JP5515484B2 - Current feedback type power source and charged particle beam device - Google Patents

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本発明は、電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置に関する。   The present invention relates to a current feedback power source and a charged particle beam apparatus using the current feedback power source as a sweep power source.

ＳＥＭやＥＰＭＡなどの電子線を用いた分析装置、電子線照射装置、収束イオンビーム照射装置等の荷電粒子線装置は、電子線やイオンビーム等の荷電粒子線を発生する荷電粒子源を備え、この荷電粒子源から荷電粒子線を照射対象に走査する。荷電粒子線を照射対象の所定領域に走査するために走査コイル（偏向コイル）が設けられている。この走査コイルに鋸波の走査電流を流すために、従来は、電圧帰還型の定電流回路が用いられていた。   A charged particle beam apparatus such as an SEM or EPMA using an electron beam, an electron beam irradiation apparatus, a focused ion beam irradiation apparatus, or the like includes a charged particle source that generates a charged particle beam such as an electron beam or an ion beam. The charged particle beam is scanned from the charged particle source to the irradiation target. A scanning coil (deflection coil) is provided to scan the charged particle beam to a predetermined area to be irradiated. Conventionally, a voltage feedback type constant current circuit has been used to supply a sawtooth scanning current to the scanning coil.

例えば、ＳＥＭでは電子線を試料表面でＸ、Ｙの２方向に走査させるため、走査コイル（偏向コイル）が集束レンズと対物レンズとの間にある。試料（照射対象）上での電子線の走査と同期してＣＲＴビーム（ラスター）が走査されるが、この照射対象面上での電子線の走査幅とＣＲＴのビーム走査幅の比がＳＥＭの倍率になる。したがって照射対象面上での電子線の走査領域が広くなれば低倍率になり、逆に狭くなれば高倍率が得られる。このように、走査領域を制御することにより倍率が変更されるので、走査コイルに流す走査電流は広いダイナミックレンジが要求される。   For example, in the SEM, an electron beam is scanned in the X and Y directions on the sample surface, so that a scanning coil (deflection coil) is located between the focusing lens and the objective lens. The CRT beam (raster) is scanned in synchronization with the scanning of the electron beam on the sample (irradiation target). The ratio of the scanning width of the electron beam on the irradiation target surface to the beam scanning width of the CRT is SEM. It becomes a magnification. Therefore, if the scanning region of the electron beam on the irradiation target surface becomes wide, the magnification becomes low, and conversely, if it becomes narrow, a high magnification is obtained. As described above, since the magnification is changed by controlling the scanning region, a wide dynamic range is required for the scanning current flowing through the scanning coil.

しかしながら、ゲインと周波数帯域幅の積（ＧＢ積）は一定であるので、従来の電圧帰還型定電流回路において、走査電流値を大きくするために、ゲインを大きくすると、周波数帯域幅が低くなり、走査速度が低下し、電圧帰還型定電流回路が発振し易くなる。又、従来の電圧帰還型定電流回路において、高ゲイン又は高周波になると、位相余裕が少なくなって発振し易くなる。したがって従来の電圧帰還型定電流回路にゲイン切り替え機能を備えた場合は、高ゲイン又は高周波になるとシステムが不安定になってしまうから、ゲイン切り替え機能のダイナミックレンジに制限があった。   However, since the product of gain and frequency bandwidth (GB product) is constant, in the conventional voltage feedback constant current circuit, increasing the gain to increase the scanning current value decreases the frequency bandwidth. The scanning speed is reduced, and the voltage feedback type constant current circuit is liable to oscillate. Further, in the conventional voltage feedback constant current circuit, when the gain is high or the frequency is high, the phase margin is reduced and the oscillation becomes easy. Therefore, when the gain switching function is provided in the conventional voltage feedback type constant current circuit, the system becomes unstable at a high gain or a high frequency, so that the dynamic range of the gain switching function is limited.

更に、非電圧帰還型定電流回路の場合は、ポールの発生箇所が多く、温度の変化により発振し易くなり、発振防止の位相補償を行うと、波形が歪んでしまう問題があった。   Further, in the case of the non-voltage feedback type constant current circuit, there are many places where poles are generated, and it becomes easy to oscillate due to temperature change, and there is a problem that the waveform is distorted if phase compensation for preventing oscillation is performed.

本発明は、高ゲイン又は高周波になっても安定した動作を行うことが可能で、ポールの発生箇所が少なく、発振防止の位相補償を行う必要がない電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置を提供することを目的とする。   The present invention provides a current feedback type power supply that can perform stable operation even at high gain or high frequency, has few poles, and does not need to perform phase compensation for preventing oscillation, and the current feedback type power supply An object of the present invention is to provide a charged particle beam apparatus using a power source as a sweep power source.

上記目的を鑑み、本発明の第１の様態は、（イ）走査信号を入力して、走査信号を反転した信号を出力する入力部と、（ロ）入力端子を入力部に接続し、帰還端子を負荷の第１端子に接続し、出力端子を負荷の第２端子に接続し、帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、（ハ）第１端子と接地電位間に接続され、負荷に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを備えるとともに、電流帰還部が、帰還端子に接続される帰還ノードを有し、入力端子から走査信号を反転した信号を入力し、帰還ノードの電位を入力端子の電位に等しくするために、正電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を入力端子に接続した第１のトランジスタと、負電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を入力端子に接続した第２のトランジスタと、ベース端子を第１のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗を介して帰還端子に接続した第３のトランジスタと、ベース端子を第２のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗を介して帰還端子に接続した第４のトランジスタとを備えた電圧伝達回路と、帰還ノードに第１の基準電流を流す電流経路と、第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路と、帰還ノードを経由して流入する第２の基準電流を流す電流経路と、第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路と、第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードと、第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノード間に接続され、第１のミラー電流の一部を入力して、入力ノードと出力ノード間に一定の電位を生成する定電圧回路と、入力ノードと出力ノード間に接続され、第１のミラー電流の残余を入力し、ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子から負荷の第２端子に供給し、増幅した電流の残余を減幅して第２のカレントミラー回路に出力する電流循環回路とを備え、走査信号のパターンに対応した電流を負荷に流す電流帰還型電源であることを要旨とする。 In view of the above object, a first aspect of the present invention is connected (a) by inputting a scanning signal, an input unit for outputting a signal obtained by inverting the scan signals, the input unit (B) input terminal, a feedback A current feedback section for connecting the terminal to the first terminal of the load, connecting the output terminal to the second terminal of the load, and zeroing the feedback current fed back from the feedback terminal; and (c) between the first terminal and the ground potential. is connected to, Rutotomoni a gain switching unit that switches the magnitude of the current flowing through the load stepwise, the current feedback unit has a feedback node connected to the feedback terminal, the inverted scanning signal from the input terminal In order to input a signal and make the potential of the feedback node equal to the potential of the input terminal, a first transistor having a collector terminal to which a positive voltage is supplied and having an emitter terminal connected to the input terminal is supplied with a negative voltage. Has a collector terminal and an emitter A second transistor having a child connected to the input terminal, a base terminal connected to the base terminal of the first transistor, a collector terminal connected to a current path through which the first reference current flows, and an emitter terminal connected to the first feedback A third transistor connected to the feedback terminal via the node resistor, a base terminal connected to the base terminal of the second transistor, a collector terminal connected to a current path through which the second reference current flows, and an emitter terminal connected to the second terminal A voltage transmission circuit including a fourth transistor connected to a feedback terminal via two feedback node resistors, a current path for passing a first reference current to the feedback node, and a first current equal to the first reference current A first current mirror circuit having a current path through which a mirror current flows; a current path through which a second reference current flowing in via the feedback node; and a second mirror equal to the second reference current A second current mirror circuit having a current path for passing a current; an input node connected to the current path for passing a first mirror current; and an output node connected to a current path for passing a second mirror current. A constant voltage circuit that inputs a part of the first mirror current and generates a constant potential between the input node and the output node, and is connected between the input node and the output node. The remainder is input, the remainder of the mirror current is amplified, a part of the amplified current is supplied from the output terminal to the second terminal of the load, and the remainder of the amplified current is reduced and output to the second current mirror circuit And a current feedback circuit for supplying a current corresponding to the pattern of the scanning signal to the load.

本発明の第２の様態は、（イ）荷電粒子源と、（ロ）荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系と、（ハ）集束させられた荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイルと、（ニ）照射対象を搭載し、照射対象上の所望の位置に荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージと、（ホ）走査コイルに走査電流を供給するスイープ電源とを備える荷電粒子線装置であることを要旨とする。この荷電粒子線装置のスイープ電源は、走査信号を入力して、走査信号を反転した信号を出力する入力部と、入力端子を入力部に接続し、帰還端子を走査コイルの第１端子に接続し、出力端子を走査コイルの第２端子に接続し、帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、第１端子と接地電位間に接続され、走査コイルに流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを有し、走査信号のパターンに対応した電流を走査コイルに流す電流帰還型電源であり、電流帰還部が、帰還端子に接続される帰還ノードを有し、入力端子から走査信号を反転した信号を入力し、帰還ノードの電位を入力端子の電位に等しくするために、正電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を入力端子に接続した第１のトランジスタと、負電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を入力端子に接続した第２のトランジスタと、ベース端子を第１のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗を介して帰還端子に接続した第３のトランジスタと、ベース端子を第２のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗を介して帰還端子に接続した第４のトランジスタとを備えた電圧伝達回路と、帰還ノードに第１の基準電流を流す電流経路と、第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路と、帰還ノードを経由して流入する第２の基準電流を流す電流経路と、第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路と、第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードと、第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノード間に接続され、第１のミラー電流の一部を入力して、入力ノードと出力ノード間に一定の電位を生成する定電圧回路と、入力ノードと出力ノード間に接続され、第１のミラー電流の残余を入力し、ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子から走査コイルの第２端子に供給し、増幅した電流の残余を減幅して第２のカレントミラー回路に出力する電流循環回路とを備えている。 The second aspect of the present invention includes (a) a charged particle source, (b) a focusing lens system that focuses the charged particle beam emitted from the charged particle source, and (c) irradiation of the focused charged particle beam. A scanning coil that scans a predetermined area on the target; (d) a stage that is mounted with an irradiation target and is movable so that a charged particle beam is irradiated to a desired position on the irradiation target; The gist of the present invention is a charged particle beam apparatus including a sweep power source for supplying a scanning current. The sweep power supply of this charged particle beam apparatus has an input unit for inputting a scanning signal and outputting a signal obtained by inverting the scanning signal, an input terminal connected to the input unit, and a feedback terminal connected to the first terminal of the scanning coil. The output terminal is connected to the second terminal of the scanning coil, the current feedback unit for zeroing the feedback current fed back from the feedback terminal, and the current flowing through the scanning coil is connected between the first terminal and the ground potential. A current switching type power source that supplies a current corresponding to the pattern of the scanning signal to the scanning coil, and the current feedback unit has a feedback node connected to the feedback terminal. In order to input a signal obtained by inverting the scanning signal from the input terminal and to make the potential of the feedback node equal to the potential of the input terminal, the collector terminal to which a positive voltage is supplied is provided, and the emitter terminal is connected to the input terminal. 1 A transistor having a collector terminal to which a negative voltage is supplied, an emitter terminal connected to the input terminal, a base terminal connected to the base terminal of the first transistor, and a collector terminal connected to the first reference A third transistor having an emitter terminal connected to the feedback terminal via the first feedback node resistor, a base terminal connected to the base terminal of the second transistor, and a collector terminal connected to the current path through which current flows; A voltage transmission circuit including a fourth transistor connected to a current path through which a reference current of 2 flows and having an emitter terminal connected to the feedback terminal via a second feedback node resistor; and a first reference current at the feedback node A first current mirror circuit having a current path through which a current flows and a current path through which a first mirror current equal to the first reference current flows, and a second current flowing in via a feedback node A second current mirror circuit having a current path through which a reference current flows and a current path through which a second mirror current equal to the second reference current flows; and an input node connected to the current path through which the first mirror current flows And a constant voltage that is connected between the output nodes connected to the current path through which the second mirror current flows, inputs a part of the first mirror current, and generates a constant potential between the input node and the output node. The circuit is connected between the input node and the output node, inputs the remainder of the first mirror current, amplifies the remainder of the mirror current, and supplies a part of the amplified current from the output terminal to the second terminal of the scanning coil And a current circulation circuit for reducing the remainder of the amplified current and outputting it to the second current mirror circuit.

