JP5565893B2 - DC power supply - Google Patents
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Description
本発明は、特に電気めっき等の表面処理用として使用するのに適した大電流の直流電源装置に関するものである。 The present invention relates to a high-current DC power supply device particularly suitable for use for surface treatment such as electroplating.
近年、めっき、アルマイト等の表面処理用の直流電源装置では、供給される商用交流電源を整流し、その出力をインバータによって高周波の矩形波交流に変換し、この矩形波交流を所定の電圧に変換した上整流して直流を得るようにした、インバータ方式、スイッチング方式、DC−DCコンバータ方式等と呼ばれる方式のものが使用されるようになってきている。こうした方式のものは出力波形が良いという特長があり、また、高周波の変圧器を使用するので変圧器が小形になることから直流電源装置全体が小形軽量になるという利点もあって、さらに増加する傾向にある。 In recent years, DC power supplies for surface treatment such as plating and alumite rectify the supplied commercial AC power, convert the output to high-frequency rectangular AC using an inverter, and convert this rectangular AC to a predetermined voltage. In addition, a system called an inverter system, a switching system, a DC-DC converter system, or the like, which is rectified to obtain a direct current, has come to be used. These systems have the advantage of good output waveforms, and the use of high-frequency transformers reduces the size of the transformer, which has the advantage of making the entire DC power supply compact and lightweight. There is a tendency.
表面処理用に限らず、一般に直流電源装置では直流出力電流を精度よく計測あるいは制御することが必要であり、従来は直流の出力側に分流器を接続して電流を検出するのが普通であった。ところが、分流器は損失が大きく、数千アンペア以上というような大きな電流のものでは高価であり、直流電源装置の効率低下と高コストの原因になるという問題があった。また、その検出電圧は例えば60mVというように微弱でノイズの影響を受けやすいという問題があり、さらに、大電流の分流器は大形で冷却の必要もあることから、高周波の変圧器を使用することで直流電源装置が小形軽量になるという利点が失われてしまうという問題があった。こうした問題を解決するものとしては、例えば特許文献1に示されるような電流検出に分流器を使用しない方式が提案されている。
In general, it is necessary to measure or control the DC output current with high accuracy, not only for surface treatment, but in the past, it was common to connect a shunt to the DC output side to detect the current. It was. However, the shunt has a large loss and is expensive if it has a large current such as several thousand amperes or more. This causes a problem that the efficiency of the DC power supply device is reduced and the cost is high. In addition, the detection voltage is as weak as 60 mV, for example, and is susceptible to noise. Further, since a large current shunt is large and needs to be cooled, a high frequency transformer is used. As a result, there is a problem that the advantage that the DC power supply device becomes small and light is lost. In order to solve such a problem, for example, a method that does not use a shunt for current detection as shown in
この特許文献1で開示されている直流電源装置は、商用周波交流電源から直流を得る整流器、この整流器の出力が入力されて所定の周波数の方形波交流を出力するインバータ、このインバータの出力を制御する制御装置、前記インバータの出力電圧を変換する変圧器、及びこの変圧器の二次出力を整流する整流器からなり、前記制御装置が前記インバータの出力電流を測定する電流測定器の出力信号が入力されて前記方形波の波形幅を制御することによって前記整流器の出力電流を制御する直流電源装置において、前記制御装置が、その入力信号である前記電流測定器の出力信号を全波整流して絶対値信号を得る絶対値回路、前記インバータのオン指令信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点の中間の時点にパルス信号を出力するパルス発生器、及びこのパルス発生器が出力するパルス信号をサンプル信号として前記絶対値回路の出力信号をサンプルしホールドするサンプル・ホールド回路とを備え、このサンプル・ホールド回路の出力信号を負荷電流に比例する信号とするようにしたものである。
The DC power supply device disclosed in
この構成ではインバータのオン指令信号の立ち上がり時点と立ち下がり時点、すなわちインバータの半導体スイッチのオン期間の中間の時点の電流測定器の出力信号をサンプルしてホールドしており、その各部の波形が特許文献1の図2に示されている。ところが、この図には変圧器の二次出力を整流するダイオードの転流期間が示されていないという点で実態を正確に表わしておらず、各部の波形は実際には本願の図2に示すようなものとなる。図2においてAは変圧器の一次電圧、Bは変圧器の一次電流、Cは変圧器の2次電圧、Dは直流出力電圧、Eは直流出力電流をそれぞれ表わしている。ダイオードの転流時にはその期間中変圧器の一次電流が漸増、漸減するものであり、この間は双方のダイオードによる短絡期間となることから直流出力電圧も零ボルトとなる。 In this configuration, the output signal of the current measuring instrument is sampled and held at the rise and fall times of the inverter on-command signal, that is, at the midpoint of the on-period of the inverter semiconductor switch. It is shown in FIG. However, this figure does not accurately represent the actual situation in that the commutation period of the diode that rectifies the secondary output of the transformer is not shown, and the waveform of each part is actually shown in FIG. It will be like that. In FIG. 2, A is the primary voltage of the transformer, B is the primary current of the transformer, C is the secondary voltage of the transformer, D is the DC output voltage, and E is the DC output current. During the commutation of the diode, the primary current of the transformer gradually increases and decreases during that period, and during this period, a short circuit period is caused by both diodes, so the DC output voltage is also zero volts.
