JP5498346B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、被検体に超音波を送受し、ドプラ信号を利用して被検体内における血流を２次元的に可視化する超音波診断装置に係り、特に組織の動きによるモーションアーティファクトを効果的に除去するためのウォールフィルタを備えた超音波診断装置に関する。

超音波カラードプラ法は、超音波信号のドプラ効果を利用して、被検体内の血流動態の情報を体外から非観血的に得る手法で、これを実施する超音波診断装置は、今や目覚ましい進歩を遂げている。

この超音波診断装置の一つのタイプとして、カラードプラ断層法（カラーフローマッピング：ＣＦＭともいう）を実施する装置が知られている。カラードプラ断層法はレーダ分野で使用されているＭＴＩ（移動目標指示装置）の技術を利用したもので、カラードプラ断層法によれば、被検体における断層面の血流速度の２次元分布像を得ることができる。

この血流速度分布像を得るために、超音波パルスを送信したことに伴って被検体から得られる超音波エコーは、対応する電気信号に変換された後、実数部（Ｉ信号）、虚数部（Ｑ信号）のエコー信号に分けられる。この実数部、虚数部のエコー信号は共に、直交位相検波器で基準信号に対して位相検波され、基準信号からの位相変化を表わすドプラ信号として抽出される。この実数部および虚数部のドプラ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換された後、それぞれバッファメモリに一旦、格納される。

ＣＦＭを実施するＣＦＭモードの場合、同一走査線方向に複数Ｎ回（例えば１６回）の超音波パルスの送受信が繰り返される。このため、１枚の画像を再構成するのに必要なデジタル量のドプラデータは、実数部および虚数部の信号それぞれについて、第１の次元、第２の次元および第３の次元から成る３次元データとなり、これがバッファメモリに格納される。第１の次元は各走査線数（番号）を表わし、第２の次元は各走査線に沿った深さ方向のサンプル数（番号）を表わし、および第３の次元は各サンプル点について送受信の繰返しにより得られるドプラデータの数（これをアンサンブル数と呼ぶ）（番号）を表わす。

このため、走査断面の同一ピクセル位置に着目すると、Ｎ回の超音波パルスの送受信により受信エコーが時系列的に得られ、その受信エコーに基づいて位相検波されたデジタルデータが第３の次元の方向に順次並べられる。この第３の次元の方向に見た時の信号の変化の速さがドプラ偏移周波数の大小、すなわち物体の移動速度の大小に対応する。

このようにしてバッファメモリに形成された３次元デジタルデータ（ドプラ信号）は各サンプル点の第３の次元方向のデータ列毎に、そのクラッタ成分（実質臓器のような組織からのエコー信号）がウォールフィルタによって除去される。このフィルタリング原理は以下のようである。

受信エコーには、血球のようにある程度以上の速度で移動する移動体からのエコー信号と、実質臓器のような組織からのエコー信号であるクラッタ成分とが混在している。信号強度についてはクラッタ成分の方が血流からのエコー信号よりも大きいが、移動速度については血流からのエコー信号の方がクラッタ成分よりも大きい。このため、ウォールフィルタのフィルタ回路をハイパスフィルタ（ＨＰＦ：High Pass Filter）として構成し、その遮断周波数をクラッタ成分を除去可能な値に設定しておく。これにより、検波されたドプラ信号からクラッタ成分が除去され、血流からのエコー信号が抽出される。

この血流からのエコー信号は、その後、血流の運動状態（血流速度、パワー、分散など）の推定処理に付され、その推定情報に基づいて２次元画像が作成される。

このようにウォールフィルタはクラッタ成分の除去に用いられているが、実質臓器は実際には様々な原因により微妙に動いているため又は動くことがあるため、そのようなクラッタ成分と特に低速度の血流からのエコー信号とを明確に分別することができず、従来のウォールフィルタの場合、必ずしも満足のいくほど、クラッタ成分を的確且つ十分に除去できていないという問題がある。

この問題に対して、クラッタ成分を成すデータ間の瞬時的な位相変化に基づいてウォールフィルタの特性を変化させる方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。すなわち、まずクラッタ成分を成すデータ間の瞬時的な位相変化を推定し、その瞬時的な位相変化量に応じてドプラ信号の位相変化を補正する。そして、位相補正後のドプラ信号から一定値を減算した信号を得て、得られた信号に応じてウォールフィルタの特性が変化せしめられる。このため、このウォールフィルタの特性を変化させる方法では、ウォールフィルタにデータ系とフィードバック系のための２系統のパスが備えられる。

さらに、クラッタ成分の瞬時的な位相変化を推定する前に、アンサンブル列に対してローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）をかけてウォールフィルタの特性を変化する方法が提案される（例えば特許文献２参照）。この方法では、ウォールフィルタにウォールフィルタの特性を変化するための信号用として独立なパスが設けられ、データ系と２つのフィードバック系の計３系統のパスが備えられる。

図１０は、従来のデータ系とフィードバック系のための２系統のパスを備え、アンサンブル列に対してＬＰＦをかけるようにしたウォールフィルタの構成図である。

図１０に示す従来のウォールフィルタ１では、Ｉ信号およびＱ信号がデータ系の複素乗算器１ａとクラッタ成分除去用に設けられたフィードバック系のＬＰＦ１ｂとにそれぞれ入力される。フィードバック系に入力されたＩ信号およびＱ信号は、ＬＰＦ１ｂにおいて変動の大きい信号成分が除去されてクラッタ位相変化量推定器１ｃに与えられる。

クラッタ位相変化量推定器１ｃはＩ信号およびＱ信号に演算を行って、クラッタ成分の瞬時的な位相変化量を推定し、推定信号を生成して乗算信号発生器１ｄに与える。乗算信号発生器１ｄは、位相変化量の推定信号を用いて複素数の乗算信号を発生させて複素乗算器１ａに与える。

複素乗算器１ａは、乗算信号発生器１ｄで生成された複素数の乗算信号とデータ系に直接入力されたＩ信号およびＱ信号と複素乗算を実施し、得られた実数部、虚数部のドプラ信号を一定値減算器１ｅに与える。一定値減算器１ｅは実数部、虚数部のドプラ信号に対して一定値減算を行ってクラッタ成分を除去してＨＰＦ１ｆに与え、ＨＰＦ１ｆによりハイパス処理されて残存していたクラッタ成分がさらに確実に除去される。さらに、クラッタ成分が除去されたドプラ信号は複素乗算器１ｇに与えられる。

つまり、クラッタ成分の瞬時的な位相変化をキャンセルしたドプラ信号からその最初の位相時の振幅値がクラッタ成分の振幅値と見做されて一律に減算される。

一方、乗算信号発生器１ｄで生成された複素数の乗算信号は、位相反転器１ｈにも与えられる。位相反転器１ｈは複素数の乗算信号に位相反転演算を行って、位相補正量を逆位相にした複素信号を生成して複素乗算器１ｇに与える。そして、複素乗算器１ｇにおいて、ＨＰＦ１ｆによりクラッタ成分が除去されたドプラ信号に、位相反転器１ｈから受けた位相補正量を逆位相にした複素信号が掛けられる。