本発明によれば、高ゲイン又は高周波になっても安定した動作を行うことが可能で、ポールの発生箇所が少なく、発振防止の位相補償を行う必要がない電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to perform a stable operation even at a high gain or high frequency, there are few occurrences of poles, and there is no need to perform phase compensation for preventing oscillation, and this current feedback It is possible to provide a charged particle beam apparatus using a mold power source as a sweep power source.

本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の回路ブロック表示した構成図である。It is the block diagram which displayed the circuit block of the current feedback type power supply concerning embodiment of this invention. 図１に回路ブロック表示して示した電流帰還型電源の第１の具体的回路例を示す構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram showing a first specific circuit example of the current feedback type power supply shown as a circuit block in FIG. 1. 本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の入力部に入力さえる入力信号のパターンの例を示す図である。It is a figure which shows the example of the pattern of the input signal input into the input part of the current feedback type power supply which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の入力部の内部構成を、例示的に説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of the input part of the current feedback type power supply concerning an embodiment of the invention exemplarily. 図１に回路ブロック表示して示した電流帰還型電源の第２の具体的回路例を示す構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram showing a second specific circuit example of the current feedback type power supply shown as a circuit block in FIG. 1.

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。   Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic, and the relationship between the thickness and the planar dimensions, the ratio of the thickness of each layer, and the like are different from the actual ones. Therefore, specific thicknesses and dimensions should be determined in consideration of the following description. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.

又、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。   Further, the following embodiments exemplify apparatuses and methods for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention includes the material, shape, structure, The layout is not specified as follows. The technical idea of the present invention can be variously modified within the technical scope described in the claims.

（電流帰還型電源の回路ブロック表示）
図１に示したように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源は、入力信号を入力して、入力信号を反転した信号を出力する入力部１と、入力端子INを入力部１に接続し、帰還端子FBを負荷４の第１端子N4に接続し、出力端子OUTを負荷４の第２端子N3に接続し、帰還端子FBから帰還される帰還電流ＩFをゼロにする電流帰還部２と、第１端子N4と接地電位間に接続され、負荷４に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部３とを備え、入力信号のパターンに対応した電流を負荷４に流す。入力部１は、所定の電流パターンを有する入力信号を反転した信号を出力する。「所定の電流パターン」とは、負荷４に供給しようとするパターンに対応して決められる。例えば、荷電粒子線装置などで照射対象の表面に荷電粒子線を走査するために、図３に示すような鋸波のパターンを持つ信号が必要になるが、鋸波のパターンは一例であり、荷電粒子線を走査する以外の目的であれば、当業者が様々のパターンを設定可能である。入力部１は、外部から図３に示すような鋸波の入力信号を受信するように構成しても良いが、図４に示すように、発振器１１と電源１２を内蔵し、発振器１１の出力と電源１２の出力とをアナログ乗算器（混合器）１３で乗算して鋸波を生成するように構成することもできる。 (Circuit block display of current feedback type power supply)
As shown in FIG. 1, the current feedback type power supply according to the embodiment of the present invention includes an input unit 1 that inputs an input signal and outputs a signal obtained by inverting the input signal, and an input terminal IN that is an input unit 1. connected to, and connecting the feedback terminal FB to a first terminal N4 of the load 4, and connects the output terminal OUT to the second terminal N3 of the load 4, the feedback current I F fed back from the feedback terminal FB to zero current A feedback unit 2 and a gain switching unit 3 connected between the first terminal N4 and the ground potential and switching the magnitude of the current flowing through the load 4 in stages are provided to the load 4 with a current corresponding to the pattern of the input signal. Shed. The input unit 1 outputs a signal obtained by inverting an input signal having a predetermined current pattern. The “predetermined current pattern” is determined corresponding to the pattern to be supplied to the load 4. For example, in order to scan a charged particle beam on a surface to be irradiated with a charged particle beam apparatus or the like, a signal having a sawtooth pattern as shown in FIG. 3 is required, but the sawtooth pattern is an example, Various patterns can be set by those skilled in the art for purposes other than scanning a charged particle beam. The input unit 1 may be configured to receive an input signal of a sawtooth wave as shown in FIG. 3 from the outside. However, as shown in FIG. And an output of the power supply 12 may be multiplied by an analog multiplier (mixer) 13 to generate a sawtooth wave.

図１に示すように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の電流帰還部２は、帰還端子FBに接続される帰還ノードＢを有し、入力端子INから入力信号を反転した信号を入力し、帰還ノードＢの電位を入力端子INの電位に等しくする電圧伝達回路２１と、帰還ノードＢに第１の基準電流Ｉ1aを流す電流経路と、第１の基準電流Ｉ1aに等しい第１のミラー電流Ｉ1bを流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路２２と、帰還ノードＢを経由して流れる第２の基準電流Ｉ2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ2aに等しい第２のミラー電流Ｉ2bを流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路２３と、第１のミラー電流Ｉ1bを流す電流経路に接続された入力ノードＤと、第２のミラー電流Ｉ2bを流す電流経路に接続された出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流Ｉ1bの一部を入力して、入力ノードＤと出力ノードＥ間に一定の電位を生成する定電圧回路２４と、入力ノードＤＩ1bと出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流Ｉ1bの残余を入力し、第１のミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子OUTから負荷４の第２端子N3に供給し、増幅した電流の残余を第２のカレントミラー回路２３に出力する電流循環回路２５とを備える。図１において、電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５はその機能に従って区分したものであり、必ず物理的に区分されるわけではない。電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５は、同一の半導体チップ上に集積させることもできる。 As shown in FIG. 1, a current feedback unit 2 of a current feedback type power supply according to an embodiment of the present invention has a feedback node B connected to a feedback terminal FB, and is a signal obtained by inverting an input signal from an input terminal IN. enter a, a voltage transfer circuit 21 to equalize the potential of the feedback node B to the potential of the input terminal iN, a current path flowing a first reference current I 1a to the feedback node B, equal to the first reference current I 1a A first current mirror circuit 22 having a current path through which the first mirror current I 1b flows; a current path through which the second reference current I 2a flowing through the feedback node B; and a second reference current I A second current mirror circuit 23 having a current path through which a second mirror current I 2b equal to 2a flows, an input node D connected to the current path through which the first mirror current I 1b flows, and a second mirror output node E which is connected to a current path flowing a current I 2b Is connected to, by entering part of the first mirror current I 1b, a constant voltage circuit 24 for generating a constant potential between the input node D and an output node E, between the input nodes DI 1b output node E Connected, inputs the remainder of the first mirror current I 1b , amplifies the remainder of the first mirror current, supplies a part of the amplified current from the output terminal OUT to the second terminal N 3 of the load 4, and amplifies And a current circulation circuit 25 for outputting the remaining current to the second current mirror circuit 23. In FIG. 1, the voltage transmission circuit 21, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit 25 are divided according to their functions, and must be physically divided. It is not done. The voltage transmission circuit 21, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit 25 can be integrated on the same semiconductor chip.

電流帰還部２は、入力部１から受信した入力信号の電圧、即ち所定のパターンの情報をゲイン切り替え部３に伝える一方、入力信号の電流は伝わないように動作する。又、電流帰還部２は、負荷４の第２端子N4を介して負荷４に電流を、出力端子OUTを介して供給する電流源としても動作する。本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の電流帰還部２の動作を実行させるための具体的な例は、以下に説明するものに限られず、既存の素子やモジュールなどを組み合わせて多様な形態で実現することができる。   The current feedback unit 2 transmits the voltage of the input signal received from the input unit 1, that is, information on a predetermined pattern to the gain switching unit 3, while operating so that the current of the input signal is not transmitted. The current feedback unit 2 also operates as a current source that supplies current to the load 4 via the second terminal N4 of the load 4 via the output terminal OUT. Specific examples for executing the operation of the current feedback unit 2 of the current feedback type power supply according to the embodiment of the present invention are not limited to those described below, but various combinations of existing elements and modules are possible. It can be realized in the form.

以下において、電流帰還部２に含まれた電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５の動作を説明するが、電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５の動作は多様な具体例や変形例により実現されることができる。電圧伝達回路２１は、入力部１から入力信号を受信し、入力信号の電流は遮断しながら、入力信号の電位のみが帰還ノードＢに現われるように動作する。即ち、入力信号の電位と同じ電位が帰還ノードＢに現われるようになり、帰還ノードＢへは入力信号の電流が流入されない。帰還ノードＢは、帰還端子FBを介して、負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣに直接接続されているので、出力ノードＣは帰還ノードＢと実質的に同じ電位を有する。結局、負荷４の第１端子N3は入力信号の電位を有することになる。   Hereinafter, operations of the voltage transmission circuit 21, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit 25 included in the current feedback unit 2 will be described. The operations of the transmission circuit 21, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit 25 can be realized by various specific examples and modifications. The voltage transmission circuit 21 receives the input signal from the input unit 1 and operates so that only the potential of the input signal appears at the feedback node B while cutting off the current of the input signal. That is, the same potential as the potential of the input signal appears at the feedback node B, and the current of the input signal does not flow into the feedback node B. Since the feedback node B is directly connected to the output node C connected to the first terminal N3 of the load 4 via the feedback terminal FB, the output node C has substantially the same potential as the feedback node B. Eventually, the first terminal N3 of the load 4 has the potential of the input signal.

