JP5562705B2 - 無線通信システムの基地局装置および基地局装置の周波数誤差補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、屋外における無線通信システムにおいて、複数の基地局が同一周波数チャネルを用いてそれぞれ配下の端末局と送受信を行う基地局装置および基地局装置の周波数誤差補償方法に関する。

広帯域のインターネット接続サービスを提供するために光回線の普及が進んでいる。しかし、光回線の敷設には大きなコストがかかり、ある程度まとまったユーザ数を見込めなければ敷設が難しい。そこで、設備コストを抑えて広帯域のインターネット接続サービスを提供するために、ユーザに一番近いところ（ラスト１ホップ）で無線回線を利用する方法が検討されている。

このラスト１ホップの無線回線としては、ネットワーク側の基地局とユーザ宅側の端末局間で見通しがなくても通信可能なマイクロ波帯を用いることが理想である。しかし、周波数資源が枯渇しつつある現状では、マイクロ波帯においてひとつの事業者が多数の周波数チャネルを独占することは難しい。一方、広域のサービスエリアをひとつの基地局でカバーすることは困難であるため、面的にサービスエリアを広げる場合には、ひとつの基地局が円形状のセルと呼ばれるサービスエリアをカバーし、そのセルを連続的に敷き詰めることで対処してきた。この際、隣接するセルが同一周波数チャネルを用いると、一般的にはセル間干渉が発生し、特性が大幅に劣化する。通常、この様な問題を解決するためには、複数の周波数チャネルを用い、各セルに周期的に周波数割り当てを行うことにより、同一周波数チャネルのセルが隣接しないような配置にしている。

図８に、従来技術における周波数棲み分けの例を示す。ここでは、簡単のため３つの周波数Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を用いて周波数棲み分けを行う場合について説明する。

図８において、周波数チャネルＦ１を用いるセル、周波数チャネルＦ２を用いるセル、周波数チャネルＦ３を用いるセルがあるときに、隣接するセルの周波数チャネルが異なるように配置する。図中黒丸で示す各セルの基地局は、セル内の端末局とそれぞれ対応する周波数チャネルを用いて通信する。

このように、３周波数繰り返しを行う他に、７周波数やその他多数の繰り返し周期で周波数棲み分けを実現することが可能である。ここで、周波数チャネルの数を増やし、繰り返しの周期を長くすれば同一周波数チャネルのセルの距離を離すことが可能であり、希望信号と干渉波信号の受信電力比ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の高い状態で運用が可能である。しかし、周波数チャネル数の確保が困難な場合には、より少ないチャネル数で運用せざるを得ない。

そこで、より少ない周波数チャネルで運用しながらセル間干渉の影響を低減するために、複数セルをクラスタ化し、クラスタ単位で周波数棲み分けを行う方法が提案されている。

図９は、従来技術におけるクラスタ化による周波数棲み分けの例を示す。ここでは、図９(1) に３セル／１クラスタの場合を示し、図９(2) に７セル／１クラスタの場合を示す。

図９において、周波数チャネルＦ１を用いるクラスタ、周波数チャネルＦ２を用いるクラスタ、周波数チャネルＦ３を用いるクラスタがあるときに、隣接するクラスタの周波数チャネルが異なるように配置する。図９(1) の３セル／１クラスタの場合では、各クラスタには、それぞれ同一周波数チャネルを用いる３個のセルが含まれている。同様に、図９(2) の７セル／１クラスタの場合では、それぞれ同一周波数チャネルを用いる７個のセルが含まれている。同一クラスタ内の各セルは個別に周波数資源を管理するが、異なるクラスタ内のセル同士は、同一周波数チャネルを用いる場合でも完全に独立に周波数資源を管理することになる。

ここで、各クラスタの位置関係を見れば、図８におけるセルの周波数棲み分けと図９におけるクラスタの周波数棲み分けは縮尺を除けば相似関係となっている。しかし、各セルの中心に位置する基地局は、各セル内の端末局との通信を前提とした送信電力で運用されるため、例えば図９(2) の周波数チャネルＦ１の一方のクラスタのセルと他方のクラスタのセルのセル間隔は、図８の周波数チャネルＦ１のセル間隔に比べ、セル半径を尺度とするならば隔離距離が拡大している。したがって、クラスタ構成では、ＳＩＲ値を改善した状況で運用することが可能になる。ただし、クラスタ内の複数のセルでは同一周波数チャネルを使用することになるので、同一周波数チャネルを用いた通信の運用法が必要になる。

図１０は、複数セルで単一周波数を用いる従来の無線通信システムの概要を示す。
図１０において、セル１０１−１〜１０１−３は同一周波数チャネルを用いる。各セルには、基地局１０２−１〜１０２−３および端末局１０３−１〜１０３−４が配置され、各基地局は光ファイバ等の有線伝送路１０４を介して制御局１０５に接続される。各セルの基地局１０２−１〜１０２−３は同一周波数チャネルを用いて各端末局１０３−１〜１０３−４と通信を行うため、例えばセルの境界付近の端末局１０３−２などは複数の基地局１０２−１〜１０２−３からの信号を受信可能である。通常であれば、この複数の基地局からの信号の受信は混信となり特性劣化につながるが、非特許文献１に記載の単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：single frequency network）技術、および非特許文献２に記載の分散アンテナシステム技術などでは、この状況を積極的に利用して通信状況の改善を図っている。

以下、図１０をもとに単一周波数ネットワーク技術について説明する。図１０において、単一周波数ネットワークでは、制御局１０５と有線伝送路１０４を介して接続された複数の基地局１０２−１〜１０２−３は、例えばダウンリンクの通信であれば制御局１０５から全く同一の信号を有線伝送路１０４を介して受信し、その信号を無線信号に変換して端末局１０３−１〜１０３−４に宛てて送信する。したがって、セルの境界付近の端末局１０３−２などは複数の基地局１０２−１〜１０２−３から同一の信号を受信することになるが、実際には端末局１０３−２は各基地局１０２−１〜１０２−３との距離がそれぞれ異なるため、同一の信号といっても異なる伝搬減衰と伝搬遅延の影響を受けた信号として受信される。これらの複数の波が同位相で合成される場合には信号を強め合うことになるが、逆位相で合成されれば信号を弱め合うことになる。したがって、場所によっては各基地局からの受信信号が合成された結果、受信信号レベルが大幅に低下する不感地帯が生じる可能性がある。また、様々な異なる波長成分を含む広帯域のシステムにおいては、各波長成分毎に同位相／逆位相の合成状況が変化し、結果として周波数選択性の歪を生じることになる。