これにより、複素乗算器１ｇにおいて、クラッタ成分に対する位相補正の影響が打ち消されて、超音波プローブに対する血流速度等の値を求め得る信号に変換することができる。複素乗算器１ｇにおいて得られたＩ信号およびＱ信号は図示しない速度・分散・パワー推定回路に与えられて、各種血流情報の演算に供される。

また、一定値減算器１ｅの出力信号は、クラッタ情報検出器１ｉにも与えられ、クラッタ情報検出器１ｉにおいてドプラ信号に残存している可能性のあるクラッタ成分の程度を表す特徴量が算出される。クラッタ情報検出器１ｉの出力である特徴量はフィルタ特性設定器１ｊに与えられ、フィルタ特性設定器１ｊにより、特徴量に応じてＨＰＦ１ｆの遮断特性が制御される。

特開平１０−９９３３３号公報 特開平１１−２６７１２５号公報

従来の超音波診断装置では、ウォールフィルタにおける信号の系統が多重になっており、さらに、位相補正のための複素乗算器が備えられるため、回路規模が大きくなるという問題がある。また、ウォールフィルタにおいて、フィードバック系の存在により、データ系の制御（データの同期）が複雑化するという問題がある。

さらに、位相補正の処理は一義的に決定されるのに対し、ウォールフィルタ（具体的にはＨＰＦ）のフィルタ係数を具体的にどのように変化させるかは、対象臓器、深さ、流速レンジ、アンサンブル数等の条件によって変化させる必要がある。しかし、ウォールフィルタのフィルタ係数が最適となるように調整することは困難である。

例えば、ウォールフィルタのカットオフ周波数を上げすぎると血流成分の信号が除去されてしまい、逆にカットオフ周波数を下げすぎるとクラッタ成分の信号が残存することとなる。血流成分の信号が除去されると、診断に支障を来たすため、必然的にウォールフィルタのカットオフ周波数を大きく変化させることができないということになる。このため端的に言えば、ウォールフィルタのカットオフ周波数をアダプティブに変化させない方が良いとも言える。

本発明はかかる従来の事情に対処するためになされたものであり、クラッタ成分を成すデータ間の瞬時的な位相変化を推定し、その瞬時的な位相変化量に応じてドプラ信号の位相変化を補正する処理と等価あるいは近似な処理をフィードバック系のない単純な回路方式で行うことが可能なウォールフィルタを備えた超音波診断装置を提供することを目的とする。

本発明に係る超音波診断装置は、上述の目的を達成するために、請求項１に記載したように、被検体内に超音波信号を各走査線方向に複数回ずつ送信するとともに当該被検体から反射されてくる超音波エコー信号を受信する送受信手段と、前記送受信手段の受信信号からＩＱ信号を得る手段と、前記ＩＱ信号から振幅信号を得る手段と、前記各走査線方向それぞれの同一位置から反射されてきた複数のＩＱ信号および複数の振幅信号のうち、周波数が低い成分については前記ＩＱ信号および前記振幅信号の双方の信号強度を低減させ、周波数が中程度の成分については前記ＩＱ信号の信号強度を低減させる一方、前記振幅信号の周波数が中程度のものを通過させ、周波数が高い成分については前記ＩＱ信号を主に通過させる一方、前記振幅信号の信号強度を低減させることで、前記複数の振幅信号から周波数の低い成分を除去し、その際、直交変換の基底の係数を変更することで低減及び通過の度合を制御する手段と、を備えたことを特徴とするものである。

本発明に係る超音波診断装置の第１の実施形態を示す構成図。 図１に示すバッファメモリのそれぞれに格納されるベース帯域のデジタルのドプラデータを示す図。 図１に示すウォールフィルタおよび速度・分散・パワー推定回路の詳細構成を示すブロック図。 図３に示す第１、第２のＨＰＦの回路構成および演算方法の一例を示す図。 図１に示す従来のウォールフィルタ１における主要構成要素の詳細回路ブロック図。 実際の超音波信号の組織の動きが大きい地点での直交多項式空間の周波数特性を示した図。 本発明に係る超音波診断装置の第２の実施形態を示す構成図。 本発明に係る超音波診断装置の第３の実施形態を示す構成図。 本発明に係る超音波診断装置の第４の実施形態を示す構成図。 従来のデータ系とフィードバック系のための２系統のパスを備え、アンサンブル列に対してＬＰＦをかけるようにしたウォールフィルタの構成図。

本発明に係る超音波診断装置の実施の形態について添付図面を参照して説明する。

図１は本発明に係る超音波診断装置の第１の実施形態を示す構成図である。

図１に示す超音波診断装置は、超音波信号と電気信号の間で双方向に信号変換可能な超音波プローブ１と、この超音波プローブ１に接続された送信系回路２および受信・処理系回路３とを備える。

超音波プローブ１は、その先端に配置されたアレイ型圧電振動子を備える。アレイ型振動子は複数の圧電素子を並列に配置し、その配置方向を走査方向としたもので、複数の圧電素子それぞれが送受信の各チャンネルを形成する。

送信系回路２は、基準レートパルスを発生するパルス発生器１１と、このパルス発生器１１から出力された基準レートパルスをチャンネル毎に遅延して駆動パルスを発生させる送信回路１２とを備える。送信回路１２から出力されたチャンネル毎の駆動パルスは、超音波プローブ１の複数の振動子のそれぞれに供給される。駆動パルスの送信遅延時間は各チャンネル毎に制御され、レート周波数毎に繰返し供給される。駆動パルスの供給に応答して各振動子から超音波パルスが出射される。この超音波パルスは被検体内を伝搬ながら、制御された送信遅延時間により送信ビームを形成し、音響インピーダンスの異なる境界面でその一部が反射してエコー信号になる。戻ってきたエコー信号の一部または全部は振動子で受信され、対応する電気信号に変換される。

一方、受信・処理系回路３は、超音波プローブ１に接続された受信回路２１のほか、この受信回路２１の出力側に置かれたＢモード処理回路２２、ＣＦＭモード処理回路２３、および表示回路２４を備える。受信回路２１は、プローブ１の振動子に接続されたチャンネル毎のプリアンプと、このプリアンプのそれぞれに接続された遅延回路と、その遅延回路の遅延出力を加算する加算器とを備える。このため、プローブ１により受信されたエコー信号は、その対応する電気量のアナログ信号が受信回路２１に取り込まれ、チャンネル毎に増幅された後、受信フォーカスのために遅延制御され、加算される。これにより、受信遅延時間の制御に応じて決まるフォーカス点を有する受信ビームが演算上で形成され、所望の指向性が得られる。

受信回路２１の出力端は、Ｂモード処理回路２２およびＣＦＭモード処理回路２３に分岐して接続されている。Ｂモード処理回路２２はＢモードの白黒の断層像データの作成を担うもので、図示しない対数増幅器、包絡線検波器、およびＡ／Ｄ変換器を備えている。このため、受信回路２１で整相加算されたエコー信号は対数増幅器で対数的に増幅され、その増幅信号の包絡線が包絡線検波器で検波され、さらにＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換された表示系回路２４にＢモード画像信号として送られる。