転流期間が終わると変圧器の一次電流と直流出力電流とが比例する期間に入ってインバータの半導体スイッチがオフになるまで継続し、その間変圧器の一次電流は直線的に漸増する。したがって、この変圧器の一次電流と直流出力電流とが比例する期間の中間の時点で変圧器の一次電流を検出してサンプルホールドすれば、直流出力電流に比例した計測信号を得ることができることになる。これに対し特許文献1のものではインバータの半導体スイッチのオン期間の中間の時点で変圧器の一次電流をサンプルホールドしており、サンプルホールドする時点がずれていることから計測した電流値と実際の電流値との間には差異が生じるという問題があった。
When the commutation period ends, a period in which the primary current of the transformer and the DC output current are in proportion is continued until the semiconductor switch of the inverter is turned off, during which the primary current of the transformer gradually increases linearly. Therefore, if the primary current of the transformer is detected and sampled and held in the middle of the period in which the primary current of the transformer and the DC output current are proportional, a measurement signal proportional to the DC output current can be obtained. Become. On the other hand, in
この問題を解決するためには、遅延時間を設ける等することによりサンプルホールドする時点をずらして補正する方法が考えられる。しかしながら、特に表面処理用のような低圧大電流の直流電源装置では転流期間が長く、転流期間の長さは交流入力電圧が変動したときに変化する。また、設定を変えたり負荷が変わったりして直流出力電圧、電流が変化したときにも変化する。こうした転流時間の変化にも対応し、サンプルホールドする時点を適正にずらして補正することは事実上不可能であり、特許文献1のものでは直流電流を精度よく計測することができなかった。
本発明は上記の問題点を解決し、変圧器の一次電流を計測することにより分流器を使用することなく直流出力電流を精度よく計測することができる直流電源装置を提供するためになされたものである。 The present invention has been made in order to solve the above problems and to provide a DC power supply device capable of measuring a DC output current with high accuracy without using a shunt by measuring a primary current of a transformer. It is.
上記の問題を解決するためになされた請求項1の発明は、商用電源を整流する第一の整流回路と、この第一の整流回路の出力を交流に変換する単相のインバータと、インバータの出力を降圧する変圧器と、変圧器の二次出力を整流する第二の整流回路とから構成される直流電源装置において、変圧器の一次電流を検出する変流器と、変流器による電流検出信号をサンプルホールドする2個1組とした1組または2組のサンプルホールド手段と、1組2個のサンプルホールド手段の出力の絶対値の平均値をそれぞれ算出してその平均値を記憶する平均値記憶手段と、第二の整流回路の転流が終わった転流終了時点において前記の組としたサンプルホールド手段の一方に、インバータを構成する半導体スイッチがオフになったターンオフ時点において組としたサンプルホールド手段の他方にそれぞれサンプルホールド指令信号を与え、インバータを構成する半導体スイッチがオフになっている間のオフ中時点において平均値記憶手段に記憶指令信号を与える指令信号発生手段とを設け、平均値記憶手段の出力信号の絶対値を直流電源装置の直流出力電流に比例する信号とすることを特徴とするものである。
The invention of
ここにおいて、指令信号発生手段は、インバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルの間の転流終了時点とターンオフ時点とにおいて組としたサンプルホールド手段の一方と他方にサンプルホールド指令信号を与え、同じ半サイクルの間のオフ中時点において平均値記憶手段に記憶指令信号を与えるものとすることや、インバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルの間のターンオフ時点において組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間の転流終了時点とオフ中時点とにおいて組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、それぞれサンプルホールド指令信号及び記憶指令信号を与えるものとすることや、インバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルの間の転流終了時点において組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間のターンオフ時点とオフ中時点とにおいて組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、それぞれサンプルホールド指令信号及び記憶指令信号を与えるものとすることができ、これらがそれぞれ請求項2ないし4の発明である。
Here, the command signal generating means gives a sample hold command signal to one and the other of the sample hold means at the end of commutation and the turn-off time during a half cycle of one polarity of alternating current output by the inverter. Suppose that a storage command signal is given to the average value storage means at the time of OFF during the same half cycle, or a sample hold that is paired at the time of turn OFF during the half cycle of one polarity of alternating current output by the inverter One of the means is provided with a sample hold command signal and a storage command signal respectively for the other of the sample hold means and the average value storage means at the end of commutation and the off time during the subsequent half cycle. Or at the end of commutation during a half cycle of one polarity of alternating current output by the inverter A sample hold command signal and a storage command signal are given to one of the sample hold means and the other of the sample hold means and the average value storage means at the turn-off time and the off-time time during the subsequent half cycle, respectively. These are the inventions of
また、指令信号発生手段を、インバータが出力する交流の各半サイクルの間の転流終了時点とターンオフ時点とにおいて組としたサンプルホールド手段の一方と他方に、同じ半サイクルのオフ中時点において平均値記憶手段に、それぞれサンプルホールド指令信号及び記憶指令信号を与えるものとしたのが請求項5の発明であり、指令信号発生手段を、インバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルの間のターンオフ時点において一方の組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間の転流終了時点とオフ中時点とにおいて一方の組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、インバータが出力する交流の他方の極性の半サイクルの間のターンオフ時点において他方の組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間の転流終了時点とオフ中時点とにおいて他方の組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、それぞれサンプルホールド指令信号及び記憶指令信号を与えるものとしたのが請求項6の発明である。