この様な多重遅延波の影響を排除するための技術として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）変調技術が広く普及している。ＯＦＤＭ変調技術では、全体の広帯域信号を複数のサブキャリアに分割し、それぞれのサブキャリアに対して個別に変調処理を施し、これを合成して通信を行う。また、１シンボルと呼ばれる時間を定義し、このシンボル単位でデータ伝送を行う。この１シンボルの時間内には、多重遅延波の影響を除去するために、ガードインターバルという領域を設け、各サブキャリアは、そのサブキャリアの周波数の逆数で与えられる周期が、１シンボルからガードインターバルを除いた時間長の整数分の１となるように設定される。すなわち、１シンボルからガードインターバルを除いた時間長の周期性を各サブキャリアはもつことになる。

図１１は、ＯＦＤＭ変調技術におけるガードインターバルの付与の概要を示す。
図１１において、１１１は１シンボル長分の送信信号、１１２はブロック内の送信すべき信号領域、１１３はガードインターバル部の送信信号、１１４はガードインターバルのコピー元、１１５はＯＦＤＭの場合の各サブキャリア成分の波形を示す。

ＯＦＤＭでは、１シンボル長を区間Ａ、区間Ｂ、区間Ｃの３つの領域に分け、送信すべき信号領域１１２が区間Ｂおよび区間Ｃの領域となるように設定し、そのうちの区間Ｃ領域１１４をコピーし、区間Ａのガードインターバル部の送信信号１１３として付加する。この際、ＯＦＤＭ変調方式では、各サブキャリアの送信信号が
sinωt 、sin２ωt 、sin３ωt
のように、区間Ｂおよび区間Ｃ領域の周期性を持つように設定するため、区間Ｃ領域を区間Ａ領域にコピーすると、波形１１５に示すように各サブキャリアの送信信号は区間Ａから区間Ｂに対して連続的につながった関数となる。

次に、これらの信号に遅延が加わった信号が合成される場合を考える。例えば、正弦波sin ωt に対し遅延により位相をφシフトした正弦波sin(ωt＋φ) を加算すると、
sinωt＋sin(ωt＋φ)＝[(1＋cosφ)²＋sin²φ]^1/2×sin(ωt＋ψ)
＝[2(1＋cosφ)]^1/2×sin(ωt＋ψ) …(1)
ψ＝Arctan[sinφ/(1＋cosφ)] …(2)
の関係式が得られる。

これから分かるように、遅延波を合成しても、位相と振幅の変動を除けばもともとの正弦波の相似形にしかならない。連続したＯＦＤＭシンボルの切れ目に着目するならば、区間Ａのガードインターバル部の送信信号１１３には前のＯＦＤＭシンボルの区間Ｃ領域１１４の遅延波がもれ込んでくる。したがって、この部分は式(1) に示した形状の綺麗な正弦波からは歪むことになる。しかし、もし遅延波の殆どが区間Ａのガードインターバル長以内に収まっていれば、このように歪みを含む区間Ａを取り除いた残りの区間Ｂ＋区間Ｃの領域は、多重遅延波が混在する環境でも位相・振幅の変動を除けば綺麗な正弦波のまま維持される。したがって、この区間Ｂ＋区間Ｃの領域を切り出してＦＦＴ処理を施せば、各サブキャリア成分の位相情報、振幅情報を抽出することができる。これにより、図１０に示すような複数の基地局からの信号が混在する環境でも、それらの信号を合成することで特性の改善を図ることが可能となる。

図１２は、ＯＦＤＭ対応の従来の無線送信装置および無線受信装置の構成例を示す。
図１２において、無線送信装置１２１は、Ｓ／Ｐ変換回路１２４、マッピング回路１２５、ＩＦＦＴ１２６、ＧＩ付加回路１２７、Ｄ／Ａ変換回路１２８、周波数変換回路（無線部）１２９、発振器１４０，１４１から構成される。無線送信装置１２１と無線チャネル（伝搬路）１２３を介して接続される無線受信装置１２２は、周波数変換回路（無線部）１３０、Ａ／Ｄ変換回路１３１、受信ＡＦＣ回路１３２、周波数誤差推定回路１３３、ＧＩ除去回路１３４、ＦＦＴ１３５、チャネル推定回路１３６、ＦＤＥ回路１３７、逆マッピング回路１３８、Ｐ／Ｓ変換回路１３９、発振器１４２，１４３から構成される。Ｄ／Ａ変換回路１２８、周波数変換回路（無線部）１２９、周波数変換回路（無線部）１３０、Ａ／Ｄ変換回路１３１には、それぞれ発振器１４０，１４１，１４２，１４３が接続される。

なお、無線送信装置１２１のＳ／Ｐ変換回路１２４、マッピング回路１２５、ＩＦＦＴ１２６、ＧＩ付加回路１２７は、送信ベースバンド信号処理回路１４４を構成し、無線受信装置１２２のＧＩ除去回路１３４、ＦＦＴ１３５、チャネル推定回路１３６、ＦＤＥ回路１３７、逆マッピング回路１３８、Ｐ／Ｓ変換回路１３９は、受信ベースバンド信号処理回路１４５を構成する。ただし、ＯＦＤＭ変調方式以外を想定する場合には、送信ベースバンド信号処理回路１４４および受信ベースバンド信号処理回路１４５は、それぞれ別の方式に置き換えることになる。

送信データは、Ｓ／Ｐ変換回路１２４でシリアルなデータ系列をサブキャリア毎のパラレルなデータ系列に変換し、マッピング回路１２５は各サブキャリアのデータに対する信号マッピングを行う。ここでの信号マッピングとはサブキャリア変調のことであり、例えばＱＰＳＫ等の多値変調における送信信号ビット列とＩＱ平面上での信号点の対応をとることを意味する。サブキャリア毎にマッピングされた信号はＩＦＦＴ１２６に入力され、各サブキャリア毎に振幅および位相がマッピング情報をもとに変換された信号を合成し、周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。この信号に対し、ＧＩ付加回路１２７では１シンボルの後半の所定の領域をコピーし、ガードインターバルとして付加する。Ｄ／Ａ変換回路１２８はこのデジタル信号をアナログ信号に変換し、周波数変換回路（無線部）１２９でＲＦ信号に変換して送信する。