表示回路２４は、Ｂモード用、ＣＦＭ用のフレームメモリおよび書込み／読出し制御回路を備えたデジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）３１、ピクセルのカラー付与処理を行うカラー処理器３２、Ｄ／Ａ変換器３３、および表示用のＴＶモニタ３４を備える。Ｂモード処理回路２２から出力されたデジタル量の包絡線検波信号は、ＤＳＣ３１のＢモード用フレームメモリに書き込まれる。

さらにＣＦＭ処理回路２３は、血流動態を観測するＣＦＭモードの画像データの作成を担う回路群であり、その入力側は、受信回路２１から出力されたエコー信号を実数部Ｑ，虚数部Ｉに対応して２系統で入力するように分岐されている。実数部Ｑおよび虚数部Ｉの信号系毎に、ミキサ４１Ａ（４１Ｂ）、ＬＰＦ４２Ａ（４２Ｂ）、およびＡ／Ｄ変換器４３Ａ（４３Ｂ）をこの順に備える。ＣＦＭ処理回路２３はさらに、Ａ／Ｄ変換器４３Ａ、４３Ｂからの実数部および虚数部の処理信号を一旦格納するバッファメモリ４４Ａ，４４Ｂ、この格納信号に基づいてフィルタリング処理を行うウォールフィルタ４５、およびこのフィルタ部出力に基づいて血流動態に関する各種の演算を行う速度・分散・パワー推定回路４６を備える。ＣＦＭ処理回路２３はさらに、参照用の基準信号を発振する基準発振器４７と、この基準信号に正確に９０度の相差を与えてミキサ４１Ａ，４１Ｂにそれぞれ供給する位相器４８とを備える。基準発信器４７と送信系回路２のパルス発生器２１とは互いに同期して駆動する。基準信号は超音波信号と略同一の周波数を有する。

このため、受信回路２１から出力されたエコー信号は、実数部、虚数部の信号系それぞれにおいて、ミキサ４１Ａ（４１Ｂ）により基準信号との間で乗算された後、ＬＰＦ４２Ａ（４２Ｂ）によりその高周波成分が除去されて、ベース帯域の信号となる。すなわち、エコー信号はその実数部、虚数部毎に、ミキサ４１Ａ（４１Ｂ）およびＬＰＦ４２Ａ（４２Ｂ）による位相検波（直交位相検波）がなされ、基準信号からの位相差を反映したベース帯域のドプラ信号として抽出される。このドプラ信号はその実数部、虚数部毎に、Ａ／Ｄ変換器４３Ａ（４３Ｂ）によりデジタルデータに変換され、バッファメモリ４４Ａ（４４Ｂ）に一旦格納される。

ウォールフィルタ４５は、バッファメモリ４４Ａ，４４Ｂに個別に格納されているドプラデータ群を用いて心臓壁などで反射してきた不要なエコー信号を除去するために介挿してある。このウォールフィルタ４５の処理は、本発明に係るフィルタリングの手法を達成するものである。その具体的な構成は図３に示すようであり、その処理については後述する。ウォールフィルタ４５により、実質臓器からのドプラ成分（クラッタ成分と呼ぶ）が全体のドプラ信号から確実かつ精度良く除去されて血流からのドプラ成分のみが抽出される。

ウォールフィルタ４５でフィルタリングされた実数部、虚数部のドプラデータはそれぞれ速度・分散・パワー推定回路４６に送られる。速度・分散・パワー推定回路４６は、実数部、虚数部のドプラデータを用いて血流の動態情報を推定する、例えば自己相関器およびこの相関結果を用いる平均速度演算器、分散演算器、パワー演算器を有しており、血流の平均速度、速度分布の分散、血流からの反射信号のパワーなどの情報が推定演算される。この演算結果はＣＦＭモード画像データとしてＤＳＣ３１のＣＦＭ用フレームメモリに一旦格納される。

ＤＳＣ３１では、Ｂモード用フレームメモリおよびＣＦＭモード用フレームメモリに格納された画像データが各別に標準ＴＶ方式で読み出される。さらに、この読出しと並行して、両フレームメモリの共通画素同士の一方が択一的に選択され、Ｂモード画像（背景像）にＣＦＭモード画像が重畳された１フレームの画像データが形成される。この画像データはカラー処理器３２でカラー付与処理が施された後、Ｄ／Ａ変換器により所定タイミング毎にアナログ信号に変換され、ＴＶモニタ３４に表示される。この結果、白黒のＢモード像を背景に血流速度の２次元カラー像が表示される。

続いて、ウォールフィルタ４５の構成および動作の説明を、本発明のフィルタリングの原理説明と併せて行う。

図２は、図１に示すバッファメモリ４４Ａ，４４Ｂのそれぞれに格納されるベース帯域のデジタルのドプラデータを示す図である。

ＣＦＭモードの画像を作るには、同一の走査線方向への超音波パルスの送受信がＮ回（例えば１６回）繰り返される。この送受信１回毎に得られるエコー信号に基づいて、バッファメモリ４４Ａ，４４Ｂに直交位相検波されたドプラデータがそれぞれ格納される。このため、図２に示すようにバッファメモリ４４Ａ，４４Ｂのそれぞれに格納されるベース帯域のデジタルのドプラデータＤＤは３次元になる。第１の次元は各走査線数（番号）１〜Ｌを表わし、第２の次元は各走査線に沿った深さ方向のサンプル数（番号）１〜Ｍを表わし、および第３の次元は各サンプル点について送受信の繰返しにより得られるドプラデータＤＤの数（番号）１〜Ｎを表わす。ドプラデータＤＤの数は前述のようにアンサンブル数と呼ばれる。ＣＦＭモードでは、図２の斜線部分に示すように、各サンプル点で時系列に得られたＮ個のドプラデータＤＤを独立に処理して各サンプル点毎の血流の動態情報を得る。

このため、ウォールフィルタ４５には、バッファメモリ４４Ａ，４４Ｂから実数部Ｑ、虚数部Ｉのデジタル量のドプラ信号（ＩＱ信号）ｆ（ｋ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｎ）が走査面の各位置毎に供給される。

このウォールフィルタ４５の動作上の特徴は以下の３つに集約される。すなわち、（１）ＩＱ信号および振幅信号のうち低い周波数成分の信号は信号強度を低減させる。（２）中程度の周波数成分についてはＩＱ信号の信号強度を低減させる一方、振幅信号を主として出力する。（３）高い周波数成分については振幅信号の信号強度を低減させる一方、ＩＱ信号を主として出力する。尚、ここで、信号強度を低減させる場合には、信号強度をゼロにする、すなわち信号をカットすることを含むものとする。

図３は、図１０に示すウォールフィルタ４５および速度・分散・パワー推定回路４６の詳細構成を示すブロック図である。

ウォールフィルタ４５は、２つのＩ信号用およびＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂと異なる特性を有する第２のＨＰＦ５１、ＩＱ信号から振幅信号を得る手段としての振幅取得回路５２並びに加算回路５３を有する。ウォールフィルタ４５に導かれるＩ信号は分岐してＩ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａと、振幅取得回路５２とに与えられる。同様にウォールフィルタ４５に導かれるＱ信号も分岐してＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂと、振幅取得回路５２とに与えられる。