In addition, the command signal generating means is averaged at the time when the same half cycle is off to one and the other of the sample hold means that are paired at the commutation end time and turn-off time during each half cycle of the alternating current output by the inverter. According to the invention of claim 5, the sample storage command signal and the storage command signal are respectively given to the value storage means, and the command signal generation means is provided during a half cycle of one polarity of the alternating current output by the inverter. One of the sample hold means in one set at the turn-off time, an inverter in the other of the sample hold means and the average value storage means in the commutation end time and the off time during the subsequent half cycle Of the sample-and-hold means of the other set at the time of turn-off during the half cycle of the other polarity of the alternating current output by On the other hand, a sample hold command signal and a storage command signal are given to the other of the sample hold means and the average value storage means in the other set at the end of commutation and the off time during the subsequent half cycle, respectively. This is the invention of
さらに、指令信号発生手段を、インバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルの間の転流終了時点において一方の組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間のターンオフ時点とオフ中時点とにおいて一方の組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、インバータが出力する交流の他方の極性の半サイクルの間の転流終了時点において他方の組としたサンプルホールド手段の一方に、後続する半サイクルの間のターンオフ時点とオフ中時点とにおいて他方の組としたサンプルホールド手段の他方と平均値記憶手段に、それぞれサンプルホールド指令信号及び記憶指令信号を与えるものとしたのが請求項7の発明である。 Further, the command signal generating means is connected to one of the sample and hold means in one set at the end of commutation during a half cycle of one polarity of the alternating current output from the inverter, and the turn-off time during the subsequent half cycle The sample-holding means in the other set and the average value storage means at the time of the off-state and the other set of sample-holding means at the end of commutation during the half cycle of the other polarity of the alternating current output by the inverter On the other hand, the sample hold command signal and the storage command signal are given to the other of the sample hold means and the average value storage means in the other set at the turn-off time and the off-time time during the subsequent half cycle, respectively. This is the invention of claim 7.
以上の請求項1ないし7の発明において、第二の整流回路の出力電圧の立ち上がりを検出することにより第二の整流回路の転流期間の終了を検出する検出手段を設けることができる。
In the invention of
請求項1の発明によれば、第二の整流回路の転流終了時点とインバータを構成する半導体スイッチがオフになった時点のそれぞれの時点において変圧器の一次電流を検出した電流検出信号をサンプルホールドする2個1組のサンプルホールド手段を設け、そのサンプルホールドした値の平均値を記憶して直流電源装置の直流出力電流に比例する電流計測信号としており、2個1組のサンプルホールド手段に読み込まれるのはそれぞれ一次電流と直流出力電流とが比例する期間の始点と終点の電流値である。したがって、その平均値は直流出力電流に比例することになり、正確な計測結果が得られる利点がある。 According to the first aspect of the present invention, the current detection signal for detecting the primary current of the transformer is sampled at each time point when the commutation end of the second rectifier circuit ends and when the semiconductor switch constituting the inverter is turned off. A set of two sample hold means for holding is provided, and an average value of the sampled and held values is stored as a current measurement signal proportional to the DC output current of the DC power supply device. What is read is the current value at the start point and end point of the period in which the primary current and the DC output current are proportional to each other. Therefore, the average value is proportional to the DC output current, and there is an advantage that an accurate measurement result can be obtained.
また、請求項5ないし7の発明ではインバータが出力する交流の半サイクルごとにサンプルホールドして計測しているので電流計測信号の追従性がよく、フィードバック制御に使用した場合には応答を早くすることができる利点がある。請求項3、4及び6、7の発明では極性が異なる連続した2個の半サイクルで各一つの時点の電流値を読み込み、その平均を算出しているので、変圧器6の一次電流の正側と負側でアンバランスがあった場合にもこれが打ち消されることになり、サンプルホールドする時点が多少ばらつくことがあっても平均化され、アンバランスによる変動等がない正確な電流計測値を得ることができる利点がある。 Further, in the inventions according to claims 5 to 7, since the sample-and-hold is measured every half cycle of the alternating current output from the inverter, the current measurement signal has good followability, and when used for feedback control, the response is accelerated. There are advantages that can be made. In the third, fourth, sixth and seventh aspects of the present invention, the current value at one time point is read in two consecutive half cycles having different polarities, and the average is calculated. Even if there is an imbalance between the negative side and the negative side, this will be canceled out, and even if the sample hold time varies slightly, it will be averaged, and an accurate current measurement value without fluctuation due to imbalance will be obtained the advantage can be there Ru.
