＥＤＦＡ後）は１０ｄＢｍであり、これは１２８Ｇｂ／ｓにおけるチャネル毎の〜１ｄＢｍに相当する。帯域幅１．２７ｎｍを有する調整可能光バンドパスフィルタ（ＢＯＦ）をループ内で用いて、再帰ループの各サークルのＡＳＥノイズを除去する。受信器において、０．３５ｎｍの３ｄＢ帯域幅を有する調整可能光フィルタ（ＴＯＦ）を用いて、所望チャネルを選択する。１００ｋＨｚ以下の線幅を有するＥＣＬは、局所発振器（ＬＯ）として用いられる。偏波ダイバース９０°ハイブリッドを用いて、ＬＯおよびバランス検出前の受信光信号の偏波ダイバースおよび位相ダイバースコヒーレント検出を実現する。ＡＤＣは、５０ＧＳａ／ｓのサンプリングレートおよび９ＧＨｚの電気帯域幅でデジタルスコープにおいて実現される。

ＤＳＰにおいて、３ステージブラインド等化方式を用いて、電気偏波回復を実現する。１番目に、２乗フィルタリング手法を用いてクロックを抽出し、回復クロックに基づいてデジタル信号をボーレートの２倍でリサンプリングする。２番目に、Ｔ／２間隔の時間ドメイン有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いてＣＤを補償する。フィルタ係数は周波数ドメイン切り捨て法を用いて既知のファイバＣＤ伝達関数から計算される。３番目に、２つの複素値１３タップＴ／２間隔適応ＦＩＲフィルタを用いて、１６ＱＡＭ信号の係数を取得する。２つの適応ＦＩＲフィルタは、通常のｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＣＭＡ）に基づいており、ＣＭＡの後に３ステージＣＭＡが続く。これにより複数係数リカバリおよび偏波逆多重化を実現する。キャリアリカバリを後続のステップにおいて実施する。このとき４次パワーを用いて、ＬＯと受信光信号との間の周波数オフセットを推定する。フィードフォワードおよびオフセット補償のための最小２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムによって、位相リカバリを取得する。最後に、差動デコードを用いてＢＥＲを計算する。

隣り合わせ実験結果および説明

１５５０．１０ｎｍのＮ−ＷＤＭチャネルにおける１６ＧｂａｕｄＰＤＭ−１６ＱＡＭについての隣り合わせＢＥＲを図５に示す。５つの異なるケースについてＯＳＮＲの関数として示している。スコープは９ＧＨｚの帯域幅と５０ＧＳａ／ｓのサンプリングレートを有する。４つのケースは、隣り合わせシングルチャネルおよびＮ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭのケースを含む。各ケースはナイキストバンド予等化を考慮した場合と考慮しない場合を含む。ＷＤＭケースにおいて、６チャネル１６ＧｂａｕｄＰＤＭ−１６ＱＡＭは１６ＧＨｚグリッド上にあり、４つのケースの全チャネルは１０ＧＨｚパスバンドを有するＷＳＳを通過する。ナイキストバンド予等化を考慮するシングルチャネルの場合において、３．８×１０−３のＢＥＲについての要求ＯＳＮＲは２０．６ｄＢであり、ＷＤＭケースに対応する要求ＯＳＮＲペナルティは無視できる。予等化を採用すると、送信器障害を効果的に予補償するとともに、非線形伝搬障害効果およびレーザ位相ノイズを減少させることができるからである。一方で実験結果は、１２ＧＨｚナイキストバンド予等化を実装した１０ＧＨｚフィルタリング帯域幅が十分に狭く、隣接チャネルからのクロストークを回避できることを示している。ＡＤＣ帯域幅１６ＧＨｚでＢＥＲ１×１０−３において要求ＯＳＮＲペナルティは１ｄＢまで増加する。この結果は、ＡＤＣの要求帯域幅がＮ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号を検出することにおいて重要な役割を有するという、重要な事実を反映している。ボーレート周波数の半分のＡＤＣ帯域幅は、ノイズと隣接チャネル信号を抑制する際に有利である。ナイキストバンド予等化を考慮せず１０ＧＨｚＷＳＳを通過するシングルチャネルのケースにおいては、３．８×１０−３のＢＥＲについての要求ＯＳＮＲは２４ｄＢである。要求ＯＳＮＲペナルティは、ナイキストバンド予等化のケースと比較して４〜５ｄＢである。ＰＤＭ−１６ＱＡＭは、狭小フィルタリング効果とノイズの影響を非常に受けやすいからである。ナイキストバンド予等化を考慮しないＮ−ＷＤＭケースにおいては、隣接チャネルからのクロストークによって生じる１．５ｄＢＯＳＮＲペナルティが存在する。