振幅取得回路５２は、Ｉ信号およびＱ信号からそれぞれ振幅を算出して振幅信号として第２のＨＰＦ５１に与える。すなわち、ＩＱ信号のアンサンブル方向のデータ列を式（１）に示すようにｆ（ｋ）（ｋ＝１、２、・・・、Ｎ）とすると、Ａ（ｋ）を振幅信号として取得し、第２のＨＰＦ５１に与える機能を有する。
［数１］
ｆ（ｋ）＝Ｉ（ｋ）＋ｊＱ（ｋ）＝Ａ（ｋ）ｅｘｐ｛ｊφ（ｋ）｝ ・・・（１）
但し、ｋ＝１，２，・・・，Ｎである。

第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１には、それぞれ、最小２乗法によってアンサンブル方向のデータ列を多項式フィッティングすることでフィティング信号を取得し、原信号からフィティング信号を減算することによってＨＰＦ動作を行う方式のものが用いられる。この方式は、Ａ．Ｐ．Ｇ．Ｈｏｅｋｓ等により１９９１年に米国Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃ Ｉｍａｇｉｎｇ誌１３号に「Ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｔｏ Ｒｅｍｏｖｅ Ｌｏｗ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｓｉｇｎａｌｓ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ」という題名で報告されており、近年超音波カラードプラ装置のウォールフィルタ設計に用いられている方式である。

最小２乗法による多項式フィッティングは、直交多項式空間上でフィルタを掛けてその逆変換したものと等しいため、行列演算で最小２乗法によるＨＰＦ動作やＬＰＦ動作を行なうことができる。すなわち、直交多項式変換等の直交変換を行な正規直交行列をＵ、対角行列をＤとして式（２−１）によりＮ行Ｎ列のフィルタ行列Ｗを定義し、入力列ベクトルをｘ、出力列ベクトルをｙとして式（２−２）に示すような行列演算を行なうことによりＨＰＦ動作やＬＰＦ動作を行なうことができる。

［数２］
Ｗ＝Ｕ^−１ＤＵ ・・・（２−１）
ｙ＝Ｗｘ ・・・（２−２）
ただし、式（２−１）において、行列Ｕに直交多項式変換以外の直交変換を行なう行列を用いることも可能である。

このため、第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１は、入力信号に対し、フィルタ行列Ｗにより式（２−２）に示す実係数の線形フィルタによる行列演算を行って出力するようにされる。すなわち、Ｉ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａは、Ｉ信号のアンサンブル方向のデータ列ベクトルｘに対して、式（２−２）に示す行列演算を行なって最小２乗法によるＬＰＦあるいはＨＰＦ出力信号ｙを得て加算回路５３に与える機能を有する一方、Ｑ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂは、Ｑ信号のアンサンブル方向のデータ列ベクトルｘに対して、式（２−２）に示す行列演算を行なって最小２乗法によるＬＰＦあるいはＨＰＦ出力信号ｙを得て速度・分散・パワー推定回路４６に出力する機能を有する。

また、第２のＨＰＦ５１は、振幅取得回路５２から受けた振幅信号Ａ（ｋ）のアンサンブル方向のデータ列ベクトルｘに対して、式（２−２）に示す行列演算を行なって最小２乗法によるＬＰＦあるいはＨＰＦ出力信号ｙを得て加算回路５３に与える機能を有する。

ここで、式（２−１）に示すように線形フィルタの特性は対角行列Ｄの対角要素で決定される。すなわち、対角行列Ｄの対角要素の小さい方からｍ個を１にして残りを０にすると線形フィルタはＬＰＦとしての特性となり、対角行列Ｄの対角要素の小さい方からｍ個を０にして残りを１にすると線形フィルタはＨＰＦとしての特性となる。以下に、アンサンブル数Ｎ＝１６の場合の第１のＨＰＦ５０Ａ、５０Ｂ、第２のＨＰＦ５１の構成例を示す。第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ１は、式（３−１）に、第２のＨＰＦ５１の特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ２は、式（３−２）に示す値を設定する。

［数３］
ｈｐｆ１＝［０，０，０，０，０，０，０，０，１，１，１，１，１，１，１，１］
・・・（３−１）
ｈｐｆ２＝［０，０，０，０，１，１，１，１，０，０，０，０，０，０，０，０］
・・・（３−２）

すなわち、第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１では、直交多項式空間において、４番目以下の基底の係数が０とされ、低い周波数成分のＩＱ信号および振幅信号それぞれカットされる。また、５番目から８番目の基底の係数は、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂでは０とされる一方、第２のＨＰＦ５１では１とされる。このため、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの出力であるＩＱ信号のうち、中程度の周波数のＩＱ信号はカットされる一方、第２のＨＰＦ５１の出力であるＩＱの振幅信号は周波数が中程度であってもカットされずに出力される。さらに、９番目以降の基底の係数は、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂでは１とされる一方、第２のＨＰＦ５１では０とされる。このため、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの出力であるＩＱ信号のうち、高い周波数のＩＱ信号はカットされずに出力される一方、第２のＨＰＦ５１の出力であるＩＱの振幅信号のうち周波数が高い成分の振幅信号はカットされる。

つまり、第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１のフィルタ行列Ｗをそれぞれ定義する際、対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２の設定により、前述の「（１）ドプラ信号のうち低い周波数成分の信号はカットする。（２）ドプラ信号のうち中程度の周波数成分についてはＩＱ信号の振幅信号を出力する。（３）ドプラ信号のうち高い周波数成分についてはＩＱ信号を出力する。」という特徴をウォールフィルタ４５に持たせることができる。そして、第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１は、ＩＱ信号および振幅信号から、それぞれ異なる特性により周波数の低い成分を除去する手段として機能する。

図４は、図３に示す第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１の回路構成および演算方法の一例を示す図である。

第１、第２のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１は、係数発生器７０、Ｎ個の乗算器７１および加算回路７２を備える。係数発生器７０は、Ｎ行Ｎ列のフィルタ行列Ｗのｋ行目のＮ個の要素ａ_ｋ１，ａ_ｋ２，・・・，ａ_ｋＮを生成して個別に各乗算器７１に与える。各乗算器７１には、アンサンブル方向のデータ列ベクトルｘの各要素ｘ（１）、ｘ（２）、・・・、ｘ（Ｎ）が個別に入力され、要素ａ_ｋ１，ａ_ｋ２，・・・，ａ_ｋＮとの積が計算される。各乗算器７１で得られた乗算結果は加算回路７２に与えられ、加算される。この結果、ＨＰＦ出力信号ｙのｋ行目の要素ｙ（ｋ）が得られる。

さらに、各行（ｋ＝１、２、・・・、Ｎ）について同様な演算が実行され式（４）に示すＮ×Ｎの行列演算が行なわれる。

また、ウォールフィルタ４５の加算回路５３は、Ｉ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａから受けたＩ信号と、第２のＨＰＦ５１から受けた振幅信号とを加算して速度・分散・パワー推定回路４６にＩ信号として与える機能を有する。