次に、本発明を実施するための最良の形態について、図を参照しながら具体的に説明する。
図1は本発明の構成を示す主回路の結線図であって、第一の整流回路である整流器1とコンデンサ2により交流入力端子3から供給される交流電力を直流電力に変換する直流電源が設けてある。直流電源のプラス極には半導体スイッチ4a、4bのプラス極が接続してあり、該半導体スイッチ4a、4bのマイナス極にはそれぞれマイナス極を直流電源のマイナス極に接続した半導体スイッチ5a、5bのプラス極が接続してある。これらの半導体スイッチ4a、4b、5a、5bは単相インバータを構成する。
Next, the best mode for carrying out the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a connection diagram of a main circuit showing the configuration of the present invention. A DC power source for converting AC power supplied from an
単相インバータの出力端子となる半導体スイッチ4a、5aの接続点と半導体スイッチ4b、5bの接続点との間には変圧器6の一次コイルが接続してあり、該変圧器6の二次コイルにはセンタータップを設けるとともに両端にそれぞれダイオード7a、7bのアノードを接続し、第二の整流回路が構成してある。ダイオード7a、7bのカソードはプラス側の直流出力端子8aに、変圧器6のセンタータップはマイナス側の直流出力端子8bにそれぞれ接続してある。9は変圧器6の一次コイルの電流を検出する変流器である。
The primary coil of the
変流器9にはトロイダルコアに2次コイルを巻回した一般的なものを使用することができ、変流器9の一次コイルは変圧器6の一次コイルへの配線を貫通させたものとすることができるが、高周波特性の良好なものであることが好ましい。この変流器9により検出される変圧器6の一次側の電流と、直流出力端子8a、8bに出力される直流出力の電圧はそれぞれ制御装置10に入力するように接続してある。制御装置10には半導体スイッチ4a、5b、5a、5bの駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、直流出力を制御する直流出力制御回路と、変流器9により検出された変圧器6の一次側の電流から直流出力電流を算出する電流算出回路とが設けてある。
The current transformer 9 can be a general one in which a secondary coil is wound around a toroidal core, and the primary coil of the current transformer 9 has a wire passing through the primary coil of the
駆動信号生成回路が半導体スイッチ4a、5bの組と半導体スイッチ4b、5aの組とに交互に駆動信号を与えるものであること、直流出力制御回路がPWM制御等により半導体スイッチ4a、5b及び半導体スイッチ4b、5aのオン時間のデューティを変化させて直流出力を制御するものであることは従来のこうした方式の直流電源装置と同様であり、従来のものと同様の構成とすることができる。これに対し電流算出回路は本発明の特徴的なものであり、以下その原理、構成、動作について説明する。
The drive signal generation circuit alternately supplies drive signals to the set of
図2は本発明の直流電源装置の要部の波形を示すもので横軸は時間の経過を表わしており、Aは変圧器6の一次電圧、Bは変圧器6の一次電流、Cは変圧器6の2次電圧、Dは直流出力電圧、Eは直流出力電流である。t1からt3までは半導体スイッチ4a、5bがオンになっている期間であり、変圧器6の一次コイルにはその間電源電圧が加わる。t1からt2まではダイオード7bに流れていた電流がダイオード7aに移行していく転流期間であり、変圧器6の二次コイルはダイオード7aとダイオード7bにより短絡されるので変圧器6の二次コイルに電圧は現れない。この間変圧器6の一次電流は漸増する。
FIG. 2 shows the waveform of the main part of the DC power supply device of the present invention, where the horizontal axis represents the passage of time, A is the primary voltage of the
t2は転流期間が終わる転流終了時点であり、ダイオード7aとダイオード7bによる短絡から開放されて変圧器6の二次コイルには電圧が生じ、ダイオード7aを通して直流出力端子8a、8bに出力される。t2からt3までは変圧器6の一次側から直流出力に電力が供給される期間であり、変圧器6の一次電流は直線的に漸増し、この間の変圧器6の一次電流と直流出力電流は比例関係となる。t3は半導体スイッチ4a、5bがオフになるターンオフ時点であり、t3からt4まではダイオード7aに流れていた電流がダイオード7bに移行していく転流期間である。t4の時点ではダイオード7a、7bの双方に電流が流れている状態となる。
t2 is the commutation end point at the end of the commutation period, and is released from the short circuit by the
同様にt5からt6までは半導体スイッチ4b、5aがオンになっている期間であり、変圧器6の一次コイルにはその間電源電圧が逆極性となって加わる。t5からt6まではダイオード7aに流れていた電流がダイオード7bに移行していく転流期間であり、変圧器6の二次コイルに電圧は現れず、変圧器6の逆極性の一次電流の大きさは漸増する。t6は転流終了時点であり、変圧器6の二次コイルには逆極性の電圧が生じ、ダイオード7bを通して直流出力端子8a、8bに出力される。t6からt7までは変圧器6の一次側から直流出力に電力が供給される期間であり、変圧器6の一次電流の大きさは直線的に漸増し、この間の変圧器6の一次電流の大きさと直流出力電流は比例関係となる。t7は半導体スイッチ4b、5aがオフになるターンオフ時点であり、t7からt8まではダイオード7bに流れていた電流がダイオード7aに移行していく転流期間である。t8の時点ではダイオード7a、7bの双方に電流が流れている状態となる。以後このような動作が繰り返し継続される。