負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣからゲイン切り替え部３へ流れる電流ＩＣは、ゲイン切り替え部３の抵抗値が一定であれば、出力ノードＣの電位に比例する。即ち、電流ＩCは入力信号の電位パターンと同じパターンを有する。負荷４からの電流ＩＬとゲイン切り替え部３への電流ＩCとが実質的に同じＩL＝ＩCであると、入力信号のパターンに対応するパターンの電流を負荷４に流すことが可能になる。それで、帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩFが実質的にゼロ（ＩF＝０）になる必要がある。帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩF＝０になるようにするためには、帰還ノードＢへ流入する電流Ｉ1aと、帰還ノードＢから流出する電流Ｉ2aとが実質的に同じＩ1a＝Ｉ2aにならなければならない。このため、流入電流Ｉ1aと流出電流Ｉ2aとが実質的に同じになるように、第１のカレントミラー回路２２と，第２のカレントミラー回路２３と，定電圧回路２４と、電流循環回路２５とが動作する。 Current I C which flows from the connected output node C to the first terminal N3 of the load 4 to the gain switching unit 3, if the resistance value of the gain switching unit 3 is constant, is proportional to the potential of the output node C. That is, the current I C has the same pattern as the potential pattern of the input signal. When the current I L from the load 4 and the current I C to the gain switching unit 3 are substantially the same I L = I C , a current having a pattern corresponding to the pattern of the input signal can be supplied to the load 4. become. Therefore, the feedback current I F fed back from the output node C to the feedback node B through the feedback terminal FB needs to be substantially zero (I F = 0). In order to make the feedback current I F = 0 fed back from the output node C to the feedback node B via the feedback terminal FB, the current I 1a flowing into the feedback node B and flowing out from the feedback node B The current I 2a must be substantially the same I 1a = I 2a . Therefore, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit are set so that the inflow current I 1a and the outflow current I 2a are substantially the same. 25 operates.

第１のカレントミラー回路２２において、帰還ノードＢを経由して第１の基準電流Ｉ1aを流す電流経路と、第１の基準電流Ｉ1aに等しい第１のミラー電流Ｉ1bを、入力ノードＤを経由して流す電流経路の二つの電流経路が備えられている。即ち、

Ｉ1b＝Ｉ1a ……（１）

である。入力ノードＤと出力ノードＥの間に、定電圧回路２４と電流循環回路２５とが並列に接続されている。定電圧回路２４は入力ノードＤと出力ノードＥの間に一定の電位を生成するので、定電圧回路２４を通る電流ＩMは一定である。したがって入力ノードＤから電流循環回路２５へ流れる電流ＩDと、電流循環回路２５から出力ノードＥへ流れる電流ＩEとが実質的に同じＩD＝ＩEになると、第１のカレントミラー回路２２での電流Ｉ1bと第２のカレントミラー回路２３での電流Ｉ2bとが実質的に同じＩ1b＝Ｉ2bになる。 In the first current mirror circuit 22, a current path through which the first reference current I 1a flows via the feedback node B and a first mirror current I 1b equal to the first reference current I 1a are connected to the input node D There are two current paths, current paths that flow through the. That is,

I 1b = I 1a (1)

It is. A constant voltage circuit 24 and a current circulation circuit 25 are connected in parallel between the input node D and the output node E. Since the constant voltage circuit 24 generates a constant potential between the input node D and the output node E, the current I M passing through the constant voltage circuit 24 is constant. Therefore the current I D flowing from the input node D to a current circulation circuit 25, when the current I E that flows from the current circulating circuit 25 to the output node E becomes substantially the same I D = I E, the first current mirror circuit 22 The current I 1b at the second current mirror circuit 23 and the current I 2b at the second current mirror circuit 23 are substantially the same, I 1b = I 2b .

しかし、電流循環回路２５では、負荷４に電流ＩLを供給するので、電流ＩDと電流ＩEとは、

ＩE＝ＩD−ＩL ……（２）

の関係になる。ここで、

ＩE ≒ ＩD ……（３）

と近似できるためには、ＩLがＩDより無視できるほど十分小さい必要がある。電流循環回路２５は、入力電流ＩDを十分大きい係数の乗算により増幅してから負荷４に電流を供給し、その後、同一な係数による除算により減幅して出力する。電流循環回路２５の増幅係数Ａを考慮すると、（２）式は、

ＩＥ＝ＩD−ＩL/Ａ ……（４）

となる。仮に、増幅係数Ａが１００とすると、電流ＩDと電流ＩEとの差分はＩL/１００となるので、増幅係数が大きければ大きいほどその差分は小さくなる。出力ノードＥにおいて、電流関係は、

Ｉ2b＝ＩM+ＩE ……（４）

となり、入力ノードＤにおいて、電流関係は、

Ｉ1b＝ＩＭ+ＩＤ ……（５）

となる。第２のカレントミラー回路２３には、帰還ノードＢを経由して流入する第２の基準電流Ｉ2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ2aに等しい第２のミラー電流Ｉ2bが、出力ノードＥを経由して流入する電流経路の二つの電流経路が備えられている。したがって流入電流Ｉ2bと実質的に同じ電流Ｉ2aが帰還ノードＢに接続された電流経路に流れる：

Ｉ2b＝Ｉ2a ……（６）

又、電流帰還部２において、電流循環回路２５の増幅係数をＡとすると、

Ｉ1a＝Ｉ2a−ＩＬ/Ａ ……（７）

となるので、増幅係数Ａが十分大きくなれば、ＩＬ/Ａは無視できるほど小さくなり、

Ｉ1a≒Ｉ2a ……（８）

と近似できるので、帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩFは実質的にゼロとなる。よって、負荷４に流れる電流ＩLは、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCに等しくなる。即ち、

ＩL≒ＩC ……（９）

で近似できる。 However, since the current circulation circuit 25 supplies the current IL to the load 4, the current ID and current IE are

I E = I D −I L (2)

It becomes a relationship. here,

I E ≒ I D ...... (3)

In order to be able to approximate, I L needs to be sufficiently small to be negligible than I D. The current circulation circuit 25 amplifies the input current ID by multiplying a sufficiently large coefficient, supplies the current to the load 4, and then reduces and outputs the current by division by the same coefficient. Considering the amplification coefficient A of the current circulation circuit 25, the equation (2) is

I E = I D -I L / A ...... (4)

It becomes. If the amplification coefficient A is 100, the difference between the current ID and the current IE is I L / 100. Therefore, the larger the amplification coefficient, the smaller the difference. At the output node E, the current relationship is

I 2b = I M + I E (4)

At the input node D, the current relationship is

I 1b = I M + I D (5)

It becomes. The second current mirror circuit 23 has a current path through which the second reference current I 2a flowing through the feedback node B flows, and a second mirror current I 2b equal to the second reference current I 2a , Two current paths, that is, a current path that flows in through the output node E, are provided. Accordingly inflow current I 2b substantially the same current I 2a flows through the current path connected to the feedback node B:

I 2b = I 2a (6)

Further, in the current feedback unit 2, if the amplification coefficient of the current circulation circuit 25 is A,

I 1a = I 2a -I L / A ...... (7)

Therefore, if the amplification factor A becomes sufficiently large, I L / A becomes negligibly small,

I 1a ≒ I 2a ...... (8)

Since can be approximated as, to return a Node B, the feedback current I F fed back from the output node C through the feedback terminal FB is substantially zero. Therefore, the current I L flowing through the load 4 is equal to the current I C flowing through the gain switching unit 3. That is,

I L ≒ I C ...... (9)

Can be approximated by

ゲイン切り替え部３は、例えば、複数のスイッチと、対応する複数の検出抵抗を、それぞれ対として並列回路を構成するようにすれば良い。即ち、第１のスイッチが第１の検出抵抗に接続され、第１のスイッチに並列接続される第２のスイッチが第１の検出抵抗より大きな抵抗値の第２の検出抵抗に接続され、第２のスイッチに並列接続される第３のスイッチが第２の検出抵抗より大きな抵抗値の第３の検出抵抗に接続され、第３のスイッチに並列接続される第４のスイッチが第３の検出抵抗より大きな抵抗値の第４の検出抵抗に接続され、…、第（ｎ−１）のスイッチに並列接続される第ｎのスイッチが第（ｎ−１）の検出抵抗より大きな抵抗値の第ｎの検出抵抗に接続されるように並列回路を構成すれば良い（ｎは２以上の整数である。）。複数のスイッチにそれぞれ接続されない側の検出抵抗の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の出力端子N2に接続され、この出力端子N2は接地されている。又、複数の検出抵抗にそれぞれ接続されない側の複数のスイッチの端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の入力端子N1に接続され、この入力端子N1は出力ノードＣに接続され、出力ノードＣからゲイン切り替え部３へ電流ＩCが供給される。例えば、第２の検出抵抗の抵抗値を第１の検出抵抗より大きな抵抗値の値、例えば、第1の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、第３の検出抵抗の抵抗値を第２の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、第４の検出抵抗の抵抗値を第３の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、…、第ｎの検出抵抗の抵抗値を第（ｎ−１）の検出抵抗の抵抗値の１０倍にすれば、第1、第２、…第ｎのスイッチを切り替えることにより、ゲイン切り替え部３に流れる電流ＩCを１０倍変えることが可能になり、式（９）から、負荷４に流れる電流ＩLを１０倍毎に切り替えることができるので、負荷４に流れる電流ＩLのダイナミックレンジを大きくすることが可能になる。 For example, the gain switching unit 3 may configure a parallel circuit with a plurality of switches and a corresponding plurality of detection resistors as pairs. That is, the first switch is connected to the first detection resistor, the second switch connected in parallel to the first switch is connected to the second detection resistor having a larger resistance value than the first detection resistor, A third switch connected in parallel to the second switch is connected to a third detection resistor having a larger resistance value than the second detection resistor, and a fourth switch connected in parallel to the third switch is the third detection. The nth switch connected in parallel to the (n−1) th switch is connected to the fourth detection resistor having a resistance value greater than the resistance, and the nth switch has a resistance value greater than the (n−1) th detection resistor. A parallel circuit may be configured to be connected to n detection resistors (n is an integer of 2 or more). The terminals of the detection resistors on the side not connected to the plurality of switches are connected in common and connected to the output terminal N2 of the gain switching unit 3, and the output terminal N2 is grounded. Further, the terminals of the plurality of switches on the side not connected to the plurality of detection resistors are connected in common and connected to the input terminal N1 of the gain switching unit 3, and this input terminal N1 is connected to the output node C and the output node C. the current I C is supplied from the gain switching unit 3. For example, the resistance value of the second detection resistor is set to a value larger than the first detection resistor, for example, 10 times the resistance value of the first detection resistor, and the resistance value of the third detection resistor is set to the second value. The resistance value of the nth detection resistor is made ten times the resistance value of the detection resistor, the resistance value of the fourth detection resistor is made ten times the resistance value of the third detection resistor,... If the resistance value of the detection resistor is 10 times, the current I C flowing through the gain switching unit 3 can be changed 10 times by switching the first, second,..., Nth switches. from), since the current I L flowing through the load 4 can be switched every 10 times, it is possible to increase the dynamic range of the current I L flowing through the load 4.