一方、速度・分散・パワー推定回路４６は、パワー演算回路５４、パワー積算器５５、パルスペア演算回路５６、ＰＰ（パルスペア）積算器５７、ＬＯＧ圧縮回路５８、位相検出器５９、分散推定器６０を備える。

パワー演算回路５４は、加算回路５３から受けたＩ信号およびＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂから受けたＱ信号を用いて式（５）に示す演算を行なってアンサンブル方向の各パワー信号であるＰ０（ｋ）を求め、パワー積算器５５に与える機能を有する。

［数５］
Ｐ０（ｋ）＝｛Ｉ（ｋ）｝^２＋｛Ｑ（ｋ）｝^２ ・・・（５）

パワー積算器５５は、パワー演算回路５４から受けたアンサンブル方向の各パワー信号Ｐ０（ｋ）を式（６）に示すように加算することによりパワー信号Ｐ１を求める機能と、求めたパワー信号Ｐ１をＬＯＧ圧縮回路５８に与える機能を有する。

［数６］
Ｐ１＝Ｐ０（１）＋Ｐ（２）＋・・・＋Ｐ（Ｎ） ・・・（６）

ＬＯＧ圧縮回路５８は、パワー積算器５５から受けたパワー信号Ｐ１に対して式（７）に示す演算を行なって血流パワー信号Ｐを推定する機能と、推定した血流パワー信号Ｐを分散推定器６０および後段のＤＳＣ３１に出力する機能を有する。

［数７］
Ｐ＝１０×ｌｏｇ（Ｐ１） ・・・（７）

パルスペア演算回路５６は、加算回路５３から受けたＩ信号およびＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂから受けたＱ信号を用いて式（８）に示す演算を行なって、アンサンブル方向の各パルスペア信号であるｐｐ（ｋ）を求め、ＰＰ積算器５７に与える機能を有する。

［数８］
ｐｐ（ｋ）＝ｃｏｎｊ｛ＩＱ（ｋ−１）｝ＩＱ（ｋ） ・・・（８）
ただし、ｃｏｎｊ（ｘ）は、ｘの共役複素数の演算を行なう関数である。

ＰＰ積算器５７は、パルスペア演算回路５６から受けたアンサンブル方向の各パルスペア信号ｐｐ（ｋ）を式（９）に示すように加算することにより出力信号ａｃを求める機能と、求めた出力信号ａｃを位相検出器５９および分散推定器６０に与える機能を有する。

［数９］
ａｃ＝ｐｐ（２）＋ｐｐ（３）＋・・・＋ｐｐ（Ｎ） ・・・（９）

位相検出器５９は、ＰＰ積算器５７の出力信号ａｃを用いて式（１０）に示す演算を行なうことにより、血流速度信号Ｖを求め、求めた血流速度信号Ｖを後段のＤＳＣ３１に出力する機能を有する。

［数１０］
Ｖ＝ａｔａｎ｛ｉｍａｇ（ａｃ）／ｒｅａｌ（ａｃ）｝ ・・・（１０）

分散推定器６０は、ＬＯＧ圧縮回路５８から受けたパワー信号ＰとＰＰ積算器５７の出力信号ａｃを用いて式（１１）により血流分散信号Ｔを求めて後段のＤＳＣ３１に出力する機能を有する。

［数１１］
Ｔ＝１−｜ａｃ｜／Ｐ ・・・（１１）

次に、このように構成されたウォールフィルタ４５および速度・分散・パワー推定回路４６の作用について説明する。

図１に示すバッファメモリ４４Ａ，４４Ｂのそれぞれに格納されたＩＱ信号が、ウォールフィルタ４５に入力されると、Ｉ信号は分岐してＩ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａと、振幅取得回路５２とに与えられ、Ｑ信号は分岐してＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂと、振幅取得回路５２とに与えられる。振幅取得回路５２では、ＩＱ信号の振幅が求められて振幅信号として第２のＨＰＦ５１に与えられる。

そして、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂおよび第２のＨＰＦ５１において、例えば式（３−１）、式（３−２）で決定される特性により、周波数が低いＩＱ信号成分ないし振幅信号成分がカットされる。このため、周波数が低く速度が遅い、組織からのクラッタ成分である可能性が高いＩＱ信号成分ないし振幅信号成分がカットされる。

また、ウォールフィルタ４５に入力されるＩＱ信号のうち周波数が高い成分については、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性によりウォールフィルタ４５に入力されたＩＱ信号がウォールフィルタ４５の出力とされる。すなわち、高い周波数成分の速度の速いＩＱ信号は、組織の動きによるクラッタ成分である可能性が低く、血流信号である可能性が高いため、ウォールフィルタ４５の出力とされて後段の速度・分散・パワー推定回路４６に与えられる。

さらに、ウォールフィルタ４５に入力されるＩＱ信号の周波数が中程度の場合には、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性によりＩＱ信号がカットされ、振幅取得回路５２で得られた振幅信号が加算回路５３を介してＩ信号としてウォールフィルタ４５の出力とされる。ウォールフィルタ４５に入力されるＩＱ信号の速度が中程度の成分の場合には、位相変化に着目してもＩＱ信号が組織の動きによるものであるか血流の流れによるものであるのかを判断することが難しい。

しかし、ＩＱ信号の振幅変化に着目すると、組織の動きよるＩＱ信号の振幅の変化は小さいが、血流によるＩＱ信号の場合にはスペックルで振幅が変化する。よって、中程度の周波数成分のＩＱ信号はウォールフィルタ４５を通過させずに、ＩＱ信号の振幅信号の周波数が中程度のものをウォールフィルタ４５を通過させれば、組織の動きによるＩＱ信号を通過させずに、血流によるＩＱ信号のみを通過させることが可能になる。

ここで、振幅取得回路５２から第２のＨＰＦ５１を通過してウォールフィルタ４５のＩ信号出力とされる振幅信号は、図１０に示す従来のウォールフィルタ１における一定値減算器１ｅの出力、すなわちクラッタ成分を成すデータ間の瞬時的な位相変化を推定し、その瞬時的な位相変化量に応じてドプラ信号の位相変化を補正した瞬時位相補正後の信号と等価である。すなわち、ウォールフィルタ４５は図１０に示す従来のウォールフィルタ１と略等価の処理を行なう機能を有する。

このため、ウォールフィルタ４５に入力されるＩＱ信号の周波数が中程度の場合に、振幅取得回路５２の出力である振幅信号をウォールフィルタ４５のＩ信号出力とすれば組織の動きによるクラッタ成分を大幅に低減することができる。

ここで、本発明に係る超音波診断装置におけるウォールフィルタ４５が図１０に示す従来のウォールフィルタ１と同等の機能を有する根拠について説明する。

図５は、図１０に示す従来のウォールフィルタ１における主要構成要素の詳細回路ブロック図である。

図５は、従来のウォールフィルタ１において、パラメータをアダプティブに制御するクラッタ情報検出器１ｉ、フィルタ特性設定器１ｊ並びに位相反転器１ｈ、複素乗算器１ｇを除去し、残りの回路ブロックについて詳細に示した図である。尚、図５において、図１０の構成要素に対応する構成要素には同符号を付してある。