Similarly, the period from t5 to t6 is a period in which the semiconductor switches 4b and 5a are on, and the power supply voltage is applied to the primary coil of the
各部の波形は前記のように変化し、ダイオード7a、7b間の転流期間が終わってから半導体スイッチ4a、5bまたは半導体スイッチ4b、5aがオフになるまでの間、すなわちt2からt3まであるいはt6からt7までの間は変圧器6の一次電流の大きさと直流出力電流が比例関係になる。したがって、変圧器6の一次電流の大きさと直流出力電流が比例関係にあるt2からt3まであるいはt6からt7までの間の中間の時点tn1あるいはtn2で変圧器6の一次電流を検出してサンプルホールドすれば、絶対値が直流出力電流に比例した計測信号を得ることができることになる。
The waveform of each part changes as described above, and after the commutation period between the
このtn1あるいはtn2の時点で変圧器6の一次電流を検出してサンプルホールドする方法によるのではなく、2個のサンプルホールド手段を設け、一方のサンプルホールド手段ではt2あるいはt6の時点の変圧器6の一次電流を検出してサンプルホールドし、他方のサンプルホールド手段ではt3あるいはt7の時点の変圧器6の一次電流を検出してサンプルホールドし、この2個のサンプルホールド回路が個別にサンプルホールドした計測値の平均をとることによっても、tn1あるいはtn2の時点で変圧器6の一次電流を検出してサンプルホールドしたのと同じく絶対値が直流出力電流に比例した計測信号を得ることができる。このような原理に基づくのが請求項1の発明である。
Rather than using the method of detecting and holding the primary current of the
図3は変圧器6の一次コイルの電流と請求項1の発明のサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであって、転流終了時点であるt2、t6の時点と、ターンオフ時点であるt3、t7の時点で変圧器6の一次電流をサンプルホールドしている。変圧器6の一次電流の大きさはダイオード7a、7b間の転流終了時点から半導体スイッチ4a、5bがオフになった時点までの間直線的に漸増するので、電流値は転流終了時点に比べてターンオフ時点の方が大となり、ここでは転流終了時点を低電流側のサンプルホールド点としてLS、ターンオフ時点を高電流側のサンプルホールド点としてHSと表わすことにしてある。
FIG. 3 shows the relationship between the current of the primary coil of the
図4は請求項2の発明の直流電源装置に設けられる電流算出回路の構成を示すもので、2個のサンプルホールド手段である第一のサンプルホールド回路11aと第二のサンプルホールド回路11bの入力端子が電流信号入力端子12aに接続してある。12bは帰線側の電流信号入力端子であり、この電流信号入力端子12a、12bに変流器9の二次コイルが接続される。13は変流器9の終端抵抗である。2個のサンプルホールド回路11a、11bの出力端子はそれぞれ平均値回路14の入力端子に接続してある。
FIG. 4 shows the configuration of the current calculation circuit provided in the DC power supply device of the invention of
平均値回路14の出力端子は第三のサンプルホールド回路15の入力端子に接続してあり、第三のサンプルホールド回路15の出力端子は電流信号出力端子16に接続してある。この平均値回路14と第三のサンプルホールド回路15が平均値記憶手段を構成することになる。第一のサンプルホールド回路11aにはt2の時点で、第二のサンプルホールド回路11bにはt3の時点で電流信号入力端子12aに入力される電流信号をそれぞれサンプルホールドさせるサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。また、第三のサンプルホールド回路15にはt4からt5の間の適当なth1の時点で平均値回路14の出力をサンプルホールドさせるサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあり、これが平均値記憶手段への記憶指令信号ということになる。
The output terminal of the
図5は転流期間の終了を検出する検出回路の例を示すもので、このような検出回路を設けたのが請求項8の発明であり、コンパレータ17の入力端子が波形整形回路18を介して電圧信号入力端子19aに接続してある。波形整形回路18は例えば定電流ダイオードと定電圧ダイオードにより構成したもので、振幅の変化する入力信号を一定の振幅に制限するものである。19bは帰線側の電圧信号入力端子であり、電圧信号入力端子19a、19bはそれぞれ直流出力端子8a、8bに接続される。コンパレータ17の出力端子は検出信号出力端子20に接続してあり、電圧信号入力端子19aの入力電圧が閾値を超えているとき検出信号を出力する。
FIG. 5 shows an example of a detection circuit for detecting the end of the commutation period. The invention of claim 8 is provided with such a detection circuit, and the input terminal of the
直流出力電圧は図2のDに示すように転流期間が終了すると立ち上がり、半導体スイッチがオフになるとゼロになる。これによりコンパレータ17から出力される検出信号はt2の時点で立ち上がり、t3の時点で立ち下がることになるので、半導体スイッチがオフになった時点の検出をすることもでき、t2及びt3のタイミング信号を得ることができる。コンパレータ17から出力される検出信号は同様にt6の時点で立ち上がり、t7の時点で立ち下がることになるが、半導体スイッチ4a、4b、5a、5bの駆動信号との論理演算によりt2とt6、t3とt7のタイミング信号をそれぞれ分離することができる。また、th1のタイミング信号は半導体スイッチ4a、4b、5a、5bの駆動信号を基に生成することができる。