（第１の具体的回路例）
図２に示したように、第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、図１において回路ブロック表示した電流帰還型電源と同様に、入力部１、電流帰還部２、ゲイン切り替え部３，及び負荷４を備え、電流帰還部２は、電圧伝達回路２１、第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５ａを有する。入力部１は、外部から図３に示すような鋸波の入力信号を受信するように構成しても良いが、図４に示すように、発振器１１と電源１２を内蔵し、発振器１１の出力と電源１２の出力とをアナログ乗算器（混合器）１３で乗算して鋸波を生成するように構成することもできる。本発明の第１の具体的回路例において、入力部１は図４に示すように、抵抗器Ｒ１の一端に入力される入力信号Ｖinを反転して出力する反転回路（Ｒ１，Ｒ２，１４）を有する。抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びオペレーショナル増幅器１４からなる反転回路の出力Ｖoutは：

Ｖout＝−Ｒ２／Ｒ１・Ｖin ……（１０）

で示される。式（１０）から、Ｒ１＝Ｒ２であれば、入力信号Ｖinを増幅しないで、その波形のみを反転して、入力部１の出力端子Ｏiに出力することとなる。例えば、Ｒ１＝Ｒ２＝１０ｋΩ程度の値を採用可能である。図４に示した発振器１１、電源１２、アナログ乗算器（混合器）１３や反転回路（Ｒ１，Ｒ２，１４）などは、所定のパターンの入力信号を得るための入力部１の一例に過ぎない。希望のパターンによって入力部１の構成もそれに応じて設計することができる。 (First specific circuit example)
As shown in FIG. 2, the current feedback type power supply according to the first specific circuit example is similar to the current feedback type power supply shown in the circuit block in FIG. 1 as input unit 1, current feedback unit 2, and gain switching unit. 3 and a load 4, and the current feedback unit 2 includes a voltage transmission circuit 21, a first current mirror circuit 22, a second current mirror circuit 23, a constant voltage circuit 24, and a current circulation circuit 25a. The input unit 1 may be configured to receive an input signal of a sawtooth wave as shown in FIG. 3 from the outside. However, as shown in FIG. And an output of the power supply 12 may be multiplied by an analog multiplier (mixer) 13 to generate a sawtooth wave. In a first specific circuit example of the present invention, the input unit 1, as shown in FIG. 4, resistor inverting circuit inverts and outputs the input signal V in input to one terminal of R1 (R1, R2,14 ). The output V out of the inverting circuit consisting of resistors R1, R2 and operational amplifier 14 is:

V out = −R2 / R1 / V in (10)

Indicated by From equation (10), if R1 = R2, without amplifying the input signal V in, by inverting only the waveform, so that the output to the output terminal O i of the input section 1. For example, a value of about R1 = R2 = 10 kΩ can be adopted. The oscillator 11, the power source 12, the analog multiplier (mixer) 13, the inverting circuit (R1, R2, 14), and the like illustrated in FIG. 4 are merely examples of the input unit 1 for obtaining an input signal having a predetermined pattern. . Depending on the desired pattern, the configuration of the input unit 1 can be designed accordingly.

図２に示すように、電圧伝達回路２１は、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を入力端子INに接続した第１のトランジスタＴｒ１と、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を入力端子INに接続した第２のトランジスタＴｒ２と、ベース端子を第１のトランジスタＴｒ１のベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗Ｒ７を介して帰還端子FBに接続した第３のトランジスタＴｒ３と、ベース端子を第２のトランジスタＴｒ２のベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗Ｒ８を介して帰還端子FBに接続した第４のトランジスタＴｒ４を備える。入力部１の出力端子Ｏiより出力された信号Ｖoutは、電流帰還部２の入力端子INを介して、電流帰還部２の電圧伝達回路２１に伝わり、Ｒ１＝Ｒ２であれば、電圧伝達回路２１の入力ノードＡは入力部１からの信号の電位Ｖout＝Ｖinとなる。トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３はベース端子を共通しているので、トランジスタ（第１のトランジスタ）Ｔｒ１及びトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｔｒ３のトランジスタの特性が同一であれば、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３のエミッタ端子の電圧も同じになる。一般的にベース・エミッタ間電圧は約０．７Ｖ程度である。電圧伝達回路２１のトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｔｒ２及びトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｔｒ４もベース端子を共通しているので、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ４のエミッタ端子の電圧は同じになる。トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２のエミッタ端子は共に入力ノードＡに接続しているので、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の両方のエミッタ端子は共に入力ノードＡと同電位になる。したがって帰還ノードＢは入力ノードＡと同電位Ｖout＝Ｖin となり、帰還ノードＢと、負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣの間に電圧を昇降する素子がないので、出力ノードＣの電位ＶCもＶC＝Ｖinになる。 As shown in FIG. 2, the voltage transmission circuit 21 has a collector terminal connected to the positive power source + HV side, a first transistor Tr1 having an emitter terminal connected to the input terminal IN, and a collector terminal connected to the negative power source −HV side. The emitter terminal is connected to the input terminal IN, the base terminal is connected to the base terminal of the first transistor Tr1, the collector terminal is connected to the current path through which the first reference current flows, and the emitter A third transistor Tr3 whose terminal is connected to the feedback terminal FB via the first feedback node resistor R7, a base terminal is connected to the base terminal of the second transistor Tr2, and a second reference current is passed through the collector terminal. A fourth transistor Tr4 is provided which is connected to the current path and whose emitter terminal is connected to the feedback terminal FB via the second feedback node resistor R8. The signal V out output from the output terminal O i of the input unit 1 is transmitted to the voltage transmission circuit 21 of the current feedback unit 2 via the input terminal IN of the current feedback unit 2, and if R1 = R2, the voltage transmission is performed. The input node A of the circuit 21 becomes the potential V out = V in of the signal from the input unit 1. Since the transistor Tr1 and the transistor Tr3 have a common base terminal, if the transistor characteristics of the transistor (first transistor) Tr1 and the transistor (third transistor) Tr3 are the same, the emitter terminals of the transistors Tr1 and Tr3 The voltage of is also the same. Generally, the base-emitter voltage is about 0.7V. Since the transistor (second transistor) Tr2 and the transistor (fourth transistor) Tr4 of the voltage transmission circuit 21 also have a common base terminal, the voltages at the emitter terminals of the transistors Tr2 and Tr4 are the same. Since the emitter terminals of the transistors Tr1 and Tr2 are both connected to the input node A, both the emitter terminals of the transistors Tr3 and Tr4 have the same potential as the input node A. Therefore, the feedback node B has the same potential V out = V in as the input node A, and there is no element that raises or lowers the voltage between the feedback node B and the output node C connected to the first terminal N 3 of the load 4. The potential V C of the node C is also V C = V in .

一方、電圧伝達回路２１のトランジスタＴｒ３のコレクタ端子へ流入する流入電流Ｉ1aと、トランジスタＴｒ４のコレクタ端子から流出する流出電流Ｉ2aが同じになると、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩFはゼロになる。以下において説明するように、第１のカレントミラー回路２２と、第２のカレントミラー回路２３と、定電圧回路２４と、電流循環回路２５ａとは、流入電流Ｉ1aと流出電流Ｉ2aが同じになるように動作する。 On the other hand, when the inflow current I 1a flowing into the collector terminal of the transistor Tr3 of the voltage transmission circuit 21 and the outflow current I 2a flowing out from the collector terminal of the transistor Tr4 become the same, the feedback terminal of the current feedback unit 2 is connected to the feedback node B. feedback current I F fed back from the output node C via the FB becomes zero. As will be described below, the first current mirror circuit 22, the second current mirror circuit 23, the constant voltage circuit 24, and the current circulation circuit 25a have the same inflow current I1a and outflow current I2a. It works to be.

第１のカレントミラー回路２２は、帰還ノードＢを経由して第１の基準電流Ｉ1aを流す電流経路と、第１のミラー電流Ｉ1bを、入力ノードＤを経由して流す電流経路の二つの電流経路が備えられている。第１の具体的回路例においては、第１のカレントミラー回路２２は、特性が同じトランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６とを備え、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６は、ベース端子を共通し、エミッタ端子は各々エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してハイレベル電圧源＋ＨＶに接続されるワイドラー型のカレントミラー回路である。エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６が同一特性であれば、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６とのエミッタ電流は同じであり、第１の基準電流Ｉ1aと第１のミラー電流Ｉ1bとは以下の関係になる：

Ｉ1a＝Ｉ1b+２ＩBase ……（１１）

ここで、ＩBaseは、第１のカレントミラー回路２２を構成するトランジスタＴｒ５及びＴｒ６の各々のベース電流である。一般的に、ベース電流はエミッタ電流及びコレクタ電流のわりに極めて少ないので、

Ｉ1a≒Ｉ1b ……（１２）

と近似できる。第１の具体的回路例においては、第１のカレントミラー回路２２は、一例に過ぎず、他の形態のカレントミラー回路を使用することもできる。後述する第２のカレントミラー回路も同様である。 The first current mirror circuit 22 has two current paths: a current path for flowing the first reference current I 1a via the feedback node B; and a current path for flowing the first mirror current I 1b via the input node D. There are two current paths. In the first specific circuit example, the first current mirror circuit 22 includes a transistor Tr5 and a transistor Tr6 having the same characteristics. The transistor Tr5 and the transistor Tr6 have a common base terminal, and the emitter terminals each have an emitter resistance. This is a Wideler type current mirror circuit connected to a high level voltage source + HV via R5 and R6. If the emitter resistors R5 and R6 have the same characteristic, the emitter currents of the transistors Tr5 and Tr6 are the same, and the first reference current I 1a and the first mirror current I 1b have the following relationship:

I 1a = I 1b + 2I Base (11)

Here, I Base is the base current of each of the transistors Tr5 and Tr6 constituting the first current mirror circuit 22. In general, the base current is very small instead of the emitter current and collector current.

I 1a ≒ I 1b (12)

Can be approximated. In the first specific circuit example, the first current mirror circuit 22 is merely an example, and other forms of current mirror circuits may be used. The same applies to a second current mirror circuit described later.

電流循環回路２５ａは、ベース端子を入力ノードＤに接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）に接続した第１の出力トランジスタＴｒ８と、この第１の出力トランジスタＴｒ８と電流増幅率が等しく、エミッタ端子を出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）に接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を出力ノードＥに接続した第２の出力トランジスタＴｒ１１とを備える。出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備える。   The current circulation circuit 25a has a base terminal connected to the input node D, a collector terminal connected to the positive power source + HV side, and an emitter terminal connected to the output circuit (Tr9, Tr10, R13a, R14a). The current amplification factor is equal to that of the first output transistor Tr8, the emitter terminal is connected to the output circuit (Tr9, Tr10, R13a, R14a), the collector terminal is connected to the negative power source -HV side, and the base terminal is output. And a second output transistor Tr11 connected to the node E. The output circuit (Tr9, Tr10, R13a, R14a) has a base terminal connected to the emitter terminal of the first output transistor Tr8, a collector terminal connected to the positive power supply + HV side, and an emitter terminal connected to the first output resistor R13a. A third output transistor Tr9 connected to the output terminal OUT via the second output resistor R14a, an emitter terminal connected to the output terminal OUT, a collector terminal connected to the negative power source -HV side, and a base terminal And a fourth output transistor Tr10 connected to the emitter terminal of the second output transistor Tr11.