すなわち、ウォールフィルタのカットオフ周波数を上げすぎると血流成分の信号が除去されてしまい、逆にカットオフ周波数を下げすぎるとクラッタ成分の信号が残存することとなるが、血流成分の信号が除去されると診断に支障を来たすことになる。そこで、図１および図３に示すウォールフィルタ４５においては、カットオフ周波数をアダプティブに変化させずに、フィルタ係数が固定値とされる。

そこで、図１０に示す従来のウォールフィルタ１において、パラメータをアダプティブに制御するための回路構成を除いて説明する。また、位相反転器１ｈおよび複素乗算器１ｇは、位相補正によるシフト分を補正するための回路であるが、真の血流速度を表示するためには必ずしも必要ではないため、位相反転器１ｈおよび複素乗算器１ｇについても省略して説明する。

さらに、図１０に示す従来のウォールフィルタ１において、ＨＰＦ１ｆおよびＬＰＦ１ｂは、図３に示すＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１と同様にマトリックスフィルタと呼ばれる回路構成であり、一定値減算器１ｅは、ＨＰＦ１ｆに包含することができる。

すなわち、ウォールフィルタ１は、Ｉ信号を処理する系とＱ信号を処理する系とを有し、Ｉ信号用の遅延回路６０、複素乗算器１ａ、ＨＰＦ１ｆおよびＬＰＦ１ｂ、Ｑ信号用の遅延回路６０、複素乗算器１ａ、ＨＰＦ１ｆおよびＬＰＦ１ｂ並びにＩ信号、Ｑ信号共通のクラッタ位相変化量推定器１ｃおよび乗算係数発生器１ｄを有する。さらに、クラッタ位相変化量推定器１ｃは、パルスペア演算回路６１、位相検出器６２、位相積算器６３とで構成される。

そして、ウォールフィルタ１に入力したＩ信号およびＱ信号はそれぞれ、データ系の遅延回路６０およびフィードバック系のＬＰＦ１ｂに与えられる。ここで、フィードバック系において仮にＬＰＦ１ｂがない場合について考えると、Ｉ信号およびＱ信号はフィードバック系のパルスペア演算回路６１に与えられる。パルスペア演算回路６１では、式（１）に示すようなＩＱ信号のアンサンブル方向のデータ列ｆ（ｋ）に対して式（１２）に示す演算が行なわれてパルスペア信号ｐｐ（ｋ）が生成される。

［数１２］
ｐｐ（１）＝１
ｐｐ（ｋ）＝ｃｏｎｊ｛ｆ（ｋ−１）｝ｆ（ｋ） （ｋ＝２，・・・，Ｎ）
・・・（１２）

次に、パルスペア演算回路６１で生成されたアンサンブル方向の各パルスペア信号ｐｐ（ｋ）は、位相検出器６２に与えられる。位相検出器６２では、各パルスペア信号ｐｐ（ｋ）に対して式（１３）の演算が行なわれて信号ｐｈ（ｋ）が生成される。

［数１３］
ｐｈ（ｋ）＝ａｔａｎ｛ｉｍａｇ（ｐｐ（ｋ））／ｒｅａｌ（ｐｐ（ｋ））｝
（ｋ＝１，・・・，Ｎ）
・・・（１３）
尚、式（１３）において、ｉｍａｇ（ｘ）は、ｘの虚数部を出力とする関数であり、ｒｅａｌ（ｘ）は、ｘの実数部を出力とする関数である。

次に、位相検出器６２で生成されたアンサンブル方向の各信号ｐｈ（ｋ）は、位相積算器６３に与えられる。位相積算器６３では、各信号ｐｈ（ｋ）に対して式（１４）の演算が行なわれて、すなわち各信号ｐｈ（ｋ）が加算されて信号ｃ（ｋ）が生成される。

［数１４］
ｃ（ｋ）＝ｐｈ（１）＋ｐｈ（２）＋・・・＋ｐｈ（ｋ） （ｋ＝１，・・・，Ｎ）
・・・（１４）

次に、位相積算器６３で生成された各信号ｃ（ｋ）は、乗算係数発生器１ｄに与えられる。乗算係数発生器１ｄでは、各信号ｃ（ｋ）に対して式（１５）の演算が行なわれて、信号ｍｉｘ（ｋ）が生成される。

［数１５］
ｍｉｘ（ｋ）＝ｅｘｐ｛−ｊｃ（ｋ）｝ （ｋ＝１，・・・，Ｎ） ・・・（１５）

次に、乗算係数発生器１ｄで生成された各信号ｍｉｘ（ｋ）の実数部がＩ信号用の複素乗算器１ａに、各信号ｍｉｘ（ｋ）の虚数部がおよびＱ信号用の複素乗算器１ａに与えられる。

一方、データ系の遅延回路６０に与えられたＩ信号Ｉ（ｋ）およびＱ信号Ｑ（ｋ）には、所要の遅延時間が与えられて、Ｉ信号用およびＱ信号用の複素乗算器１ａにそれぞれ与えられる。そして、Ｉ信号用の複素乗算器１ａでは、ｍｉｘ（ｋ）の実数部とＩ信号Ｉ（ｋ）とが乗算され、Ｑ信号用の複素乗算器１ａでは、ｍｉｘ（ｋ）の虚数部とＱ信号Ｑ（ｋ）とが乗算される。また、この際、同じｋに対する信号ｍｉｘ（ｋ）とＩ信号Ｉ（ｋ）あるいはＱ信号Ｑ（ｋ）とが乗算されるように、遅延回路６０において遅延時間が設定されてＩ信号Ｉ（ｋ）およびＱ信号Ｑ（ｋ）に遅延が与えられる。

つまり、Ｉ信号用およびＱ信号用の複素乗算器１ａにより式（１６）の演算が行なわれて出力信号ｇ（ｋ）が生成される。

［数１６］
ｇ（ｋ）＝ｆ（ｋ）・ｍｉｘ（ｋ） ・・・（１６）

ここでパルスペア演算の性質から、式（１７）が成立する。

［数１７］
ｐｈ（ｋ）＝φ（ｋ）−φ（ｋ−１） （ｋ＝２，・・・，Ｎ）
ｐｈ（１）＝０
・・・（１７）
従って、式（１７）と式（１４）より式（１８）が導き出される。

［数１８］
ｃ（ｋ）＝ｐｈ（１）＋ｐｈ（２）＋・・・＋ｐｈ（ｋ）
＝{φ（２）−φ（１）}＋{φ（３）−φ（２）}＋・・・＋{φ（ｋ）−φ（ｋ−１）}
＝−φ（１）＋φ（ｋ）
・・・（１８）

さらに、式（１８）、式（１６）および式（１５）より式（１９）が導き出される。

［数１９］
ｇ（ｋ）＝ｆ（ｋ）・ｍｉｘ（ｋ）
＝Ａ（ｋ）ｅｘｐ｛ｊφ（ｋ）｝ｅｘｐ｛−ｊφ（ｋ）＋ｊφ（１）｝
＝Ａ（ｋ）ｅｘｐ｛ｊφ（１）｝
・・・（１９）
ここで、式（１９）においてｅｘｐ｛ｊφ（１）｝はすべての信号に共通な初期位相であるから、後段の処理において影響を与えることがない。従って式（１９）においてｅｘｐ｛ｊφ（１）｝を無視することができる。式（１９）においてｅｘｐ｛ｊφ（１）｝を無視すると式（２０）が導きだされる。