送信された信号は、空間チャネル１２３を介して無線受信装置１２２に受信される。受信された信号は、周波数変換回路（無線部）１３０でＲＦ信号からベースバンド信号（またはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路１３１でアナログ信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は、周波数誤差推定回路１３３で無線送信装置１２１と無線受信装置１２２の発振器の周波数誤差を推定し、その周波数誤差の推定値をキャンセルする処理を受信ＡＦＣ回路１３２で実施する。周波数誤差補償されたデジタル信号は、ＧＩ除去回路１３４でガードインターバルが除去され、ＦＦＴ１３５でフーリエ変換処理により各サブキャリアの信号に分離される。受信ＡＦＣ回路１３２で周波数誤差補償されたデジタルデータはチャネル推定回路１３６へも入力され、各サブキャリア成分のチャネル情報が生成される。この生成されたチャネル情報はＦＤＥ回路１３７に入力され、ＦＦＴ１３５からの入力情報を１シンボル単位で各サブキャリアのチャネル推定結果で除算する等の周波数軸上の等化処理を行う。等化処理を施された情報は逆マッピング回路１３８に入力され、適用された変調方式と等化処理後の信号点の関係より、送信側で送信された信号の推定処理を行う。ここではサブキャリア毎に処理が実施されるため、並列的にビット列情報が出力されるため、Ｐ／Ｓ変換回路１３９でパラレルな情報をシリアルなビット列に変換し、受信データとして出力する。

また、周波数変換回路（無線部）１２９，１３０では、それぞれの周波数変換のために発振器１４１，１４２から所定の周波数の信号が入力される。Ｄ／Ａ変換回路１２８およびＡ／Ｄ変換回路１３１にも、発振器１４０，１４３からアナログ信号とデジタル信号の変換に用いるクロック信号が入力される。

ここで、例えば無線送信装置１２１の発振器１４０，１４１はそれぞれ周波数が異なる信号を生成するが、実際の実装において例えば発振器１４０および発振器１４１は、発振器１４０, １４１とは別の発振器を源振として異なる所定の周波数の信号を生成する回路であってもよい。この場合、以下の説明における発振器とは、ここでの源振を供給する発振器そのものではなく、所定の周波数の信号を生成する回路のことを意味する。このように、１つの無線送信装置１２１内の発振器１４０，１４１あるいは非常に高性能な送信機に実装された発振器であれば、それぞれの同期が取れていたり、あるいは周波数誤差が極端に小さく抑えられている可能性がある。しかし、物理的に離れた位置に存在する無線送信装置１２１と無線受信装置１２２に実装される発振器間では同期が取れておらず、一般には周波数誤差が生じる。このため、周波数誤差推定回路１３３で既知のトレーニング信号をもとに周波数誤差を推定し、受信ＡＦＣ回路１３２で自動周波数制御（ＡＦＣ：automatic frequency control ）を実施する。ただし、１対１の通信でこのＡＦＣ処理を受信側で行う場合には、システム全体が互いに同期している必要はなく、個別の周波数誤差が許容できる。

以上が単一周波数ネットワークおよびそれに関連したＯＦＤＭ変調方式の説明である。もっとも有名な単一周波数ネットワークの実用化例は、地上波デジタル放送である。地上波デジタル放送では、例えば関東地方の様な広域において、共通の周波数チャネルを同時に利用するために、東京タワーの他、多数の放送局を設置し、同時に全く同一の信号を送信している。各放送局のカバーするエリアは相互にオーバーラップするが、それぞれの異なる放送局からの信号が混在しても高価で高性能な発振器を用いていれば、周波数誤差を小さく抑えられることが期待できるため、ＯＦＤＭ変調方式を適用することで全く問題なく受信可能である。

なお、単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムにおいて、端末局が複数の基地局からの信号を混在した状態で受信する際の遅延波の影響を除去する方法としては、ＳＣ−ＦＤＥ（single carrier frequency domain equalizer ）技術でも補償可能である。

ところで、単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムでは、複数の物理的に異なる場所に設置された基地局（広くは無線設備）から、同一のデータ列に対応した同一信号を送信する。厳密には、位相および振幅等の全てが同一である必要はなく、さらに他のデータ系列の信号を重畳して送信している場合もありうるが、着目するデータ系列に対する同一のビット列の無線信号が複数地点から送信されることになる。したがって、図１０における端末局１０３−２を例にとれば、複数の基地局１０２−１〜１０２−３からの信号に異なる遅延が付加され、かつ振幅および位相に変動が加わって合成された状態で受信される。

このとき、各基地局１０２−１〜１０２−３において、例えば図１２における無線送信装置１２１の発振器１４０，１４１の周波数が一致し、完全に周波数誤差がない場合には、複数の遅延波を合成した場合の基本動作は式(1) および式(2) で示した通り、変換後は時間方向に振幅も一定な綺麗な正弦波の類似形の波形を得ることができる。しかし、ここにそれぞれ周波数誤差が含まれると状況は異なる。簡単のために、初期位相は同一で周波数誤差Δωを伴う２つの正弦波の合成を考える。
sinωt＋sin(ω＋Δω)t＝[(1＋cosΔωt)²＋sin²Δωt]^1/2×sin(ωt＋φ[t])
＝[2(1＋cosΔωt)]^1/2×sin(ωt＋φ[t]) …(3)
φ[t] ＝ArcTan[sinΔωt/(1＋cosΔωt)] …(4)

この式により、合成後の信号は振幅が時間と共に大きく変動し、いわゆる「うなり」の振る舞いを示す。さらに位相のシフト量φ[t] も時間に依存して変動するため、綺麗な正弦波の類似形にはならない。特に、１ＯＦＤＭシンボルのシンボル長Ｔに対し、周波数誤差に伴うこの時間長内の位相の変動量ΔωＴが無視できない場合、その影響は大きい。具体的にΔωＴがπ／2 において、ｔ＝０とｔ＝Ｔの各時刻での振幅を比較すると、
ｔ＝０のときの振幅：[2(1＋cos０)]^1/2 ＝２
位相変動：φ[０] ＝０
ｔ＝Ｔのときの振幅：[2(1＋cos(π/2)]^1/2 ＝√２
位相変動：φ[Ｔ] ＝π/4
となる。

すなわち、振幅が時間と共に√２倍になり、位相も１ＯＦＤＭシンボル時間内にπ/4も変動してしまうことになる。例えば64ＱＡＭ、16ＱＡＭ等の多値変調やＱＰＳＫ等の位相変調を考えた場合でも、この振幅の急激な変動や位相の不安定性は致命的で、信号点を検出できる状況ではない。

単一周波数ネットワークではこの問題は以前より指摘されているが、典型的なアプリケーションである地上波デジタル放送を例に取れば、テレビの送信局設備は広域をカバーするため、その設備に投じることができるコストに関する制約は比較的ゆるい。したがって、高額な発振器を用いて周波数精度を非常に高く維持し、各発振器の周波数誤差を所定の値以下に抑えることは現実的である。しかし、単一周波数ネットワークのその他のアプリケーションの場合には、地上波デジタル放送と比較すれば極端にカバーエリアは狭く、結果的に個々の無線設備に投じることのできるコストに関する制約は厳しい。すなわち、比較的安価で、周波数精度が十分でない発振器を用いて運用することが余儀なくされる。