１２００ｋｍ伝送後における実験結果および説明

図６は、ＥＤＦＡ増幅のみの１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送前後における光スペクトルを示す。取得した対応コンスタレーションを、それぞれ図６内に（ａ）（ｂ）として挿入した。１２００ｋｍＳＦ−２８上の伝送後における信号のＯＳＮＲは２３．６ｄＢである。

図７は、各スパンファイバに対する入力パワーを変化させることによる、１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送後の１５５０．１０ｎｍにおけるＮ−ＷＤＭチャネルのＢＥＲ性能の変化を示す。

図８によれば、−１ｄＢの入力パワーのとき最高ＢＥＲ性能となることが分かる。図８は、入力パワーがー１ｄＢｍ／チャネルである場合において、伝送距離を変化させることによる、伝送後の１５５０．１０ｎｍにおけるＮ−ＷＤＭチャネルのＢＥＲ性能の変化を示す。

図９に示すように、１２００ｋｍＳＭＦ−２８上における送信後、６チャネルそれぞれについてのＢＥＲ（平均ＯＳＮＲ２３．６ｄＢ）は、ＦＥＣ制約３．８×１０^−３よりも小さい。

図１０は、光通信プロセス１０００のフローチャートである。プロセス１０００は、例えば送信器側で実装することができる。ステップ１００２において、第１光変調フォーマットを用いて、光通信媒体上でテスト信号を送信する。上述のようにテスト信号は、波長選択スイッチを通過するバイナリ位相シフトキーイング信号を含むことができる。

ステップ１００４において、テスト信号の受信レポートを受信する。受信レポートは、例えば受信器が算出した伝達関数の推定結果を含むことができる。

ステップ１００６において、受信した受信レポートに基づいて、予等化方式を判定する。予等化方式は例えば、推定したチャネル伝達関数（例えば、推定したチャネル関数の逆数）を補償する予等化フィルタを選択することができる。その他の予等化方式は、本文書において開示している。

ステップ１００８において、決定した予等化方式を送信器側において送信データに対して適用し、予等化データを生成する。同方式を用いて、例えば逆チャネル伝達関数フィルタを介してデータをフィルタリングすることができる。先に説明したように、予等化前に１６ＱＡＭその他の変調技術を用いて、データを変調することができる。

ステップ１０１０において、受信レポートに基づき、第２光変調フォーマットを用いて光通信媒体上で予等化データを送信する。実施形態によっては、予等化フィルタを適用する前にデータを変調することもできる。実施形態によっては、予等化技術を適用した後にデータを変調することもできる（例えばエラー訂正コードまたはフィルタ）。

図１１は、光通信装置１１００のブロック図である。モジュール１１０２は、第１光変調フォーマットを用いて光通信媒体上でテスト信号を送信するためのものである。モジュール１１０４は、テスト信号の受信レポートを受信するためのものである。モジュール１１０６は、受信した受信レポートに基づき予等化方式を判定するためのモジュールである。モジュール１１０８は、送信器側において送信データに対して予等化方式を適用して予等化データを生成するためのモジュールである。モジュール１１１０は、受信レポートに基づき第２光変調フォーマットを用いて光通信媒体上で予等化データを送信するためのモジュールである。装置１１００およびモジュール１１０２、１１０４、１１０６、１１０８、１１１０はさらに、本文書が開示するその他の技術を実施するように構成することができる。

光通信における高データスループットを実現するための様々な技術が開示されていることが理解されるであろう。

１６ＧＨｚグリッド上でＥＤＦＡ増幅のみの１２００ｋｍＳＭＦ−２８を介して７．４７ｂ／ｓ／ＨｚのネットＳＥで６×１２８Ｇｂ／ｓ Ｎ−ＷＤＭ ＰＤＭ−１６ＱＡＭ信号を生成および送信することについて開示されていることが、理解されるであろう。これは知る限りにおいては、ＰＤＭ−１６ＱＡＭ変調フォーマットを用いる１００Ｇｂ／ｓ超のビットレートを有する信号についての最高ＳＥである。この実験は、送信器側障害をＤＳＰ予等化すること、および／またはチャネルおよび受信器側障害をＤＳＰポスト等化することによって実現した。本開示におけるナイキストバンド予等化方式の利点を実験により示した。全チャネルのＢＥＲは、１２００ｋｍＳＭＦ−２８伝送リンク上の３．８×１０^−３のＦＥＣ制約よりも小さい。