［数２０］
ｇ（ｋ）＝Ａ（ｋ）＝ａｂｓ｛ｆ（ｋ）｝ ・・・（２０）
尚、式（２０）において、ａｂｓ（ｘ）はｘの絶対値を出力する関数である。

式（２０）より、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）、すなわち、図５に示すウォールフィルタ１において、ＩＱ信号のアンサンブル方向のデータ列ｆ（ｋ）に対してフィードバック系でＬＰＦ１ｂによる前処理を行なわずにＩＱ信号の瞬時位相補正を行なった信号ｇ（ｋ）は、原信号であるＩＱ信号ｆ（ｋ）の振幅信号Ａ（ｋ）と等しいことが分かる。

以上より、図５において、ＬＰＦ１ｂがない場合には、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）は、図３に示す振幅取得回路５２の出力信号である振幅信号Ａ（ｋ）と等価であることが分かる。

次に、図５に示すウォールフィルタ１において、ＩＱ信号のアンサンブル方向のデータ列ｆ（ｋ）に対してフィードバック系でＬＰＦ１ｂにより前処理としてフィルタ処理を施した後に瞬時位相補正を行い、さらにＨＰＦ１ｆでフィルタ処理を行なう場合について考える。

図５に示すＬＰＦ１ｂおよびＨＰＦ１ｆも図３に示すＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、５１と同様に入力信号に対し、式（２−１）で定義されるフィルタ行列Ｗにより式（２−２）に示す実係数の線形フィルタによる行列演算を行って出力するものである。このため、ＬＰＦ１ｂおよびＨＰＦ１ｆの特性は対角行列Ｄの対角要素で決定される。

ここで、対角行列Ｄの対角要素の小さい方からｍ個を１にして残りを０にすると線形フィルタはＬＰＦとしての特性となり、対角行列Ｄの対角要素の小さい方からｍ個を０にして残りを１にすると線形フィルタはＨＰＦとしての特性となるため、ＬＰＦ１ｂおよびＨＰＦ１ｆの特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｌｐｆおよびｈｐｆは、アンサンブル数が１６の場合には、例えばそれぞれ式（２１−１）、式（２１−２）のように設定される。

［数２１］
ｌｐｆ＝［１，１，１，１，１，１，１，１，０，０，０，０，０，０，０，０］
・・・（２１−１）
ｈｐｆ＝［０，０，０，０，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１］
・・・（２１−２）

そうすると、図５に示すウォールフィルタ１のフィードバック系において、ＩＱ信号のうち直交多項式空間内の低周波側８個の基底信号に対しては、ＬＰＦ１ｂにおいて信号がカットされないため、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）は、ＩＱ信号ｆ（ｋ）の振幅信号Ａ（ｋ）と等しく、ＩＱ信号のうち直交多項式空間内の高周波側８個の基底信号に対しては、ＬＰＦ１ｂにおいて信号がカットされるため、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）は、ＩＱ信号ｆ（ｋ）の振幅信号Ａ（ｋ）とは異なる信号となる。

すなわち、ＩＱ信号のうち直交多項式空間内の低周波側８個の基底信号は、クラッタ成分である可能性が高いためフィードバック系において瞬時位相補正された振幅信号Ａ（ｋ）が複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）とされ、ＩＱ信号のうち直交多項式空間内の高周波側８個の基底信号は、クラッタ成分である可能性が低いためデータ系に入力されたＩＱ信号ｆ（ｋ）が補正されずに複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）とされる。

さらに、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）は、ＨＰＦ１ｆに与えられ、直交多項式空間内の低周波側４個の基底信号に対応する振幅信号Ａ（ｋ）がカットされる。つまり、低周波側の信号をカットすることにより、より確実にクラッタ成分がＩＱ信号から除去される。一方、複素乗算器１ａの出力信号ｇ（ｋ）のうち、低周波側から５番目と８番目の間の４つの振幅信号Ａ（ｋ）は、ＨＰＦ１ｆの影響を受けずに出力される。

この結果、ＨＰＦ１ｆの出力でありウォールフィルタ１の出力でもあるＩＱ信号は、低周波側から５番目と８番目の間の４つの振幅信号Ａ（ｋ）と、高周波側の８つの原信号であるＩＱ信号となる。

従って、図３に示すウォールフィルタ４５において、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ１を式（３−１）に示す値とし、第２のＨＰＦ５１の特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ２を式（３−２）に示す値とすれば、ウォールフィルタ４５の特性は、周波数が１番目から８番目の信号においては図５に示すウォールフィルタ１の特性と等価となる。

すなわち、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂおよび第２のＨＰＦ５１それぞれの対角行列Ｄの各対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２の小さい方から４つの要素が０であるため、ＩＱ信号の低周波側の４つの成分は、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂおよび第２のＨＰＦ５１のいずれにおいてもカットされてクラッタ信号である可能性の高い成分が除去される。

また、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ１のうち、小さい方から５番目と８番目の間の要素が０であるため、ＩＱ信号のうち、周波数が小さい方から５番目と８番目の間であり中程度の周波数の４つの成分については、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂではカットされる。一方、第２のＨＰＦ５１の特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ２のうち、小さい方から５番目と８番目の間の要素が１であるため、振幅取得器４５ｃで得られた振幅信号が第２のＨＰＦ５１および加算回路５３を経由してＩ信号としてウォールフィルタ４５の出力とされる。

さらに、第２のＨＰＦ５１の特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ２のうち、小さい方から９番目以降の要素が０であるため、振幅取得器４５ｃで得られた振幅信号は第２のＨＰＦ５１においてカットされる。一方、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ１のうち、小さい方から９番目以降の要素が１であるため、ＩＱ信号のうち、周波数が小さい方から９番目以降であり高周波数の８つの成分については、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂや加算回路５３を経由してウォールフィルタ４５の出力とされる。

この結果、ウォールフィルタ４５の出力は、図５に示すウォールフィルタ１の出力と同様に、低周波側から５番目と８番目の間の４つの振幅信号Ａ（ｋ）と、高周波側の８つの原信号であるＩＱ信号となる。つまり、ウォールフィルタ４５の低周波側の１番目から８番目までの出力は、図５に示すウォールフィルタ１における瞬時位相補正出力に一致する。ただし、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂは、位相補正が行なわれないＩＱ信号に対してフィルタ処理を行なうものであるため、ウォールフィルタ４５の低周波側から９番目以降のＩＱ信号の出力は、位相補正を伴う図５に示すウォールフィルタ１の出力とは厳密には異なる。

ところで、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂの特性は、周波数が高い側の８つの対角要素ｈｐｆ１が１でその他は０である。従って、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂは、動きの速いものから得られたＩＱ信号に対してのみ応答することとなる。この点、周波数が高い領域におけるＩＱ信号に対し、組織の比較的遅い動きによる影響は小さいため、大きな問題とはならない。