この周波数誤差を回避するための１つの方法として、非特許文献３に記載のＲｏＦ（Radio over Fiber）技術がある。

図１３は、ＲｏＦリモート基地局の構成例を示す。
図１３において、ＲｏＦリモート基地局は、光インタフェース回路１５１、光／電気変換回路１５２、送信アンプ（無線部）１５３、アンテナ１５４，１５５、受信アンプ（無線部）１５６、電気／光変換回路１５７により構成される。

このＲｏＦリモート基地局は、図１０における複数の基地局１０２−１〜１０２−３の１つに該当し、制御局１０５と光ファイバを介して接続される。複数のＲｏＦリモート基地局宛の信号は制御局で生成され、その電気信号が電気／光変換により光信号に変換され、光ファイバを介して各ＲｏＦリモート基地局まで伝送される。この電気信号とは、変調された無線のアナログ信号であり、光ファイバを介してデジタル信号ではなくアナログ信号として送受信される。

ＲｏＦリモート基地局では、光インタフェース回路１５１で送信すべき信号を抜き出し、光／電気変換回路１５２で光信号から無線送信に用いる電気信号を再生し、送信アンプ１５３で信号増幅してアンテナ１５４から無線信号として送信する。一方、アンテナ１５５で受信した無線信号は、受信アンプ１５６で信号増幅され、電気／光変換回路１５７にて電気信号から光信号に変換され、光インタフェース回路１５１を介して図１０の制御局１０５に送信される。制御局１０５では、光ファイバを介してＲｏＦリモート基地局から送信された光信号の受信が可能である。各ＲｏＦリモート基地局では、図１２に示したような発振器１４０〜１４３を用いずに動作するため、各ＲｏＦリモート基地局毎の発振器の周波数誤差問題を原理的に回避することができる。

なお、図１３の説明では、送信アンテナと受信アンテナを物理的に別々なイメージで記述したが、実際には時分割スイッチを介してひとつのアンテナで共用することも可能である。また、送信信号および受信信号のそれぞれにおいて、帯域外の信号を除去するためのフィルタ等は省略しているが、当然ながらこれらの回路を含めて全体を構成しても構わない。

武田穂積, "地上デジタル放送受信システムの基礎知識", トランジスタ技術2004年３月号, pp.203-204, 2004年３月（http://toragi.cqpub.co.jp/Portals/0/backnumber/2004/03/p203-204.pdf ） 松田大輝 他, "最大比送信を用いる分散アンテナシステムのチャネル容量に関する一検討", 信学技法RCS2007-107, pp.61-66, 2008年２月 山本聖仁 他, 「携帯電話の不感地帯を解消するＲＯＦリモート基地局」, 東芝レビューVol.59, No.11, 2004年11月

単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムでは、このＲｏＦ技術を用いることにより周波数誤差を回避できることから、これまでの各種検討においては周波数誤差は特に大きな問題となることはなかった。しかし、各リモート基地局と制御局との間でアナログ信号をそのまま伝送する構成のため、既存の光ファイバを用いた一般家庭向けのデジタル伝送の通信設備を共用することが困難であった。そのため、有線ネットワークの設備のコストが高価になり、これらの技術の普及に障害となっていた。

この問題を回避するためには、既存の光ファイバを用いた一般家庭向けのデジタル伝送の通信設備を用いて各リモート基地局に情報を伝送し、各リモート基地局では個別の発振器を用いて無線信号を送信することが好ましい。しかも、その際の発振器は比較的低廉で、周波数精度も十分には高くない状況で運用することが求められる。当然、実際に送信する無線信号に大きな周波数誤差が残されていた場合には、先に示したような「うなり」の問題が発生するため、ここでは発振器自体の周波数精度は不十分でありながら、無線信号を送信する際にはその周波数誤差を補償する技術が求められる。

本発明は、単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムにおける複数のリモート基地局において、互いに非同期の発振器に基づく周波数誤差を補償することができる無線通信システムの基地局装置および基地局装置の周波数誤差補償方法を提供することを目的とする。

第１の発明は、制御局と有線回線または第１の無線回線を介して接続される複数の基地局が、同一周波数チャネルの第２の無線回線を介してそれぞれ配下の端末局と接続し、制御局から送信されたデジタル信号を無線周波数のアナログ信号に変換して端末局に転送し、端末局から送信された無線周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換して制御局に転送し、複数の基地局を介して制御局と端末局との通信を行う無線通信システムの基地局装置において、デジタル信号とアナログ信号の変換処理に必要なクロック信号を供給する第１の発振器と、第３の無線回線を介して、複数の基地局が共通に受信する信号から基準クロックまたは基準周波数または基準時刻の基準タイミングを取得する基準タイミング取得手段と、第１の発振器のクロック信号と基準タイミングとに基づいて第１の発振器の周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段と、デジタル信号に対して周波数誤差推定手段で推定された周波数誤差をキャンセルする信号処理を行う周波数誤差補償手段とを備え、基準タイミング取得手段は、第３の無線回線を介して、ＧＰＳ（global positioning system ）または電波時計または放送電波の信号を受信し、基準クロックまたは基準時刻の基準タイミングを取得する構成である。

第１の発明の無線通信システムの基地局装置において、制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、周波数誤差推定手段は、第２の発振器の基準周波数と基準タイミングとに基づいて第２の発振器の周波数誤差を推定し、第１の発振器および第２の発振器のそれぞれの周波数誤差を加算した値を周波数誤差とする構成である。

第１の発明の無線通信システムの基地局装置において、周波数誤差推定手段は、基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の第１の発振器のクロック信号をカウントし、当該時間差と当該カウント数から周波数誤差を推定する構成である。

第１の発明の無線通信システムの基地局装置において、制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、周波数誤差推定手段は、基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の第１の発振器のクロック信号および第２の発振器の波数をそれぞれカウントし、当該時間差と当該各カウント数からそれぞれの周波数誤差を推定する構成である。

第２の発明は、制御局と有線回線または第１の無線回線を介して接続される複数の基地局が、同一周波数チャネルの第２の無線回線を介してそれぞれ配下の端末局と接続し、制御局から送信されたデジタル信号を無線周波数のアナログ信号に変換して端末局に転送し、端末局から送信された無線周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換して制御局に転送し、複数の基地局を介して制御局と端末局との通信を行う無線通信システムの基地局装置の周波数誤差補償方法において、基地局装置は、デジタル信号とアナログ信号の変換処理に必要なクロック信号を供給する第１の発振器を備え、基準タイミング取得手段で、第３の無線回線を介して、複数の基地局が共通に受信する信号から基準クロックまたは基準周波数または基準時刻の基準タイミングを取得し、周波数誤差推定手段で、第１の発振器のクロック信号と基準タイミングとに基づいて第１の発振器の周波数誤差を推定し、周波数誤差補償手段で、デジタル信号に対して周波数誤差推定手段で推定された周波数誤差をキャンセルする信号処理を行い、基準タイミング取得手段は、第３の無線回線を介して、ＧＰＳ（global positioning system ）または電波時計または放送電波の信号を受信し、基準クロックまたは基準時刻の基準タイミングを取得することを特徴とする。