ナイキスト波長分割多重化技術が開示されていることが理解されるであろう。ナイキスト波長分割多重化技術により、長距離伝送システムにおいて高スペクトル効率を実現することができる。偏波分割多重１６直交振幅変調のような高レベル変調方式を含む偏波分割多重直交位相シフトキーイングは、チャネル内ノイズとナイキスト波長分割多重によって生じるチャネル間線型クロストークの影響を受けやすい。

光変調データを予等化する技術が開示されていることが、理解されるであろう。他側面において、１６ＱＡＭのような高変調編方式を用いる光通信技術が開示されている。

本文書が開示する実施形態およびその他の実施形態、モジュール、機能動作（例えばテスト信号送信器、受信レポート受信器、予等化方式判定器、予等化器、データ送信器、など）は、デジタル電子回路内、またはコンピュータソフトウェア、ファームウェア、ハードウェア内に実装することができる。これらは本文書が開示する構造およびその等価構造、さらにはこれらの１以上の組み合わせを含む。開示する実施形態およびその他の実施形態は、１以上のコンピュータプログラム製品として実装することができる。すなわち、コンピュータ読取可能媒体に記録され、データ処理装置が実行しまたはその動作を制御する、１以上のコンピュータプログラム命令のモジュールである。コンピュータ読取可能媒体は、機械読取可能記憶装置、機械読取可能記憶基板、メモリデバイス、機械読取可能伝搬信号を生成する化合物、またはこれらの１以上の組み合わせである。データ処理装置という用語は、全ての装置、デバイス、データ処理機械を包含する。これらは例えばプログラム可能プロセッサ、コンピュータ、マルチプロセッサまたはコンピュータを含む。装置は、ハードウェアに加えて、コンピュータプログラムの命令環境を生成するコードを含む。例えば、プロセッサファームウェア、プロトコルスタック、データ管理システム、オペレーティングシステム、またはこれらの１以上の組み合わせを構成するコードである。伝搬信号は、人口生成された信号である。例えば、適当な受信装置に対して送信するために情報をコード化するように生成された、機械生成による電気的、光学的、または電磁的信号である。

コンピュータプログラム（プログラム、ソフトウェア、ソフトウェアアプリケーション、スクリプト、またはコードとしても知られている）は、任意形態のプログラム言語で記述することができる。これはコンパイル言語またはインタプリタ言語を含み、任意形態で配布することができる。これはスタンドアロンプログラムまたはモジュール、コンポーネント、サブルーチン、その他のコンピュータ環境において使用するのに適したユニットを含む。コンピュータプログラムは、ファイルシステムに対応している必要はない。プログラムは、他のプログラムまたはデータ（例えば、マークアップ言語文書内に格納された１以上のスクリプト）を保持する、当該プログラム専用の単一ファイル内または複数協調ファイル（例えば、１以上のモジュール、サブプログラム、またはコードの一部を格納するファイル）内におけるファイルの一部に格納することができる。コンピュータプログラムを配布して、１サイトに配置されまたは複数サイトをまたがって通信ネットワークによって相互接続配置された１以上のコンピュータによって実行することができる。

本文書において開示するプロセスとロジックフローは、１以上のコンピュータプログラムを実行する１以上のプログラム可能プロセッサによって実施して、入力データ上で動作し出力を生成することにより機能を実施することができる。プロセスとロジックフローは例えばＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）のような特定用途論理回路によって実施することもできる。装置はこれら回路として実装することもできる。

コンピュータプログラムを実行するのに適したプロセッサは、例えば汎用および特定用途マイクロプロセッサ、または任意タイプのデジタルコンピュータの１以上のプロセッサを含む。一般にプロセッサは、読取専用メモリまたはランダムアクセスメモリまたはこれら双方から命令とデータを受信する。コンピュータの必須要素は、命令を実施するプロセッサと、命令およびデータを格納する１以上のメモリデバイスである。一般にコンピュータはさらに、データを格納する１以上の大規模記憶デバイスを備え、またはこれらと動作可能に連結されデータを受信または送信する。例えば光磁気ディスク、または光ディスクである。しかしコンピュータはこれらデバイスを必ずしも備えなくともよい。コンピュータプログラム命令とデータを格納するのに適したコンピュータ読取可能媒体は、不揮発性メモリ、媒体、およびメモリデバイスの全ての形態を含む。これは例えば、ＥＰＲＯＭやＥＥＰＲＯＭのような半導体メモリデバイス、フラッシュメモリデバイス、例えば内部ハードディスクやリムーバブルディスクのような磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤＲＯＭおよびＤＶＤ−ＲＯＭディスクを含む。プロセッサとメモリは、特定用途論理回路内によって補充され、またはその内部に設けることができる。