As shown in FIG. 2D, the DC output voltage rises when the commutation period ends, and becomes zero when the semiconductor switch is turned off. As a result, the detection signal output from the
請求項2の発明では図3のイに示すようにt2に相当するLS1の時点で第一のサンプルホールド回路11aに、t3に相当するHS1の時点で第二のサンプルホールド回路11bに、それぞれその時点の電流値を読み込み、th1に相当するHD1の時点でその平均値を第三のサンプルホールド回路15に読み込むことになる。これにより電流信号出力端子16には直流出力電流に比例する電流計測信号が得られることになる。なお、ここでは正側の半サイクルの間のt2、t3、th1の時点でそれぞれ読み込むようにしているが、負側の半サイクルの間であるt6、t7、th2の時点でそれぞれ読み込むようにすることも可能である。その場合はそれらの時点がそれぞれLS1、HS1、HD1になり、得られる電流計測信号は逆極性になる。
In the second aspect of the present invention, as shown in FIG. 3B, the first
図6は請求項3及び4の発明の直流電源装置に設けられる電流算出回路の構成の一例を示すもので、基本的なところは図4に示すものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。異なるのは第二のサンプルホールド回路11bの出力端子と平均値回路14の入力端子の間に極性反転回路21を設けたことである。請求項3の発明の場合には、t3の時点で第一のサンプルホールド回路11aに、t6の時点で第二のサンプルホールド回路11bにそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあり、th2の時点で第三のサンプルホールド回路15にサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。また、請求項4の発明の場合には、t2の時点で第一のサンプルホールド回路11aに、t7の時点で第二のサンプルホールド回路11bにそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあり、th2の時点で第三のサンプルホールド回路15にサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。
FIG. 6 shows an example of the configuration of the current calculation circuit provided in the DC power supply device according to the third and fourth aspects of the invention. The basic part is the same as that shown in FIG. The code | symbol is attached | subjected. The difference is that a
図3のロは請求項3の発明の場合の変圧器6の一次電流とサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであり、HS1の時点とLS1の時点でサンプルホールド回路11aと11bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD1の時点でその平均値をサンプルホールド回路15に読み込む。これにより電流信号出力端子16に電流計測信号が得られる。また、図3のハは請求項4の発明の場合の変圧器6の一次電流とサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであり、LS1の時点とHS1の時点でサンプルホールド回路11aと11bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD1の時点でその平均値をサンプルホールド回路15に読み込む。これにより電流信号出力端子16に電流計測信号が得られる。このときサンプルホールド回路11bに読み込まれる電流値はサンプルホールド回路11aに読み込まれる電流値と極性が逆であるが、平均値回路14には極性反転回路21により極性が反転されて入力されるので、平均値回路14からはサンプルホールド回路11aと11bの出力の絶対値の平均値が出力されることになる。
FIG. 3B shows the relationship between the primary current of the
なお、請求項3の発明ではt3、t6、th2の時点で読み込むようにしているが、t7、次のサイクルのt2、th1の時点で読み込むようにすることもできる。その場合はそれらの時点がそれぞれHS1、LS1、HD1になり、得られる電流計測信号は逆極性になる。また、請求項4の発明ではt2、t7、th2の時点で読み込むようにしているが、t6、次のサイクルのt3、th1の時点で読み込むようにすることもできる。その場合はそれらの時点がそれぞれHS1、LS1、HD1になり、得られる電流計測信号は逆極性になる。 In the third aspect of the invention, reading is performed at time t3, t6, and th2. However, it is also possible to read data at time t7 and time t2, th1 of the next cycle. In that case, those time points become HS1, LS1, and HD1, respectively, and the obtained current measurement signal has a reverse polarity. In the invention of claim 4, the reading is made at the time t2, t7, th2. However, the reading can be made at the time t6, t3, th1 of the next cycle. In that case, those time points become HS1, LS1, and HD1, respectively, and the obtained current measurement signal has a reverse polarity.