第２の発明の基地局装置の周波数誤差補償方法において、基地局装置は、制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、周波数誤差推定手段は、第２の発振器の基準周波数と基準タイミングとに基づいて第２の発振器の周波数誤差を推定し、第１の発振器および第２の発振器のそれぞれの周波数誤差を加算した値を周波数誤差とする。

第２の発明の基地局装置の周波数誤差補償方法において、周波数誤差推定手段は、基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の第１の発振器のクロック信号をカウントし、当該時間差と当該カウント数から周波数誤差を推定することを特徴とする。

第２の発明の基地局装置の周波数誤差補償方法において、基地局装置は、制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、周波数誤差推定手段は、基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の第１の発振器のクロック信号および第２の発振器の波数をそれぞれカウントし、当該時間差と当該各カウント数からそれぞれの周波数誤差を推定することを特徴とする。

本発明によれば、単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムにおいて、複数の基地局が共通に受信する信号から得られる基準タイミングに基づいて、それぞれ備える独立非同期の発振器の周波数誤差を補償することができる。これにより、各基地局から送信する無線信号間の周波数誤差を所定のレベル以内に抑え、いわゆる「うなり」現象を回避することができる。

また、本発明によれば、制御局と複数の基地局との間で伝送される信号はアナログ信号から、通常のデータ通信の際に用いられるデジタル信号に置き換えて運用することができる。これにより、インターネット等で用いられる伝送設備およびネットワーク上で、インターネットプロトコルを用いたＩＰパケットベースでのデータ伝送が利用可能となり、その結果、設備コストを下げることができる。また、各基地局の備える発振器が高精度のものでなくても対応できるため、基地局の装置コストを抑えることができる。

さらに、制御局と複数の基地局との間を有線回線（光回線）を介して直接接続する必要がなくなり、例えばルーター等を介して多段で接続されたネットワーク環境でも運用可能であり、更には制御局と複数の基地局との間に無線回線を介して運用することも可能である。この結果、広範囲に分散した基地局を柔軟かつ簡易に１つの制御局で集中制御することができるようになる。

本発明の実施例１における基地局装置の構成例を示す図である。 周波数誤差推定回路１２の構成例を示す図である。 本発明の実施例２における基地局装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例３における基地局装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例４における基地局装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例５における基地局装置の構成例を示す図である。 本発明の実施例６における基地局装置の構成例を示す図である。 従来技術における周波数棲み分けの例を示す図である。 従来技術におけるクラスタ化による周波数棲み分けの例を示す図である。 複数セルで単一周波数を用いる従来の無線通信システムの概要を示す図である。 ＯＦＤＭ変調技術におけるガードインターバルの付与の概要を示す図である。 ＯＦＤＭ対応の従来の無線送信装置および無線受信装置の構成例を示す図である。 ＲｏＦリモート基地局の構成例を示す図である。

図１は、本発明の実施例１における基地局装置の構成例を示す。
図１において、基地局装置は、例えば図１０における複数の基地局１０２−１〜１０２−３の１つに該当し、制御局１０５と光ファイバを介して接続される光回線終端回路１を備える。ただし、本基地局装置と制御局１０５との間では光デジタル信号が伝送されるものとし、光回線終端回路１はその光デジタル信号の送受信処理および光デジタル信号の終端処理を行う。光回線終端回路１で終端した送信信号（無線区間で送信する信号であり、ネットワーク側から入力された信号を意味する）は、送信ＡＦＣ回路２、Ｄ／Ａ変換回路３、周波数変換回路（無線部）４を介してアンテナ５から送信され、アンテナ６にて受信した受信信号は、周波数変換回路（無線部）７、Ａ／Ｄ変換回路８、受信ＡＦＣ回路９を介して光回線終端回路１に入力し、光回線終端回路１よりネットワーク側に対し送信する。さらに、基地局装置は、発振器１０，１１、周波数誤差推定回路１２、基準タイミング受信回路１３を備える。

発振器１０は、周波数変換回路（無線部）４，７で周波数変換を行うための基準周波数を供給し、発振器１１は、Ｄ／Ａ変換回路３およびＡ／Ｄ変換回路８でサンプリング処理を行うためのクロックを供給する。これらの発振器１０，１１は自走で動作しているため、他の基地局装置および制御局とは非同期である。

基準タイミング受信回路１３は、例えばＧＰＳ（global positioning system ）受信回路の場合には、複数の衛星からの電波を受信して高精度な基準時刻または基準クロックの供給が可能な構成である。周波数誤差推定回路１２は、この基準タイミング受信回路１３からの情報をもとに発振器１０，１１の周波数誤差を推定し、それぞれの周波数誤差の加算（累積）値情報を送信ＡＦＣ回路２および受信ＡＦＣ回路９に供給する構成である。
なお、他の基地局装置および制御局と非同期の発振器が３以上あっても同様の構成により対応できる。一例としては、周波数変換回路（無線部）４および周波数変換回路（無線部）７の処理において、ＲＦ周波数とベースバンド（またはＩＦ周波数）間の周波数変換を２段階で行うことがあるが、その場合には個々の周波数変換に用いる発振器の周波数誤差を個別に推定し、それぞれの周波数誤差の加算（累積）値情報を送信ＡＦＣ回路２および受信ＡＦＣ回路９に供給する構成とすれば良い。

以下、信号の流れに沿って動作を説明する。
光回線終端回路１は、光ファイバを介して伝送される光デジタル信号の送受信処理を行う。ここで送受信されるデータ信号は、無線回線で送受信される無線信号をサンプリングした信号であり、必要に応じてＩＰパケット、イーサネット（登録商標）フレームまたはその他のフォーマットの信号の中にサンプリングした信号を格納したものであってもよい。

ダウンリンクでは、光回線終端回路１から出力されるデータ信号を送信ＡＦＣ回路２に入力し、送信ＡＦＣ処理を行う。周波数誤差を補正されたデータ信号は、Ｄ／Ａ変換回路３に入力され、ここでデジタル信号からアナログ信号に変換する。さらに、周波数変換回路（無線部）４でＲＦ信号に変換し、アンテナ５から送信する。アップリンクでは、アンテナ６で受信した信号は周波数変換回路（無線部）７でＲＦ信号からベースバンド信号（またはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路８でアナログ信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換する。このデジタル信号は受信ＡＦＣ回路９に入力され、周波数誤差推定回路１２で推定した周波数誤差に応じた補償処理が行われる。周波数誤差補償されたデータ信号は、光回線終端回路１にて制御局またはネットワーク側に転送可能な光デジタル信号に変換して送信される。