本文書は詳細記述を含むが、これらは特許請求しまたはする可能性のある本発明の範囲に対する制約として解釈すべきではない。むしろ特定実施形態に固有の構成の記述として解釈すべきである。個々の実施形態の文脈において本文書が開示する特定要素は、単一実施形態の組み合わせにおいて実装することができる。これとは反対に、単一実施形態の文脈において開示する様々な要素は、複数の実施形態またはその任意の組み合わせにおいて個別に実装することができる。さらに、要素は特定の組み合わせにおいて動作することを説明し、そのように特許請求しているが、特許請求する組み合わせからの１以上の要素は組み合わせから除去することができる。特許請求する組み合わせは、サブ組み合わせまたはサブ組み合わせの変形物とすることができる。同様に、図面内の動作は特定順序で示したが、所望結果を実現するために、そのような動作を図示する特定順序で実施することが必要であり、また全動作を実施することが必要であると解釈すべきではない。

数個の例と実装のみを開示した。開示内容に基づき、説明した例および実装に対する変形、修正、拡張、その他の実装をすることも可能である。

Claims (12)

1. 光通信の方法であって、
   第１光変調フォーマットを用いて光通信媒体を介してテスト信号を送信するステップ、
   前記テスト信号についての受信レポートを受信するステップ、
   前記受信した受信レポートに基づき、予等化方式を決定するステップ、
   送信器側において前記予等化方式を送信データに対して適用して予等化データを生成するステップ、
   前記受信レポートに基づき、前記第１光変調フォーマットとは異なる第２光変調フォーマットを用いて前記光通信媒体を介して前記予等化データを送信するステップ、
   を有し、
   前記テスト信号は、第１波長選択スイッチを用いて生成され、
   前記予等化データは、前記第１波長選択スイッチとは異なる帯域幅を有する第２波長選択スイッチを用いて処理される
   ことを特徴とする方法。
2. 前記第１光変調フォーマットは、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を含む
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記第２光変調フォーマットは、ナイキスト波長分割多重化を含む
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記第２光変調フォーマットはさらに、１６直交振幅変調に基づく偏波分割多重を含む
   ことを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記受信レポートは、前記光通信媒体の伝達関数の推定結果についての情報を含む
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
6. 光通信装置であって、
   第１光変調フォーマットを用いて光通信媒体を介してテスト信号を送信するように構成されたテスト信号送信器、
   前記テスト信号についての受信レポートを受信するように構成された受信レポート受信器、
   前記受信した受信レポートに基づき、予等化方式を決定するように構成された予等化方式決定器、
   送信器側において前記予等化方式を送信データに対して適用して予等化データを生成する予等化器、
   前記受信レポートに基づき、前記第１光変調フォーマットとは異なる第２光変調フォーマットを用いて前記光通信媒体を介して前記予等化データを送信するように構成されたデータ送信器、
   を備え、
   前記テスト信号は、第１波長選択スイッチを用いて生成され、
   前記予等化データは、前記第１波長選択スイッチとは異なる帯域幅を有する第２波長選択スイッチを用いて処理される
   ことを特徴とする装置。
7. 前記第１光変調フォーマットは、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を含む
   ことを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 前記第２光変調フォーマットは、ナイキスト波長分割多重化を含む
   ことを特徴とする請求項６記載の装置。
9. 前記第２光変調フォーマットはさらに、１６直交振幅変調に基づく偏波分割多重を含む
   ことを特徴とする請求項８記載の装置。
10. 前記受信レポートは、前記光通信媒体の伝達関数の推定結果についての情報を含む
    ことを特徴とする請求項６記載の装置。
11. 光通信装置であって、
    命令を格納するメモリ、
    前記命令を読み取り動作を制御するプロセッサ、
    を備え、
    前記動作は、
    第１光変調フォーマットを用いて光通信媒体を介してテスト信号を送信するステップ、
    前記テスト信号についての受信レポートを受信するステップ、
    前記受信した受信レポートに基づき、予等化方式を決定するステップ、
    送信器側において前記予等化方式を送信データに対して適用して予等化データを生成するステップ、
    前記受信レポートに基づき、前記第１光変調フォーマットとは異なる第２光変調フォーマットを用いて前記光通信媒体を介して前記予等化データを送信するステップ、
    を有し、
    前記テスト信号は、第１波長選択スイッチを用いて生成され、
    前記予等化データは、前記第１波長選択スイッチとは異なる帯域幅を有する第２波長選択スイッチを用いて処理される
    ことを特徴とする装置。
12. 請求項６記載の装置、
    前記テスト信号を受信するステップ、
    前記受信したテスト信号に基づきチャネル伝達関数を計算するステップ、
    前記受信レポートを送信するステップ、
    を含む動作を実施するように構成された光受信装置、
    を備えることを特徴とするシステム。

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