図7は請求項5の発明の直流電源装置に設けられる電流算出回路の構成の一例を示すもので、基本的なところは図4に示すものと同様であり、同一部分には同一の符号が付してある。異なるのは極性反転回路22を設けてその極性反転回路22の入力端子を平均値回路14の出力端子に接続し、第三のサンプルホールド回路15は2個の入力端子を有するものとして一方の入力端子を平均値回路14の出力端子に、他方の入力端子を極性反転回路22の出力端子にそれぞれ接続したことである。
FIG. 7 shows an example of the configuration of the current calculation circuit provided in the DC power supply device according to the fifth aspect of the invention. Basically, it is the same as that shown in FIG. It is attached. The difference is that a
第一のサンプルホールド回路11aにはt2とt6の時点で、第二のサンプルホールド回路11bにはt3とt7の時点でそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。第三のサンプルホールド回路15にはth1の時点で平均値回路14の出力、th2の時点で極性反転回路22の出力をそれぞれ読み込むサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。図3のニは請求項5の発明の場合の変圧器6の一次電流とサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであり、LS1の時点とHS1の時点でサンプルホールド回路11aと11bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD1の時点で平均値回路14の出力をサンプルホールド回路15に読み込むことは図4に示す構成のものと同様である。その後LS2の時点とHS2の時点でサンプルホールド回路11aと11bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD2の時点で極性反転回路22の出力をサンプルホールド回路15に読み込む。これにより電流信号出力端子16に電流計測信号が得られる。
A sample hold command signal is given to the first
LS2及びHS2の時点で読み込まれる電流値はLS1及びHS1の時点で読み込まれる電流値と極性が逆であり、平均値も逆極性となるが、HD2の時点では極性反転回路22により極性が反転された平均値を読み込むので、電流信号出力端子16の出力信号の極性が反転することはない。この請求項5の発明の電流算出回路は、図4に示す構成の第三のサンプルホールド回路15の入力側もしくは出力側に絶対値回路を設けることによって構成することもできることは言うまでもない。
The current value read at the time of LS2 and HS2 is opposite in polarity to the current value read at the time of LS1 and HS1, and the average value is also opposite in polarity, but the polarity is inverted by the
図8は請求項6及び7の発明の直流電源装置に設けられる電流算出回路の構成の一例を示すもので、電流信号入力端子12a、12bに入力される電流検出信号をサンプルホールドする2個1組のサンプルホールド回路が2組設けてある。23a、23bは一方の組となる第一、第二のサンプルホールド回路であり、24a、24bは他方の組となる第三、第四のサンプルホールド回路である。第二、第三のサンプルホールド回路23b、24aの出力端子にはそれぞれ極性反転回路25、26の入力端子が接続してあり、第一のサンプルホールド回路23a及び極性反転回路25の出力端子は第一の平均値回路27の入力端子に、第三のサンプルホールド回路24b及び極性反転回路26の出力端子は第二の平均値回路28の入力端子にそれぞれ接続してある。
FIG. 8 shows an example of the configuration of the current calculation circuit provided in the DC power supply device according to the sixth and seventh aspects of the present invention. Two current detection signals input to the current
29は第五のサンプルホールド回路であって2個の入力端子を有するものとしてあり、出力端子は電流信号出力端子16に接続してある。第五のサンプルホールド回路29の一方の入力端子は第一の平均値回路27の出力端子に、他方の入力端子は第二の平均値回路28の出力端子にそれぞれ接続してある。請求項6の発明の場合、第一のサンプルホールド回路23aにはt3の時点で、第二のサンプルホールド回路23bにはt6の時点でそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあり、第三のサンプルホールド回路24aにはt7の時点で、第四のサンプルホールド回路24bには次のサイクルのt2の時点でそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。第五のサンプルホールド回路29にはth2の時点で第一の平均値回路27の出力を、th1の時点で第二の平均値回路28の出力をそれぞれサンプルホールドするサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。
図3のホは請求項6の発明の場合の変圧器6の一次電流とサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであり、HS1の時点とLS1の時点でサンプルホールド回路23a、23bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD1の時点で平均値回路27の出力をサンプルホールド回路29に読み込む。また、HS2の時点と次のサイクルのLS2の時点でサンプルホールド回路24a、24bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD2の時点で平均値回路28の出力をサンプルホールド回路29に読み込む。これにより電流信号出力端子16に電流計測信号が得られる。
FIG. 3E shows the relationship between the primary current of the
また、請求項7の発明の場合、第一のサンプルホールド回路23aにはt2の時点で、第二のサンプルホールド回路23bにはt7の時点でそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあり、第三のサンプルホールド回路24aにはt6の時点で、第四のサンプルホールド回路24bには次のサイクルのt3の時点でそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。第五のサンプルホールド回路29にはth1の時点で第一の平均値回路27の出力を、th2の時点で第二の平均値回路28の出力をそれぞれサンプルホールドするサンプルホールド指令信号を与えるようにしてある。