なお、送信ＡＦＣ処理および受信ＡＦＣ処理は全く等価な処理であり、その内容について簡単に説明する。例えば、周波数ｆに対する角周波数をω＝２πｆと表記し、無線における時刻ｔの複素信号をＡ(t)・exp(jωt)とする。ここで、実際の角周波数に角周波数誤差Δωが存在すると、周波数誤差を含む信号はＡ(t)・exp(j(ω＋Δω)t)となる。この信号に、exp(-jΔωt)の信号を乗算すれば、
Ａ(t)・exp(j(ω＋Δω)t)・exp(-jΔωt)＝Ａ(t)・exp(jωt)
となり、周波数誤差のない信号に変換される。

実際の信号処理では、サンプリング周期をΔｔとすれば、時刻ｔは第ｋサンプルの時刻としてｋΔｔで表される。また、複素信号はＩchおよびＱchの複素平面上の信号としてとらえ、時刻ｋΔｔのサンプリングデータは、その実数部であるRe〔Ａ(kΔt)・exp(j(ω＋Δω)kΔt)〕をＩchの信号Ｉ(kΔt)、その虚数部であるIm〔Ａ(kΔt)・exp(j(ω＋Δω)kΔt)〕をＱchの信号Ｑ(kΔt)とし、｛Ｉ(kΔt)，Ｑ(kΔt)｝の形でサンプル毎にデータ化されている。これに対し、角周波数誤差がΔωであれば、周波数誤差補正後のサンプリングデータ｛Ｉ'(kΔt)，Ｑ'(kΔt)｝は以下の式で与えられる。

ここで、sin/cos 等の演算は、直接的にその演算を行っても、高速処理のために引数に対する数値データテーブルを用意しておき、その数値データを用いて処理を行ってもよい。このようにして適宜、演算の簡易化を行うこととする。

また、本図の説明では、送信アンテナと受信アンテナを物理的に別々なイメージで記述したが、実際には時分割スイッチを介してひとつのアンテナで共用することも可能である。また、送信信号および受信信号のそれぞれにおいて、帯域外の信号を除去するためのフィルタや信号増幅のアンプ等は省略しているが、これらの回路を含めて全体を構成してもよい。さらに、データのサンプリングは、ベースバンドで行ったものでも、ＲＦ帯で行ったものでも、さらにはその中間であるＩＦ帯で行ったものであってもよい。

図２は、周波数誤差推定回路１２の構成例を示す。
図２において、周波数誤差推定回路１２は、基準タイミング受信回路１３からの信号１を入力するカウンタ制御回路１２ａと、発振器１０，１１からの信号２，信号３を入力する周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃと、誤差演算回路１２ｄにより構成される。

カウンタ制御回路１２ａは、基準タイミング受信回路１３からの信号１を入力し、クロック等の矩形波ないしは正弦波等の波数のカウントを行い、所定の数だけカウントすると、周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃに対し、カウンタ値の読み出しとリセットを指示する。周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃでは、発振器１０，１１から入力する信号２，信号３に対して矩形波ないしは正弦波等の波数のカウントを行い、カウンタ制御回路１２ａよりカウンタ値の読み出し指示があると、それぞれのカウンタ値を誤差演算回路１２ｄに出力する。誤差演算回路１２ｄは、信号２，信号３がそれぞれ理想的な周波数で動作していた場合に予想されるカウンタ値との差分を計算し、それぞれの差分を周波数に換算した場合の周波数誤差を演算し、その結果を出力する。このとき、信号２，信号３の周波数安定度が高く、絶対周波数としては誤差があっても短時間で急激な周波数の変動がない場合には、基準となる信号１をカウンタ制御回路１２ａでカウントする値（すなわち、周波数誤差の測定周期に相当）は比較的長く設定することが可能である。誤差演算回路１２ｄでは、周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃにおける差分カウント数の和を測定周期で除算した値が周波数誤差となるため、測定周期が長くなることで周波数誤差の測定精度を高めることができる。

また、例えば基準となる信号１がＧＰＳ等で得られる時刻情報またはタイミングパルス等であった場合には次のような構成となる。カウンタ制御回路１２ａは、信号１の入力があったタイミングで周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃに対してカウンタ値の読み出しおよびリセットを指示し、同時にカウンタ制御回路１２ａから誤差演算回路１２ｄに対して時刻情報を転送する（図中、点線で示す）。誤差演算回路１２ｄでは、任意の２つの時刻の差分ΔＴと、その時刻間のカウンタ値Ｃ１，Ｃ２より、それぞれの周波数Ｃ１／ΔＴおよびＣ２／ΔＴを算出し、所定の周波数との誤差を求め、その周波数誤差の和として得られる全体での周波数誤差を演算し、その結果を出力する。

また、以上の説明では、周波数カウンタ１２ｂ，１２ｃではカウンタ値の読み出しと共にリセットを行う構成としたが、実際にはリセットを行わず、誤差演算回路側で前回のカウンタ値との差分を計算し、その値を用いて周波数誤差を算出しても同様の処理を実施することができる。

また、本実施例の基準タイミング受信回路１３は、ＧＰＳ受信回路に限らず、複数の基地局に対して共通の基準周波数または基準クロックを供給する信号を受信できるものであればよい。例えば、電波時計や放送電波などの既存の別システムから広域で共通に受信できる信号を用いる構成であってもよい。このような基準タイミング受信回路１３で受信する信号は、発振器１０，１１の周波数に対して非常に低い周波数帯のものでもよい。これは、発振器１０，１１の周波数誤差自体は大きくても、短時間での周波数安定性は非常に高いものとなるので、周波数誤差推定回路１２の誤差推定処理はゆっくり行うことができ、例えば１分間の測定から誤差を判定するようにしてもよい。

図３は、本発明の実施例２における基地局装置の構成例を示す。
本実施例の特徴は、基準タイミング受信回路１３に代えて、光回線終端回路１で受信する制御局からの光デジタル信号から基準クロックまたは基準周波数の信号を再生し、周波数誤差推定回路１２に入力するところにある。