第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、第１のカレントミラー回路２２から入力ノードＤへ流れる電流Ｉ1bは、定電圧回路２４と電流循環回路２５ａへ各々流入する。定電圧回路２４は、入力ノードＤと出力ノードＥとの間に接続され、入力ノードＤと出力ノードＥとの間に一定な電圧を維持するように動作する。抵抗器Ｒ１１と、抵抗器Ｒ１２と、トランジスタＴｒ７とからなる定電圧回路２４は、定電圧回路の一例である。抵抗器Ｒ１２を可変にすると、入力ノードＤと出力ノードＥとの間の電位を調整することができるので、定電圧回路２４を経て入力ノードＤから出力ノードＥへ流れる電流も電圧差に比例して調整される。定電圧回路２４として、他の形態の定電圧回路を使っても良い。 In the current feedback type power supply according to the first specific circuit example, the current I 1b flowing from the first current mirror circuit 22 to the input node D flows into the constant voltage circuit 24 and the current circulation circuit 25a, respectively. The constant voltage circuit 24 is connected between the input node D and the output node E, and operates so as to maintain a constant voltage between the input node D and the output node E. The constant voltage circuit 24 including the resistor R11, the resistor R12, and the transistor Tr7 is an example of a constant voltage circuit. Since the potential between the input node D and the output node E can be adjusted by making the resistor R12 variable, the current flowing from the input node D to the output node E via the constant voltage circuit 24 is also proportional to the voltage difference. Adjusted. As the constant voltage circuit 24, another form of constant voltage circuit may be used.

入力ノードＤを経由して、電流Ｉ1bの大部分は定電圧回路２４に流入し、残余の一部の電流が電流循環回路２５ａに流入する。電流循環回路２５ａは入力ノードＤから流入した電流ＩＤと実質的に同じ電流を出力ノードＥに流出する一方、負荷４の第２端子N4にも、電流帰還部２の出力端子OUTを介して電流を供給する。図２に示したように、入力ノードＤから電流循環回路２５ａに流入した電流ＩDは、電流循環回路２５ａのトランジスタ（第１の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ８のベース端子に入る。トランジスタＴｒ８の電流増幅率をβ8とすれば、トランジスタＴｒ８のエミッタ電流ＩEは、ベース電流ＩＢと以下のような関係になる：

ＩE＝β8・ＩB ……（１３）

電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８のエミッタ電流ＩEはすべて電流循環回路２５ａのトランジスタ（第３の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ９のベース端子に流入する。トランジスタＴｒ９の電流増幅率をβ9とすれば、トランジスタＴｒ９のエミッタ電流は、トランジスタＴｒ９のベース電流Ｉ'Bと以下のような関係になる：

Ｉ'E＝β9・Ｉ'B ……（１４）
結局、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８のベース端子に流入した少量の電流は、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８及びトランジスタＴｒ９を経て「β8・β9」倍の電流になる。通常、トランジスタの電流増幅率β8，β9は、数１０〜数１００００であるので、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ端子から、電流帰還部２の出力端子OUTとトランジスタ（第４の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ１０に大電流が流れ出る。 Most of the current I 1b flows into the constant voltage circuit 24 via the input node D, and the remaining part of the current flows into the current circulation circuit 25a. The current circulation circuit 25a flows substantially the same current ID as the current ID flowing from the input node D to the output node E, and also flows to the second terminal N4 of the load 4 via the output terminal OUT of the current feedback section 2. Supply current. As shown in FIG. 2, the current I D flowing from the input node D into the current circulation circuit 25a enters the base terminal of the transistor (first output transistor Tr) Tr8 of the current circulation circuit 25a. If the current amplification factor of the transistor Tr8 and beta 8, the emitter current I E of the transistor Tr8 becomes below such as the relationship between the base current I B:

I E = β 8 · I B (13)

All of the emitter current IE of the transistor Tr8 of the current circulation circuit 25a flows into the base terminal of the transistor (third output transistor Tr) Tr9 of the current circulation circuit 25a. If the current amplification factor of the transistor Tr9 is β 9 , the emitter current of the transistor Tr9 has the following relationship with the base current I ′ B of the transistor Tr9:

I ' E = β 9 · I' B (14)
Eventually, a small amount of current that has flowed into the base terminal of the transistor Tr8 of the current circulation circuit 25a becomes "β 8 · β 9 " times the current through the transistors Tr8 and Tr9 of the current circulation circuit 25a. Usually, since the current amplification factors β 8 and β 9 of the transistor are several tens to several tens of thousands, the output terminal OUT of the current feedback unit 2 and the transistor (fourth output) are connected from the emitter terminal of the transistor Tr9 of the current circulation circuit 25a. A large current flows through the transistor Tr) Tr10.

即ち、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ電流の一部は、電流帰還部２の出力端子OUTを介して負荷４の第２端子N4に流入する。負荷４に流れる電流ＩLは、本発明の電流帰還型電源を荷電粒子線装置に適用する場合、例えば、１μＡ〜１Ａ程度のダイナミックレンジで変化する電流となる。 That is, a part of the emitter current of the transistor Tr9 of the current circulation circuit 25a flows into the second terminal N4 of the load 4 through the output terminal OUT of the current feedback unit 2. Current I L flowing through the load 4, when applying the current feedback power supply of the present invention to a charged particle beam device, for example, a current that changes the dynamic range of about 1Myuei～1A.

電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ端子から出力電流から、負荷電流ＩLを除いた電流が、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に流入する。トランジスタＴｒ９の電流増幅率β9とトランジスタＴｒ１０の電流増幅率β10が互いに同じで（β9＝β10）あり、トランジスタＴｒ８の電流増幅率β8とトランジスタＴｒ（第１の出力トランジスタＴｒ）１１の電流増幅率β11が互いに同じ（β8＝β11）であれば、トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に流入した電流は、逆に、１/β8・β9（＝１/β10・β11）倍になって出力ノードＥへ流れ出る。したがって電流循環回路２５ａにおいて、入力ノードＤから流入する電流ＩDと出力ノードＥへの流出する電流ＩEを比べると、以下のような関係になる：

β8・β9ＩD−ＩL＝β8・β9ＩE ……（１５）
したがって、入力ノードＤから流入する電流ＩDと出力ノードＥへの流出する電流ＩEの差は以下のようになることが分かる：

ＩD−ＩE＝Ｉ1b−Ｉ2b＝ＩL／β8・β9 ……（１６）
ここで、電流増幅率β8，β9，β10，β11は、通常、数１０〜数１００００の値であり、ＩLが比較的小さい値であることを勘案すると、ＩL／β8・β9（＝１/β10・β11）は無視することができるほど十分小さい値であるので、

Ｉ1b≒Ｉ2b ……（１７）

と近似できる。 From the output current from the emitter terminal of the transistor Tr9 of the current circulating circuit 25a, current excluding the load current I L flows into the emitter terminal of the transistor Tr10 of the current circulating circuit 25a. The current gain β 9 of the transistor Tr9 and the current gain β 10 of the transistor Tr10 are the same (β 9 = β 10 ), and the current gain β 8 of the transistor Tr8 and the transistor Tr (first output transistor Tr) 11 if the same current amplification factor beta 11 to each other (β 8 = β 11), the current flowing into the emitter terminal of the transistor Tr10, conversely, 1 / β 8 · β 9 (= 1 / β 10 · β 11 ) Times and flows to output node E. Thus the current circulating circuit 25a, when comparing the current I E that flows in the current I D and the output node E which flows from the input node D, a relationship as follows:

β 8 · β 9 I D −I L = β 8 · β 9 I E (15)
Thus, the difference current I E that flows in the current I D flowing from the input node D to the output node E it can be seen that as follows:

I D −I E = I 1b −I 2b = I L / β 8 · β 9 (16)
Here, the current amplification factors β 8 , β 9 , β 10 , β 11 are usually values of several tens to several tens of thousands, and I L / β 8 considering that I L is a relatively small value.・ Β 9 (= 1 / β 10・ β 11 ) is small enough to be ignored,

I 1b ≒ I 2b (17)

Can be approximated.

第２のカレントミラー回路２３は、帰還ノードＢを経由して定電圧回路２４から流入する第２の基準電流Ｉ2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ2aに等しい第２のミラー電流Ｉ2bが、出力ノードＥを経由して電流循環回路２５ａから流入する電流経路の二つの電流経路が備えられている。第２のカレントミラー回路２３は、特性の同じトランジスタＴｒ１２とトランジスタＴｒ１３とを備え、トランジスタＴｒ１２とトランジスタＴｒ１３は、ベース端子を共通し、エミッタ端子はそれぞれエミッタ抵抗Ｒ１０，Ｒ９を介してローレベル電圧源−ＨＶに接続されるワイドラー型のカレントミラー回路である。エミッタ抵抗Ｒ１０，Ｒ９が同一特性であれば、トランジスタＴｒ１０とトランジスタＴｒ９のエミッタ電流は同じであり、第２のミラー電流Ｉ2bと第２の基準電流Ｉ2aとは以下の関係になる：

Ｉ2a＝Ｉ2b+２ＩBase ……（１８）
ここで、ＩBaseはトランジスタＴｒ１０及びトランジスタＴｒ９のそれぞれのベース電流である。一般的に、ベース電流はエミッタ電流及びコレクタ電流のわりに極めて少ないので、

Ｉ2a≒Ｉ2b ……（１９）

と近似できる。式（１２），（１７）及び（１９）から、

Ｉ1a≒Ｉ2a ……（２０）

と近似できる。即ち、帰還ノードＢに流入する電流Ｉ1aと帰還ノードＢから流出する電流Ｉ2aとは互いに実質的に同じである。したがって帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩFは実質的にゼロになる。よって、式（９）に示したように、負荷４に流れる電流ＩLは、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCに等しくなる。 The second current mirror circuit 23 has a current path through which the second reference current I 2a flowing from the constant voltage circuit 24 via the feedback node B flows, and a second mirror current equal to the second reference current I 2a. Two current paths, i.e., a current path through which I 2b flows from the current circulation circuit 25a via the output node E, are provided. The second current mirror circuit 23 includes a transistor Tr12 and a transistor Tr13 having the same characteristics. The transistor Tr12 and the transistor Tr13 have a common base terminal, and the emitter terminal is a low-level voltage source via emitter resistors R10 and R9, respectively. -Wider type current mirror circuit connected to -HV. If the emitter resistors R10 and R9 have the same characteristics, the emitter currents of the transistors Tr10 and Tr9 are the same, and the second mirror current I 2b and the second reference current I 2a have the following relationship:

I 2a = I 2b + 2I Base (18)
Here, I Base is the base current of each of the transistors Tr10 and Tr9. In general, the base current is very small instead of the emitter current and collector current.

I 2a ≒ I 2b ...... (19)

Can be approximated. From equations (12), (17) and (19)

I 1a ≒ I 2a ...... (20)

Can be approximated. That is, the current I 1a flowing into the feedback node B and the current I 2a flowing out from the feedback node B are substantially the same. Thus the feedback Node-B, a feedback current I F fed back from the output node C via a feedback terminal FB of the current feedback unit 2 becomes substantially zero. Therefore, as shown in Expression (9), the current I L flowing through the load 4 becomes equal to the current I C flowing through the gain switching unit 3.