In the invention of claim 7, the first
図3のヘは請求項7の発明の場合の変圧器6の一次電流とサンプルホールドするタイミングとの関係を示すものであり、LS1の時点とHS1の時点でサンプルホールド回路23a、23bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD1の時点で平均値回路27の出力をサンプルホールド回路29に読み込む。また、LS2の時点と次のサイクルのHS2の時点でサンプルホールド回路24a、24bにそれぞれその時点の電流値を読み込み、HD2の時点で平均値回路28の出力をサンプルホールド回路29に読み込む。これにより電流信号出力端子16に電流計測信号が得られる。
FIG. 3 shows the relationship between the primary current of the
以上説明したように、電流信号出力端子16にはサンプルホールド回路15あるいは29から電流計測信号が出力されることになる。請求項2ないし4の発明の場合にはサンプルホールド回路15に対してインバータが出力する交流の一方の極性の半サイクルごとに、請求項5の発明の場合にはサンプルホールド回路15に対してインバータが出力する交流の半サイクルごとに、請求項6及び7の発明の場合にはサンプルホールド回路29に対してインバータが出力する交流の半サイクルごとにそれぞれサンプルホールド指令信号を与えるようにしてあるので、電流計測信号は請求項2ないし4の発明の場合1サイクルごとに、請求項5ないし7の発明の場合半サイクルごとに変化することになる。したがって請求項5ないし7の発明では電流計測信号の追従性がよいという利点があり、フィードバック制御に使用した場合には応答を早くすることができる。
As described above, the current measurement signal is output from the
また、請求項2、5の発明ではLSの時点とHSの時点を同一の半サイクルの間に設定してあるが、請求項3、4及び6、7の発明ではLSの時点とHSの時点を極性が異なる連続した2個の半サイクルにまたがって設定してある。例えば、請求項3の発明の場合、LS1は正側の半サイクル、HS1は負側の半サイクルという具合である。理想的には変圧器6の一次電流は正側の半サイクルと負側の半サイクルが対称であり、同一の半サイクルで二つの時点の電流値を読み込んでも、連続する2個の半サイクルで各一つの時点の電流値を読み込んでも、得られる電流計測信号は同じ値となる筈である。ところが、変圧器6の一次電流は正側と負側でアンバランスが生じることがある。請求項5の発明では同一の半サイクルの間に二つの時点の電流値を読み込んでいるため、正側の計測値と負側の計測値が電流計測信号として交互に出力されることになり、アンバランスがあると電流計測信号にはインバータが出力する交流と同一周期の変動が現れる。
In the inventions of
電流計測信号を使用してフィードバック制御をしているとき、この電流計測信号にインバータが出力する交流と同一周期の変動があると、誤差増幅器がこれを増幅してアンバランスをさらに増大させ、変圧器6を偏磁させることになる。この現象は特に誤差増幅器が高い周波数までゲインを有する場合に顕著になる。請求項5の発明でこれを避けるためには正側の計測値と負側の計測値の平均値をとればよいのであるが、そのようにすると電流計測信号は1サイクルごとに変化するものとなってしまい、各半サイクルごとに2つの時点で電流値を読み込む利点が半減することになる。
When feedback control is performed using the current measurement signal, if there is a fluctuation in the same cycle as the AC output from the inverter in the current measurement signal, the error amplifier amplifies this and further increases the unbalance, The
請求項3、4及び6、7の発明では極性が異なる連続した2個の半サイクルで各一つの時点の電流値を読み込んでおり、平均値回路では、例えば請求項3の発明の場合、LS1で読み込んだ正側の半サイクルの間の電流値とHS1で読み込んだ負側の半サイクルの間の電流値の平均値を算出することになる。これにより、変圧器6の一次電流の正側と負側でアンバランスがあった場合にはそれが打ち消されることになる。また、LSやHSのサンプルホールドする時点は多少ばらつくことがあるが、このようにサンプルホールドすることで平均化され、より正確な電流計測値を得ることができる。
In the third, fourth, sixth, and seventh inventions, the current value at one time point is read in two consecutive half cycles having different polarities, and the average value circuit, for example, in the case of the third invention, LS1 The average value of the current value during the positive half cycle read in step S1 and the current value during the negative half cycle read in step HS1 is calculated. As a result, if there is an imbalance between the positive side and the negative side of the primary current of the
なお、前記の実施の形態では1組2個のサンプルホールド手段の出力の絶対値の平均値をそれぞれ算出してその平均値を記憶する平均値記憶手段は平均値回路14と第三のサンプルホールド回路15、あるいは平均値回路27、28と第五のサンプルホールド回路29により構成しているが、サンプルホールド手段の出力をAD変換器によりデジタルデータとし、平均値の算出、記憶をデジタルで処理することも可能である。電流計測値としてアナログデータが必要であれば適宜DA変換器を設けることによりアナログデータを得ることができる。
In the above-described embodiment, the average value storage means for calculating the average value of the absolute values of the outputs of the two sets of sample hold means and storing the average value is the
1 整流器
2 コンデンサ
3 交流入力端子
4a、4b、5a、5b 半導体スイッチ
6 変圧器
7a、7b ダイオード
8a、8b 直流出力端子
9 変流器
10 制御装置
11a、11b サンプルホールド回路
12a、12b 電流信号入力端子
13 終端抵抗
14 平均値回路
15 サンプルホールド回路
16 電流信号出力端子
17 コンパレータ
18 波形整形回路
19a、19b 電圧信号入力端子
20 検出信号出力端子
21、22 極性反転回路
23a、23b、24a、24b サンプルホールド回路
25、26 極性反転回路
27、28 平均値回路
29 サンプルホールド回路
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