例えば、光回線終端装置１に入力する光デジタル信号がON/OFF型の矩形信号である場合、これからクロック信号を再生できる。なお、１つの制御局に接続される複数の基地局において、光ファイバを介して受信する信号が全て共通のクロックをもとに生成された信号であれば、各基地局で再生するクロックの周波数誤差は小さく抑えることができる。例えば、同一信号を送信する複数の基地局が共通のＯＬＴ（optical line terminal ）の配下にあれば問題ない。ただし、光の有線ネットワークと無線のサービスエリアが独立に設計され、同一信号を送信する複数の基地局が異なるＯＬＴの配下になる場合には、光ファイバ上にデータ通信用の光信号とは別に、基準クロック供給用の別の信号を多重して伝送してもよい。この場合、基準クロック供給用の信号が、光の有線ネットワーク上でルータや各種スイッチを超える場合でも、終端されることなく直接フォワードされる構成である必要がある。

図４は、本発明の実施例３における基地局装置の構成例を示す。本実施例は、図１に示す実施例１および図３に示す実施例２の構成に適用できるが、ここでは図１に示す実施例１に適用した構成例を示す。

本実施例の特徴は、周波数変換回路（無線部）４に代えて送信アンプ（無線部）１４を用い、周波数変換回路（無線部）７に代えて受信アンプ（無線部）１５を用い、周波数変換のための発振器１０を省略したところにある。すなわち、Ｄ／Ａ変換回路３およびＡ／Ｄ変換回路８のサンプリング処理をＲＦ周波数で行い、周波数変換を行わずに無線回線で送受信した信号を光回線終端装置１を介して制御局との間で送受信する構成である。これにより、周波数誤差推定回路１２は、発振器１１の周波数誤差情報のみを送信ＡＦＣ回路２および受信ＡＦＣ回路９に供給する。

一般に、信号のサンプリングに用いる周波数は、もととなる信号の周波数の２倍以上である必要がある。ベースバンド信号はもとの周波数が低いためにサンプリング周期も長く設定することができる一方、ＲＦ信号のサンプリングではサンプリング周期が短く、結果的にサンプリングデータのデータ量が周波数に比例して増大する。そのため、実施例１または実施例２のようにベースバンド帯ないしはＩＦ帯でのサンプリングが好ましいが、実施例３では発振器の数が減らせるなどの利点がある。

図５は、本発明の実施例４における基地局装置の構成例を示す。本実施例は、図１に示す実施例１および図３に示す実施例２の構成に適用できるが、ここでは図１に示す実施例１に適用した構成例を示す。

本実施例の特徴は、光回線終端装置１と送信ＡＦＣ回路２との間に送信ベースバンド信号処理回路１６を配置し、光回線終端装置１と受信ＡＦＣ回路９との間に受信ベースバンド信号処理回路１７を配置するところにある。実施例１および実施例２は、制御局側でベースバンド信号処理を行い、制御局と基地局との間でベースバンド信号処理されたデジタルデータを伝送する構成であるが、本実施例はベースバンド信号処理回路を基地局側に備え、ベースバンド信号処理前の信号を制御局と基地局との間で伝送する構成である。一般に、ベースバンド信号処理後の信号の情報量は、その前の元信号の情報量よりも大きくなるが、本実施例の構成により制御局と基地局との間で伝送される情報量を抑えることができる。

なお、図１２に示すＯＦＤＭ送受信機における送信ベースバンド信号処理回路１４４および受信ベースバンド信号処理回路１４５と、本実施例の送信ベースバンド信号処理回路１６および受信ベースバンド信号処理回路１７は、それぞれ同一の構成である必要はない。例えば、制御局からＩＦＦＴ処理を行う直前（マッピング処理後）の信号を送信する構成とした場合、基地局装置の送信ベースバンド信号処理回路１６は、ＩＦＦＴ回路１２６およびＧＩ付加回路１２７を実装する構成となる。また、基地局装置の受信ベースバンド信号処理回路１７として、ＧＩ除去回路１３４およびＦＦＴ回路１３５を実装し、ＦＦＴ処理後の信号を制御局に送信する構成としてもよい。

また、単一周波数ネットワークおよび分散アンテナシステムでは、複数の基地局からの信号が混在し、多重遅延波の影響を除去するための信号処理が必要であるが、多重遅延波の影響を除去のための技術としては、上述のようにＯＦＤＭ変調方式を前提とした受信ベースバンド信号処理回路１７および送信ベースバンド信号生成回路１６であっても、ＳＣ−ＦＤＥ技術におけるベースバンド信号処理を実装したものであってもよい。なお、実施例１〜３の構成では、多重遅延波の影響を除去するための信号処理は全て制御局側で行うことになるので、基地局はこれらの信号処理を想定した構成は不要である。

図６は、本発明の実施例５における基地局装置の構成例を示す。本実施例は、図１に示す実施例１、図３に示す実施例２、図４に示す実施例３、図５に示す実施例４の構成に適用できるが、ここでは図１に示す実施例１に適用した構成例を示す。

本実施例の特徴は、ＭＩＭＯ（multiple input multiple output) 信号の送受信に対応するために、送信ＡＦＣ回路２、Ｄ／Ａ変換回路３、周波数変換回路（無線部）４、アンテナ５、アンテナ６、周波数変換回路（無線部）７、Ａ／Ｄ変換回路８、受信ＡＦＣ回路９を複数系統備えるところにある。なお、発振器１０，１１、周波数誤差推定回路１２および基準タイミング受信回路１３は、各系統に対して共通の構成である。

光回線終端回路１は、光ファイバを介して伝送される各系統の光デジタル信号を終端する。ダウンリンクでは、光回線終端回路１から出力される各送信系統のデータ信号を送信ＡＦＣ回路２に入力し、各送信系統ごとに送信ＡＦＣ処理を行う。周波数誤差を補正された各送信系統のデータ信号は、Ｄ／Ａ変換回路３に入力され、各送信系統ごとにデジタル信号からアナログ信号に変換する。さらに、周波数変換回路（無線部）４で各送信系統ごとにＲＦ信号に変換し、それぞれ対応するアンテナ５から無線送信する。

アップリンクでは、アンテナ６で受信した信号は周波数変換回路（無線部）４に入力し、各受信系統ごとにＲＦ信号からベースバンド信号（またはＩＦ信号）に変換され、Ａ／Ｄ変換回路８でアナログ信号を所定の周期でサンプリングしてデジタル信号に変換される。各受信系統のデジタル信号は受信ＡＦＣ回路９に入力し、周波数誤差推定回路１２で推定した周波数誤差に応じた補償処理が行われる。周波数誤差補償された各受信系統のデータ信号は、光回線終端回路１で制御局またはネットワーク側に転送可能な光デジタル信号に変換して送信される。

なお、例えば送信ＡＦＣ回路２および受信ＡＦＣ回路９などは、各送受信系統のデジタル信号をそれぞれ並列に処理する構成に代えて、１系統の回路で各送受信系統のデジタル信号をシリアル処理する構成としてもよい。