ゲイン切り替え部３は、複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…と、対応する複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…を、それぞれ対として並列回路を構成している。即ち、第１のスイッチＳｗ１は第１の検出抵抗Ｒｃ１に接続され、第１のスイッチＳｗ１に並列接続される第２のスイッチＳｗ２は第１の検出抵抗Ｒｃ１より大きな抵抗値の第２の検出抵抗Ｒｃ２に接続され、第２のスイッチＳｗ２に並列接続される第３のスイッチＳｗ３は第２の検出抵抗Ｒｃ２より大きな抵抗値の第３の検出抵抗Ｒｃ３に接続され、第３のスイッチＳｗ２に並列接続される第４のスイッチＳｗ４は第３の検出抵抗Ｒｃ３より大きな抵抗値の第４の検出抵抗Ｒｃ４に接続されている。複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…に、それぞれ接続されない側の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の出力端子N2に接続され、この出力端子N2は接地されている。又、複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…に、それぞれ接続されない側の複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の入力端子N1に接続され、この入力端子N1は出力ノードＣに接続している。   The gain switching unit 3 forms a parallel circuit with a plurality of switches Sw1, Sw2, Sw3, Sw4,... And a corresponding plurality of detection resistors Rc1, Rc2, Rc3, Rc4,. That is, the first switch Sw1 is connected to the first detection resistor Rc1, and the second switch Sw2 connected in parallel to the first switch Sw1 is a second detection resistor having a resistance value larger than that of the first detection resistor Rc1. A third switch Sw3 connected to Rc2 and connected in parallel to the second switch Sw2 is connected to a third detection resistor Rc3 having a resistance value larger than that of the second detection resistor Rc2, and connected in parallel to the third switch Sw2. The fourth switch Sw4 is connected to the fourth detection resistor Rc4 having a larger resistance value than the third detection resistor Rc3. The terminals of the detection resistors Rc1, Rc2, Rc3, Rc4,... That are not connected to the plurality of switches Sw1, Sw2, Sw3, Sw4,. This output terminal N2 is grounded. Further, the terminals of the plurality of switches Sw1, Sw2, Sw3, Sw3, Sw4,... That are not connected to the plurality of detection resistors Rc1, Rc2, Rc3, Rc4,. The input terminal N1 is connected to the output node C.

図２に示す第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、ゲイン切り替え部３が便宜上、４つのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４と対応する４つの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４がそれぞれ対をなし、４対の並列接続回路を構成している例を示しているが、ゲイン切り替え部３に並列接続されるスイッチの数や検出抵抗の数は４に限られるものではなく、必要なダイナミックレンジに応じて５以上、又は３以下に選ぶことが可能である。ゲイン切り替え部３のそれぞれの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４の抵抗値を、順に大きくなるように、例えば、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流ＩLのゲインを１０倍ずつ切り替えることができるが、６桁のダイナミックレンジが必要であれば、１０倍ずつ抵抗値が大きくなる６対の並列接続回路を構成すれば良い。 In the current feedback type power supply according to the first specific circuit example shown in FIG. 2, for convenience of the gain switching unit 3, the four detection resistors Rc1 to Rc4 corresponding to the four switches Sw1 to Sw4 form a pair, respectively. Although an example in which a pair of parallel connection circuits is configured is shown, the number of switches connected in parallel to the gain switching unit 3 and the number of detection resistors are not limited to four, depending on the required dynamic range It is possible to select 5 or more or 3 or less. If the resistance values of the detection resistors Rc1 to Rc4 of the gain switching unit 3 are increased in order, for example, by 10 times in order, the switches Sw1 to Sw4 are selectively turned on so that the load The gain of the current I L flowing through 4 can be switched by 10 times, but if a 6-digit dynamic range is required, 6 pairs of parallel connection circuits in which the resistance value increases by 10 times may be configured.

例えば、第１の検出抵抗Ｒｃ１＝１Ω、第２の検出抵抗Ｒｃ２＝１０Ω、第３の検出抵抗Ｒｃ３＝１００Ω、第４の検出抵抗Ｒｃ４＝１ｋΩとすれば、第１のスイッチＳｗ１がオンになると、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCは、出力ノードＣの電位ＶC＝Ｖinを用いると、次のようになる：

ＩC＝ＶC／Ｒｃ１＝−Ｖin／１ ……（２０）
第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩF＝０となるように動作するので、式（９）から、負荷４には電流ＩL＝ＩCが流れることになる。一方、第２の検出抵抗Ｒｃ２が１０Ωで、第２のスイッチＳｗ２がオンになると、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCは以下のようになる：

ＩC＝ＶC／Ｒｃ２＝−Ｖin／１０ ……（２１）

即ち、スイッチを第１のスイッチＳｗ１から第２のスイッチＳｗ２に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．１倍になる。同様に、スイッチを第２のスイッチＳｗ２から第３のスイッチＳｗ３に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．０１倍になり、スイッチを第３のスイッチＳｗ３から第４のスイッチＳｗ４に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．００１倍になる。このようにして、第１の検出抵抗Ｒｃ１、第２の検出抵抗Ｒｃ２、第３の検出抵抗Ｒｃ３、第４の検出抵抗Ｒｃ４の抵抗値を、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流ＩLの値を１０倍ずつ切り替えることができる。 For example, if the first detection resistor Rc1 = 1Ω, the second detection resistor Rc2 = 10Ω, the third detection resistor Rc3 = 100Ω, and the fourth detection resistor Rc4 = 1 kΩ, the first switch Sw1 is turned on. The current I C flowing through the gain switching unit 3 is as follows using the potential V C = V in of the output node C:

I C = V C / Rc1 = −V in / 1 (20)
The current feedback type power supply according to the first specific circuit example operates so that the feedback current I F = 0 fed back from the output node C to the feedback node B through the feedback terminal FB of the current feedback unit 2. Therefore, from the equation (9), the current I L = I C flows through the load 4. On the other hand, when the second detection resistor Rc2 is 10Ω and the second switch Sw2 is turned on, the current I C flowing through the gain switching unit 3 is as follows:

I C = V C / Rc 2 = −V in / 10 (21)

That is, when the switch is switched from the first switch Sw1 to the second switch Sw2, the current I C flowing through the gain switching unit 3 becomes 0.1 times the current flowing through the first detection resistor Rc1. Similarly, when the switch is switched from the second switch Sw2 to the third switch Sw3, the current I C flowing through the gain switching unit 3 becomes 0.01 times the current flowing through the first detection resistor Rc1, and the switch is switched to the first switch Sw3. When the third switch Sw3 is switched to the fourth switch Sw4, the current I C flowing through the gain switching unit 3 becomes 0.001 times the current flowing through the first detection resistor Rc1. In this way, if the resistance values of the first detection resistor Rc1, the second detection resistor Rc2, the third detection resistor Rc3, and the fourth detection resistor Rc4 are increased by 10 times in order, the switch Sw1 selectively by turning on the ～Sw4, the value of the current I L flowing through the load 4 can be switched by 10 times.

（第２の具体的回路例）
図５に示したように、第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、図２に示した第１の具体的回路例と同様に、入力部１、電流帰還部２、ゲイン切り替え部３，及び負荷４を備え、電流帰還部２は、帰還端子FBに接続される帰還ノードＢを有し、入力端子INから入力信号を反転した信号を入力し、帰還ノードＢの電位を入力端子INの電位に等しくする電圧伝達回路２１と、帰還ノードＢに第１の基準電流を流す電流経路と、第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路２２と、帰還ノードＢを経由して流れる第２の基準電流を流す電流経路と、第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路２３と、第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードＤと、第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流の一部を入力して、入力ノードＤと出力ノードＥ間に一定の電位を生成する定電圧回路２４と、入力ノードＤと出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流の残余を入力し、ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子OUTから負荷４の第２端子N3に供給し、増幅した電流の残余を第２のカレントミラー回路２３に出力する電流循環回路２５ｂを有する。 (Second specific circuit example)
As shown in FIG. 5, the current feedback type power supply according to the second specific circuit example is similar to the first specific circuit example shown in FIG. 2, the input unit 1, the current feedback unit 2, and the gain switching. The current feedback unit 2 includes a feedback node B connected to the feedback terminal FB, receives a signal obtained by inverting the input signal from the input terminal IN, and inputs the potential of the feedback node B. A voltage transmission circuit 21 that equalizes the potential of the terminal IN, a current path that flows a first reference current to the feedback node B, and a current path that flows a first mirror current equal to the first reference current. A second current mirror circuit having a current mirror circuit 22, a current path through which a second reference current flowing through the feedback node B flows, and a current path through which a second mirror current equal to the second reference current flows 23 and a current path through which the first mirror current flows Connected between the input node D and the output node E connected to the current path through which the second mirror current flows, and a part of the first mirror current is input to be constant between the input node D and the output node E. Is connected between the input node D and the output node E, inputs the remainder of the first mirror current, amplifies the remainder of the mirror current, and outputs a part of the amplified current A current circulation circuit 25 b that supplies the second amplified current to the second current mirror circuit 23 is supplied from the terminal OUT to the second terminal N 3 of the load 4.

第１の具体的回路例の電流循環回路２５ａの出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備えていたが、第２の具体的回路例の電流循環回路２５ｂの出力回路は、一端を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、他端を出力端子OUTに接続された第１の出力抵抗Ｒ１３ｂと、一端を出力端子OUTに接続され、他端を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第２の出力抵抗Ｒ１４ｂのみである点で、第１の具体的回路例の電流循環回路２５ａとは異なる。   The output circuit (Tr9, Tr10, R13a, R14a) of the current circuit 25a of the first specific circuit example has a base terminal connected to the emitter terminal of the first output transistor Tr8 and a collector terminal connected to the positive power supply + HV side. A third output transistor Tr9 having an emitter terminal connected to the output terminal OUT via the first output resistor R13a, an emitter terminal connected to the output terminal OUT via the second output resistor R14a, and a collector Although the fourth output transistor Tr10 has a terminal connected to the negative power source -HV side and a base terminal connected to the emitter terminal of the second output transistor Tr11, the current circulation circuit of the second specific circuit example The output circuit 25b has a first output resistor R13 having one end connected to the emitter terminal of the first output transistor Tr8 and the other end connected to the output terminal OUT. And the current circulation circuit 25a of the first specific circuit example in that it is only the second output resistor R14b having one end connected to the output terminal OUT and the other end connected to the emitter terminal of the second output transistor Tr11. Is different.

即ち、第２の具体的回路例の電流循環回路２５ｂは、ベース端子を入力ノードＤに接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ｂを介して、出力端子OUTに接続した第１の出力トランジスタＴｒ８と、この第１の出力トランジスタＴｒ８と電流増幅率が等しく、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ｂを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を出力ノードＥに接続した第２の出力トランジスタＴｒ１１とを備えてなる。   That is, the current circulation circuit 25b of the second specific circuit example has a base terminal connected to the input node D, a collector terminal connected to the positive power supply + HV side, and an emitter terminal connected via the first output resistor R13b. The first output transistor Tr8 connected to the output terminal OUT has the same current amplification factor as the first output transistor Tr8, the emitter terminal is connected to the output terminal OUT via the second output resistor R14b, and the collector terminal is connected. The second output transistor Tr11 is connected to the negative power source -HV side and has a base terminal connected to the output node E.