図７は、本発明の実施例６における基地局装置の構成例を示す。本実施例は、図１に示す実施例１、図３に示す実施例２、図４に示す実施例３、図５に示す実施例４、図６に示す実施例５の構成に適用できるが、ここでは図１に示す実施例１に適用した構成例を示す。

本実施例の特徴は、基地局装置と制御局との間を無線回線を介して接続する構成であり、制御局と光ファイバを介して接続されていた光回線終端回路１に代えて、無線回線を介して伝送される無線デジタル信号の送受信処理を行う無線回線終端回路２１およびアンテナ２２を備えたところにある。

なお、基準タイミング受信回路１３は、実施例１に示すＧＰＳ受信回路、電波時計や放送電波などの既存の別システムの受信回路でもよく、さらに実施例２と同様に無線回線終端回路２１で基準クロックを再生する構成としてもよい。

１ 光回線終端回路
２ 送信ＡＦＣ回路
３ Ｄ／Ａ変換回路
４，７ 周波数変換回路（無線部）
５，６ アンテナ
８ Ａ／Ｄ変換回路
９ 受信ＡＦＣ回路
１０，１１ 発振器
１２ 周波数誤差推定回路
１３ 基準タイミング受信回路
１４ 送信アンプ（無線部）
１５ 受信アンプ（無線部）
１６ 送信ベースバンド信号処理回路
１７ 受信ベースバンド信号処理回路
２１ 無線回線終端回路
２２ アンテナ

Claims (8)

1. 制御局と有線回線または第１の無線回線を介して接続される複数の基地局が、同一周波数チャネルの第２の無線回線を介してそれぞれ配下の端末局と接続し、前記制御局から送信されたデジタル信号を無線周波数のアナログ信号に変換して前記端末局に転送し、前記端末局から送信された無線周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換して前記制御局に転送し、前記複数の基地局を介して前記制御局と前記端末局との通信を行う無線通信システムの基地局装置において、
   前記デジタル信号と前記アナログ信号の変換処理に必要なクロック信号を供給する第１の発振器と、
   第３の無線回線を介して、前記複数の基地局が共通に受信する信号から基準クロックまたは基準周波数または基準時刻の基準タイミングを取得する基準タイミング取得手段と、 前記第１の発振器のクロック信号と前記基準タイミングとに基づいて前記第１の発振器の周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段と、
   前記デジタル信号に対して前記周波数誤差推定手段で推定された周波数誤差をキャンセルする信号処理を行う周波数誤差補償手段と
   を備え、
   前記基準タイミング取得手段は、前記第３の無線回線を介して、ＧＰＳ（global positioning system ）または電波時計または放送電波の信号を受信し、前記基準クロックまたは前記基準時刻の基準タイミングを取得する構成である
   ことを特徴とする無線通信システムの基地局装置。
2. 請求項１に記載の無線通信システムの基地局装置において、
   前記制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、前記端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、
   前記周波数誤差推定手段は、前記第２の発振器の基準周波数と前記基準タイミングとに基づいて前記第２の発振器の周波数誤差を推定し、前記第１の発振器および前記第２の発振器のそれぞれの周波数誤差を加算した値を周波数誤差とする構成である
   ことを特徴とする無線通信システムの基地局装置。
3. 請求項１に記載の無線通信システムの基地局装置において、
   前記周波数誤差推定手段は、前記基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の前記第１の発振器のクロック信号をカウントし、当該時間差と当該カウント数から前記周波数誤差を推定する構成である
   ことを特徴とする無線通信システムの基地局装置。
4. 請求項２に記載の無線通信システムの基地局装置において、
   前記周波数誤差推定手段は、前記基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の前記第１の発振器のクロック信号および前記第２の発振器の波数をそれぞれカウントし、当該時間差と当該各カウント数からそれぞれの周波数誤差を推定する構成である
   ことを特徴とする無線通信システムの基地局装置。
5. 制御局と有線回線または第１の無線回線を介して接続される複数の基地局が、同一周波数チャネルの第２の無線回線を介してそれぞれ配下の端末局と接続し、前記制御局から送信されたデジタル信号を無線周波数のアナログ信号に変換して前記端末局に転送し、前記端末局から送信された無線周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換して前記制御局に転送し、前記複数の基地局を介して前記制御局と前記端末局との通信を行う無線通信システムの基地局装置の周波数誤差補償方法において、
   前記基地局装置は、前記デジタル信号と前記アナログ信号の変換処理に必要なクロック信号を供給する第１の発振器を備え、
   基準タイミング取得手段で、第３の無線回線を介して、前記複数の基地局が共通に受信する信号から基準クロックまたは基準周波数または基準時刻の基準タイミングを取得し、 周波数誤差推定手段で、前記第１の発振器のクロック信号と前記基準タイミングとに基づいて前記第１の発振器の周波数誤差を推定し、
   周波数誤差補償手段で、前記デジタル信号に対して前記周波数誤差推定手段で推定された周波数誤差をキャンセルする信号処理を行い、
   前記基準タイミング取得手段は、前記第３の無線回線を介して、ＧＰＳ（global positioning system ）または電波時計または放送電波の信号を受信し、前記基準クロックまたは前記基準時刻の基準タイミングを取得する
   ことを特徴とする基地局装置の周波数誤差補償方法。
6. 請求項５に記載の基地局装置の周波数誤差補償方法において、
   前記基地局装置は、前記制御局との通信に用いるベースバンドまたは中間周波数の信号と、前記端末局との通信に用いる無線周波数の信号との周波数変換に必要な基準周波数を供給する第２の発振器を備え、
   前記周波数誤差推定手段は、前記第２の発振器の基準周波数と前記基準タイミングとに基づいて前記第２の発振器の周波数誤差を推定し、前記第１の発振器および前記第２の発振器のそれぞれの周波数誤差を加算した値を周波数誤差とする
   ことを特徴とする基地局装置の周波数誤差補償方法。
7. 請求項５に記載の基地局装置の周波数誤差補償方法において、
   前記周波数誤差推定手段は、前記基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の前記第１の発振器のクロック信号をカウントし、当該時間差と当該カウント数から前記周波数誤差を推定する
   ことを特徴とする基地局装置の周波数誤差補償方法。
8. 請求項６に記載の基地局装置の周波数誤差補償方法において、
   前記周波数誤差推定手段は、前記基準タイミングから得られる所定の時間差を設定し、その間の前記第１の発振器のクロック信号および前記第２の発振器の波数をそれぞれカウントし、当該時間差と当該各カウント数からそれぞれの周波数誤差を推定する
   ことを特徴とする基地局装置の周波数誤差補償方法。

Images