第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源においても、第１のカレントミラー回路２２から入力ノードＤへ流れる電流Ｉ1bは、定電圧回路２４と電流循環回路２５ｂへ各々流入する。定電圧回路２４が入力ノードＤと出力ノードＥとの間に接続されているので、入力ノードＤを経由して、電流Ｉ1bの大部分は定電圧回路２４に流入し、残余の一部の電流が電流循環回路２５ｂに流入する。電流循環回路２５ｂは入力ノードＤから流入した電流ＩＤと実質的に同じ電流を出力ノードＥに流出する一方、負荷４の第２端子N4にも、電流帰還部２の出力端子OUTを介して電流を供給する。図５に示したように、入力ノードＤから電流循環回路２５ｂに流入した電流ＩDは、電流循環回路２５ｂのトランジスタ（第１の出力トランジスタ）Ｔｒ８のベース端子に入る。トランジスタＴｒ８の電流増幅率をβ8とすれば、トランジスタＴｒ８のエミッタ電流ＩEは、ベース電流ＩＢと式（１３）で示したような関係になり、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のベース端子に流入した少量の電流は、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８を経てβ8倍の電流になり、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ端子から、電流帰還部２の出力端子OUTとトランジスタ（第２の出力トランジスタ）Ｔｒ１１に大電流が流れ出る。 即ち、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ電流の一部は、電流帰還部２の出力端子OUTを介して負荷４の第２端子N4に流入する。 Also in the current feedback type power supply according to the second specific circuit example, the current I 1b flowing from the first current mirror circuit 22 to the input node D flows into the constant voltage circuit 24 and the current circulation circuit 25b, respectively. Since the constant voltage circuit 24 is connected between the input node D and the output node E, most of the current I 1b flows into the constant voltage circuit 24 via the input node D, and a part of the remainder The current flows into the current circulation circuit 25b. The current circulation circuit 25b flows the current ID substantially the same as the current ID flowing from the input node D to the output node E, and also flows to the second terminal N4 of the load 4 via the output terminal OUT of the current feedback unit 2. Supply current. As shown in FIG. 5, the current ID flowing from the input node D into the current circulation circuit 25b enters the base terminal of the transistor (first output transistor) Tr8 of the current circulation circuit 25b. If the current amplification factor of the transistor Tr8 is β 8 , the emitter current I E of the transistor Tr8 has a relationship as shown in the equation (13) with the base current I B, and the base terminal of the transistor Tr8 of the current circulation circuit 25b a small amount of current flowing into a current circulation circuit 25b via a transistor Tr8 of become beta 8 times the current, from the emitter terminal of the transistor Tr8 of the current circulating circuit 25b, the output terminal OUT and the transistor of the current feedback unit 2 (second A large current flows out to Tr11. That is, a part of the emitter current of the transistor Tr8 of the current circulation circuit 25b flows into the second terminal N4 of the load 4 via the output terminal OUT of the current feedback unit 2.

電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ端子から出力電流から、負荷電流ＩLを除いた電流が、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ（第２の出力トランジスタ）１１のエミッタ端子に流入する。トランジスタＴｒ８の電流増幅率β8とトランジスタＴｒ（第１の出力トランジスタ）１１の電流増幅率β11が互いに同じ（β8＝β11）であれば、トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に流入した電流は、逆に、１/β8（＝１/β11）倍になって出力ノードＥへ流れ出る。したがって電流循環回路２５ｂにおいて、入力ノードＤから流入する電流ＩDと出力ノードＥへの流出する電流ＩEを比べると、以下のような関係になる：

β8ＩD−ＩL＝β8ＩE ……（２２）

したがって、入力ノードＤから流入する電流ＩDと出力ノードＥへの流出する電流ＩEの差は以下のようになることが分かる：

ＩD−ＩE＝Ｉ1b−Ｉ2b＝ＩL／β8 ……（２３）
ここで、電流増幅率β8，β11が十分大きければ、ＩLが比較的小さい値であることを勘案すると、ＩL／β8（＝ＩL/β11）は無視することが可能になるので、第２の具体的回路例においても、式（１７）で近似可能となる。よって、第２の具体的回路例においても、式（１２），（１７）及び（１９）から、式（２０）の近似が可能となり、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流ＩFは実質的にゼロになる。よって、式（９）に示したように、負荷４に流れる電流ＩLは、ゲイン切り替え部３を流れる電流ＩCに等しくなる。 From the output current from the emitter terminal of the transistor Tr8 of the current circulating circuit 25b, a current excluding the load current I L flows into the emitter terminal of the transistor Tr (second output transistor) 11 of the current circulating circuit 25b. If the current gain β 8 of the transistor Tr 8 and the current gain β 11 of the transistor Tr (first output transistor) 11 are the same (β 8 = β 11 ), the current flowing into the emitter terminal of the transistor Tr 11 is On the contrary, the current flows to the output node E after being multiplied by 1 / β 8 (= 1 / β 11 ). Thus the current circulating circuit 25b, when comparing the current I E that flows in the current I D and the output node E which flows from the input node D, a relationship as follows:

β 8 I D −I L = β 8 I E (22)

Thus, the difference current I E that flows in the current I D flowing from the input node D to the output node E it can be seen that as follows:

I D −I E = I 1b −I 2b = I L / β 8 (23)
Here, if the current amplification factors β 8 and β 11 are sufficiently large, I L / β 8 (= I L / β 11 ) can be ignored considering that I L is a relatively small value. Therefore, the second specific circuit example can be approximated by the equation (17). Therefore, also in the second specific circuit example, from the equations (12), (17), and (19), the approximation of the equation (20) is possible, and the feedback terminal FB of the current feedback unit 2 is connected to the feedback node B. feedback current I F fed back from the output node C via is substantially zero. Therefore, as shown in Expression (9), the current I L flowing through the load 4 becomes equal to the current I C flowing through the gain switching unit 3.

ゲイン切り替え部３は、図２と同様に、複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…と、対応する複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…を、それぞれ対として並列回路を構成しているので、ゲイン切り替え部３のそれぞれの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４の抵抗値を、順に大きくなるように、例えば、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流ＩLのゲインを１０倍ずつ切り替えることができる。他は、第１の具体的回路例と実質的に同様であるので、重複した説明を省略する。 As in FIG. 2, the gain switching unit 3 configures a parallel circuit with a plurality of switches Sw1, Sw2, Sw3, Sw4,... And a corresponding plurality of detection resistors Rc1, Rc2, Rc3, Rc4,. Therefore, if the resistance values of the respective detection resistors Rc1 to Rc4 of the gain switching unit 3 are increased in order, for example, by 10 times in order, the switches Sw1 to Sw4 are selectively turned on. by the gain of the current I L flowing through the load 4 can be switched by 10 times. Others are substantially the same as those of the first specific circuit example, and thus redundant description is omitted.

（荷電粒子線装置）
上記の回路ブロック表示した電流帰還型電源、或いは、第１若しくは第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、荷電粒子源（図示省略）と、荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系（図示省略）と、集束させられた荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイル４と、照射対象を搭載し、照射対象上の所望の位置に荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージ（図示省略）と、走査コイル４に走査電流を供給するスイープ電源とを備える荷電粒子線装置のスイープ電源に適用可能である。 (Charged particle beam equipment)
The current feedback type power supply displayed in the above circuit block or the current feedback type power supply according to the first or second specific circuit example includes a charged particle source (not shown) and a charged particle beam emitted from the charged particle source. A focusing lens system (not shown) for focusing, a scanning coil 4 for scanning the focused charged particle beam to a predetermined area on the irradiation target, and the irradiation target are mounted, and the charged particle is placed at a desired position on the irradiation target. The present invention can be applied to a sweep power source of a charged particle beam apparatus including a stage (not shown) movable so as to be irradiated with a beam and a sweep power source that supplies a scanning current to the scanning coil 4.

即ち、荷電粒子線装置のスイープ電源を、走査信号を入力して、走査信号を反転した信号を出力する入力部１と、入力端子INを入力部１に接続し、帰還端子FBを走査コイル４の第１端子N4に接続し、出力端子OUTを走査コイル４の第２端子N3に接続し、帰還端子FBから帰還される帰還電流ＩFをゼロにする電流帰還部２と、第１端子N4と接地電位間に接続され、走査コイル４に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部３とを有し、走査信号のパターンに対応した電流を走査コイル４に流す電流帰還型電源とすることが可能である。 That is, the sweep power supply of the charged particle beam apparatus is connected to the input unit 1 that inputs a scanning signal and outputs a signal obtained by inverting the scanning signal, the input terminal IN is connected to the input unit 1, and the feedback terminal FB is connected to the scanning coil 4. connected to a first terminal N4 of, connects the output terminal OUT to the second terminal N3 of scan coils 4, a current feedback unit 2 to the feedback current I F fed back from the feedback terminal FB to zero, the first terminal N4 And a gain switching unit 3 that switches the magnitude of the current flowing through the scanning coil 4 in a stepwise manner, and a current feedback type power source that supplies a current corresponding to the pattern of the scanning signal to the scanning coil 4. Is possible.

ここで、上記の回路ブロック表示した電流帰還型電源、或いは、第１若しくは第２の具体的回路における負荷４が、荷電粒子線を制御するための走査コイルとなる。この走査コイル４には略１μＡ〜１Ａの電流がゲイン切り替え部３の検出抵抗の切り替えにより流れる。又、図２において、「ＨＶ」及び「ＬＶ」の電圧は、通常、それぞれ±１００Ｖ及び±１５Ｖになる。しかし、本発明の電流帰還型電源の応用が荷電粒子線装置に限られるのではなく、他にも様々な応用ができる。   Here, the current feedback type power source displayed in the above circuit block or the load 4 in the first or second concrete circuit becomes a scanning coil for controlling the charged particle beam. A current of about 1 μA to 1 A flows through the scanning coil 4 by switching the detection resistor of the gain switching unit 3. In FIG. 2, the voltages of “HV” and “LV” are normally ± 100 V and ± 15 V, respectively. However, the application of the current feedback power source of the present invention is not limited to the charged particle beam apparatus, and various other applications can be made.

本発明の発明者は、株式会社島津製作所のＥＰＭＡ１６１０（モデル名）の走査コイルに対し、走査電流１μＡ〜１．５Ａ、走査速度ＤＣ〜１５ｋＨｚにおいても、安定した定電流動作を行うことを確認している。   The inventor of the present invention has confirmed that a stable constant current operation can be performed even with a scanning current of 1 μA to 1.5 A and a scanning speed of DC to 15 kHz with respect to a scanning coil of EPMA1610 (model name) manufactured by Shimadzu Corporation. ing.

以上のように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源は、高ゲイン、高周波数帯域でも安定した動作を行うことができる。又、ポール発生箇所は、入力ノードＤと出力ノードＥのみであるので、発振しにくく、位相補償のための回路も不要となる。   As described above, the current feedback power supply according to the embodiment of the present invention can perform a stable operation even in a high gain and high frequency band. In addition, since the pole is generated only at the input node D and the output node E, it is difficult to oscillate and a circuit for phase compensation is not required.

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は上記の実施の形態及び実施例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。 (Other embodiments)
As described above, the present invention has been described by using the above-described embodiments and examples. However, it should not be understood that the description and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.

第１の具体的回路例においては、図２に示したように、出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備えていたが、これに限定されるものではない。   In the first specific circuit example, as shown in FIG. 2, the output circuit (Tr9, Tr10, R13a, R14a) has a base terminal connected to the emitter terminal of the first output transistor Tr8 and a collector terminal. The third output transistor Tr9 is connected to the positive power supply + HV side, the emitter terminal is connected to the output terminal OUT via the first output resistor R13a, and the emitter terminal is connected to the output terminal OUT via the second output resistor R14a. , The collector terminal is connected to the negative power source -HV side, and the base terminal is connected to the emitter terminal of the second output transistor Tr11. However, the present invention is limited to this. is not.

例えば、出力回路が更に第５の出力トランジスタ及び第６の出力トランジスタを最終段の増幅回路として備えるようにしても良い。即ち、出力回路が、ベース端子を第３の出力トランジスタＴｒ９のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗を介して出力端子OUTに接続した第５の出力トランジスタと、エミッタ端子を第２の出力抵抗を介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第４の出力トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に接続した第６の出力トランジスタＴｒを更に備えるようにし、第６の出力トランジスタＴｒのベース端子を第４の出力トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に接続に接続するようにしても良い。   For example, the output circuit may further include a fifth output transistor and a sixth output transistor as the final stage amplifier circuit. That is, the output circuit has a base terminal connected to the emitter terminal of the third output transistor Tr9, a collector terminal connected to the positive power supply + HV side, and an emitter terminal connected to the output terminal OUT via the first output resistor. The fifth output transistor and the emitter terminal are connected to the output terminal OUT via the second output resistor, the collector terminal is connected to the negative power source -HV side, and the base terminal is connected to the emitter terminal of the fourth output transistor Tr10. A sixth output transistor Tr connected may be further provided, and the base terminal of the sixth output transistor Tr may be connected to the emitter terminal of the fourth output transistor Tr10.

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。   As described above, the present invention naturally includes various embodiments not described herein. Therefore, the technical scope of the present invention is defined only by the invention specifying matters according to the scope of claims reasonable from the above description.

１…入力部
２…電流帰還部
３…ゲイン切り替え部
４…負荷
２１…電圧伝達回路
２２…第１のカレントミラー回路
２３…第２のカレントミラー回路
２４…定電圧回路
２５…電流循環回路
FB…帰還端子
IN…入力端子
N3…第２端子
N4…第１端子
OUT…出力端子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input part 2 ... Current feedback part 3 ... Gain switching part 4 ... Load 21 ... Voltage transmission circuit 22 ... 1st current mirror circuit 23 ... 2nd current mirror circuit 24 ... Constant voltage circuit 25 ... Current circulation circuit
FB ... Return terminal
IN: Input terminal
N3 ... Second terminal
N4 ... 1st terminal
OUT: Output terminal

Claims (4)

走査信号を入力して、前記走査信号を反転した信号を出力する入力部と、
入力端子を前記入力部に接続し、帰還端子を負荷の第１端子に接続し、出力端子を前記負荷の第２端子に接続し、前記帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、
前記第１端子と接地電位間に接続され、前記負荷に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部
とを備えるとともに、
前記電流帰還部が、
前記帰還端子に接続される帰還ノードを有し、前記入力端子から前記走査信号を反転した信号を入力し、前記帰還ノードの電位を前記入力端子の電位に等しくするために、正電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第１のトランジスタと、負電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第２のトランジスタと、ベース端子を前記第１のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第３のトランジスタと、ベース端子を前記第２のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第４のトランジスタとを備えた電圧伝達回路と、
前記帰還ノードに前記第１の基準電流を流す電流経路と、前記第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路と、
前記帰還ノードを経由して流入する前記第２の基準電流を流す電流経路と、前記第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路と、
前記第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードと、前記第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の一部を入力して、前記入力ノードと前記出力ノード間に一定の電位を生成する定電圧回路と、
前記入力ノードと前記出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の残余を入力し、前記ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を前記出力端子から前記負荷の第２端子に供給し、増幅した電流の残余を減幅して前記第２のカレントミラー回路に出力する電流循環回路
とを備え、前記走査信号のパターンに対応した電流を前記負荷に流すことを特徴とする電流帰還型電源。 An input unit which inputs a scanning signal, and outputs an inverted signal of the scanning signal,
An input terminal is connected to the input section, a feedback terminal is connected to the first terminal of the load, an output terminal is connected to the second terminal of the load, and current feedback that makes the feedback current fed back from the feedback terminal zero. And
Wherein the first terminal is connected between the ground potential, Rutotomoni a gain switching unit that switches stepwise the magnitude of the current flowing through the load,
The current feedback unit is
A feedback node connected to the feedback terminal, a signal obtained by inverting the scanning signal is input from the input terminal, and a positive voltage is supplied to make the potential of the feedback node equal to the potential of the input terminal. A first transistor having a collector terminal connected to the input terminal, a collector terminal to which a negative voltage is supplied, a second transistor having the emitter terminal connected to the input terminal, and a base A third terminal having a terminal connected to the base terminal of the first transistor, a collector terminal connected to a current path through which a first reference current flows, and an emitter terminal connected to the feedback terminal via a first feedback node resistor; A transistor, a base terminal connected to the base terminal of the second transistor, a collector terminal connected to a current path through which a second reference current flows, and an emitter terminal connected to a second terminal A voltage transfer circuit comprising a fourth transistor connected to said feedback terminal through a feedback node resistor,
A first current mirror circuit having a current path for flowing the first reference current to the feedback node and a current path for flowing a first mirror current equal to the first reference current;
A second current mirror circuit having a current path for passing the second reference current flowing in via the feedback node and a current path for passing a second mirror current equal to the second reference current;
Connected between an input node connected to a current path through which the first mirror current flows and an output node connected to a current path through which the second mirror current flows, and a part of the first mirror current is input A constant voltage circuit for generating a constant potential between the input node and the output node;
Connected between the input node and the output node, inputs the remainder of the first mirror current, amplifies the remainder of the mirror current, and a part of the amplified current from the output terminal to the second terminal of the load And a current circulation circuit that reduces the remainder of the amplified current and outputs it to the second current mirror circuit, and causes a current corresponding to the pattern of the scanning signal to flow to the load. Current feedback type power supply. 前記ゲイン切り替え部が、互いに抵抗値が異なる複数の検出抵抗を切り替え可能に並列接続してなることを特徴とする請求項１に記載の電流帰還型電源。   The current feedback type power supply according to claim 1, wherein the gain switching unit is connected in parallel so that a plurality of detection resistors having different resistance values can be switched. 前記電流循環回路が、
ベース端子を前記入力ノードに接続し、正電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を前記出力端子に接続された出力回路に接続した第１の出力トランジスタと、
該第１の出力トランジスタと電流増幅率が等しく、エミッタ端子を前記出力回路に接続し、負電圧が供給されるコレクタ端子を有し、ベース端子を前記出力ノードに接続した第２の出力トランジスタ
とを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流帰還型電源。 The current circulation circuit is
A first output transistor having a base terminal connected to the input node, a collector terminal to which a positive voltage is supplied, and an emitter terminal connected to an output circuit connected to the output terminal;
A second output transistor having a current amplification factor equal to that of the first output transistor, having an emitter terminal connected to the output circuit, a collector terminal to which a negative voltage is supplied, and a base terminal connected to the output node ; The current feedback type power supply according to claim 1 or 2, further comprising: 荷電粒子源と、
前記荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系と、
集束させられた前記荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイルと、
前記照射対象を搭載し、前記照射対象上の所望の位置に前記荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージと、
前記走査コイルに走査電流を供給するスイープ電源
とを備え、前記スイープ電源が、走査信号を入力して、前記走査信号を反転した信号を出力する入力部と、入力端子を前記入力部に接続し、帰還端子を前記走査コイルの第１端子に接続し、出力端子を前記走査コイルの第２端子に接続し、前記帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、前記第１端子と接地電位間に接続され、前記走査コイルに流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを有し、前記走査信号のパターンに対応した電流を前記走査コイルに流す電流帰還型電源であり、
前記電流帰還部が、
前記帰還端子に接続される帰還ノードを有し、前記入力端子から前記走査信号を反転した信号を入力し、前記帰還ノードの電位を前記入力端子の電位に等しくするために、正電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第１のトランジスタと、負電圧が供給されるコレクタ端子を有し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第２のトランジスタと、ベース端子を前記第１のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第３のトランジスタと、ベース端子を前記第２のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第４のトランジスタとを備えた電圧伝達回路と、
前記帰還ノードに前記第１の基準電流を流す電流経路と、前記第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路と、
前記帰還ノードを経由して流入する前記第２の基準電流を流す電流経路と、前記第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路と、
前記第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードと、前記第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の一部を入力して、前記入力ノードと前記出力ノード間に一定の電位を生成する定電圧回路と、
前記入力ノードと前記出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の残余を入力し、前記ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を前記出力端子から前記走査コイルの第２端子に供給し、増幅した電流の残余を減幅して前記第２のカレントミラー回路に出力する電流循環回路とを備えることを特徴とする荷電粒子線装置。 A charged particle source;
A focusing lens system for focusing the charged particle beam emitted from the charged particle source;
A scanning coil that scans the focused charged particle beam to a predetermined region on the irradiation target;
A stage mounted with the irradiation target and movable so that the charged particle beam is irradiated to a desired position on the irradiation target;
A sweep power source for supplying a scanning current to the scanning coil, the sweep power source inputs a scanning signal and outputs a signal obtained by inverting the scanning signal, and an input terminal is connected to the input portion. A feedback terminal is connected to the first terminal of the scanning coil, an output terminal is connected to the second terminal of the scanning coil, and a current feedback unit that zeros the feedback current fed back from the feedback terminal; A current feedback type power supply which is connected between a terminal and a ground potential and has a gain switching unit which switches the magnitude of the current flowing through the scanning coil in a stepwise manner and which feeds a current corresponding to the pattern of the scanning signal to the scanning coil And
The current feedback unit is
A feedback node connected to the feedback terminal, a signal obtained by inverting the scanning signal is input from the input terminal, and a positive voltage is supplied to make the potential of the feedback node equal to the potential of the input terminal. A first transistor having a collector terminal connected to the input terminal, a collector terminal to which a negative voltage is supplied, a second transistor having the emitter terminal connected to the input terminal, and a base A third terminal having a terminal connected to the base terminal of the first transistor, a collector terminal connected to a current path through which a first reference current flows, and an emitter terminal connected to the feedback terminal via a first feedback node resistor; A transistor, a base terminal connected to the base terminal of the second transistor, a collector terminal connected to a current path through which a second reference current flows, and an emitter terminal connected to a second terminal A voltage transfer circuit comprising a fourth transistor connected to said feedback terminal through a feedback node resistor,
A first current mirror circuit having a current path for flowing the first reference current to the feedback node and a current path for flowing a first mirror current equal to the first reference current;
A second current mirror circuit having a current path for passing the second reference current flowing in via the feedback node and a current path for passing a second mirror current equal to the second reference current;
Connected between an input node connected to a current path through which the first mirror current flows and an output node connected to a current path through which the second mirror current flows, and a part of the first mirror current is input A constant voltage circuit for generating a constant potential between the input node and the output node;
Connected between the input node and the output node, the remainder of the first mirror current is input, the remainder of the mirror current is amplified, and a part of the amplified current is transferred from the output terminal to the second of the scanning coil . A charged particle beam apparatus, comprising: a current circulation circuit that supplies a terminal to reduce a remainder of the amplified current and outputs the reduced current to the second current mirror circuit.
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