図６は、実際の超音波信号の組織の動きが大きい地点での直交多項式空間の周波数特性を示した図である。

図６において、縦軸は、直交多項式空間の周波数の信号強度相対値[ｄＢ]を示し、横軸はアンサンブル方向の列に対応するウォールフィルタ４５、１の対角行列Ｄの基底の番号を示す。ここでは、アンサンブル数および基底の数を１６としている。また、図６において、四角印および一点鎖線は、図３に示すウォールフィルタ４５ないし図５に示す従来のウォールフィルタ１に入力されるアンサンブル列のＩＱ信号の直交多項式空間の周波数特性を示すデータＤ１、黒丸印および実線は図５に示す従来のウォールフィルタ１の複素乗算器１ａから出力されるＩＱ信号の直交多項式空間の周波数特性を示すデータＤ２、白丸印および点線は図３に示すウォールフィルタ４５の振幅取得器４５ｃから出力されるＩＱ信号の振幅信号の直交多項式空間の周波数特性を示すデータＤ３である。

すなわち、データＤ２は、入力ＩＱ信号を示すデータＤ１に対して図５に示す従来のウォールフィルタ１のＬＰＦ１ｂによるフィルタ処理を行なった後に複素乗算器１ａにおいて瞬時位相補正により得られたＩＱ信号の特性を示し、データＤ３は、ＩＱ信号を示すデータＤ１に対して図３に示すウォールフィルタ４５の振幅取得器４５ｃにより取得された振幅信号の特性を示す。

図６によれば、１番目から８番目の周波数が低い側の基底の特性、すなわち係数の値はデータＤ２とデータＤ３とが重なっていることから、瞬時位相補正を行った信号の場合における値と振幅信号の場合における値とで完全に一致していることが分かる。さらに、周波数が高い側の９番目以降においても、図３に示すウォールフィルタ４５ではデータＤ１が出力されるものの、基底の特性は、瞬時位相補正を行ったデータＤ２とデータＤ１とで大きな差はないことが分かる。

そして、このようにして得られたウォールフィルタ４５の出力であるＩＱ信号は後段の速度・分散・パワー推定回路４６のパワー演算回路５４およびパルスペア演算回路５６に与えられる。パワー演算回路５４では、式（５）に示す演算が行なわれ、得られたパワー信号がパワー積算器５５に与えられる。さらに、パワー積算器５５では、式（６）に示す演算が行なわれ、得られたパワー信号がＬＯＧ圧縮回路５８に与えられる。そして、ＬＯＧ圧縮回路５８では、式（７）に示す演算が行なわれて血流パワー信号Ｐが推定される。推定された血流パワー信号Ｐは、分散推定器６０および後段のＤＳＣ３１に出力されて画像生成に供される。

一方、パルスペア演算回路５６では、式（８）に示す演算が行なわれ、得られたパルスペア信号がＰＰ積算器５７に与えられる。ＰＰ積算器５７では、式（９）に示す演算が行なわれ、得られた出力信号が位相検出器５９および分散推定器６０に与えられる。そして、位相検出器５９では、式（１０）に示す演算が行なわれ、血流速度信号Ｖが求められる。求められた血流速度信号Ｖは、後段のＤＳＣ３１に出力されて画像生成に供される。

また、分散推定器６０では、ＬＯＧ圧縮回路５８から受けたパワー信号とＰＰ積算器５７の出力信号とから式（１１）に示す演算が行なわれ、血流分散信号Ｔが求められる。求められた血流分散信号Ｔは、後段のＤＳＣ３１に出力されて画像生成に供される。

以上のような超音波診断装置によれば、フィードバック系のないより簡単な回路構成で、従来行われていた瞬時位相補正、すなわち心拍や呼吸などに起因して微妙に動いている組織のクラッタ成分の瞬時的な位相変化を瞬時的にキャンセルする機能と同等の機能を備えることができる。すなわち、従来の超音波診断装置におけるウォールフィルタ１の方式では位相補正のフィードバック機構のために２系統のデータパスを持つ必要があり回路規模が大きくなり制御も複雑であったが、本発明に係る超音波診断装置ではフィードバック機構はなく１系統のデータパスで良いので回路規模が小さくでき制御も単純である。

尚、ウォールフィルタ４５に入力するＩＱ信号が周波数が低い側から５番目と８番目の間における基底の信号のみである場合には、ウォールフィルタ４５の出力が第２のＨＰＦ５１を通過したＩＱ信号の振幅信号のみとなる。このため、ウォールフィルタ４５から速度・分散・パワー推定回路４６に与えられる信号はＩ信号のみであり、Ｑ信号は０となる。従って、血流速度信号Ｖは＋０（０に近い正の数）か−０（０に近い負の数）となる。この場合、血流速度信号Ｖは、正しい血流の速度値ではないが血流が流れる方向を表す信号となる。そこで、このような場合には、血流パワー信号Ｐと血流が流れる方向のみが表示される。

一方、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂおよび第２のＨＰＦ５１の特性をそれぞれ決定する対角行列Ｄの各対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２が互いにオーバーラップしないように対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２は１か０により設定したが、例えば式（２２−１）、式（２２−２）に示すように各対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２を互いにオーバーラップさせてもよい。

［数２２］
hpf１＝［０,０,０,０,０．１,０．１,０．１,０．１,０．５,１,１,１,１,１,１,１］
・・・（２２−１）
hpf２＝［０,０,０,０,０．９,０．９,０．９,０．９,０．５,０,０,０,０,０,０,０］
・・・（２２−２）

式（２２−１）、式（２２−２）の例のように各対角要素ｈｐｆ１、ｈｐｆ２を互いにオーバーラップさせて設定すれば、ウォールフィルタ４５に入力するＩＱ信号が周波数が低い側から５番目と８番目の間における基底の信号のみである場合であっても速度・分散・パワー推定回路４６に与えられるＱ信号は０とならないため、血流の速度値として０でない血流速度信号Ｖを求めることができる。

図７は本発明に係る超音波診断装置の第２の実施形態を示す構成図である。

図７に示された、超音波診断装置では、ウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａの回路構成が図１に示す超音波診断装置と相違する。他の構成および作用については図１に示す超音波診断装置と実質的に異ならないためウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａの回路構成のみ図示し、同一の構成については同符号を付して説明を省略する。

ウォールフィルタ４５Ａは、２つのＩ信号用およびＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂと異なる特性を有する第２のＨＰＦ５１、振幅取得回路５２、第１のパワー演算回路５４Ａ、第２のパワー演算回路５４Ｂ、パルスペア演算回路５６並びに加算回路５３を有する。また、速度・分散・パワー推定回路４６Ａは、パワー積算器５５、ＰＰ積算器５７、ＬＯＧ圧縮回路５８、位相検出器５９および分散推定器６０を備える。

そして、ウォールフィルタ４５Ａに入力されたＩ信号はＩ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａと、振幅取得回路５２とに与えられる。同様にウォールフィルタ４５に入力されたＱ信号はＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂと、振幅取得回路５２とに与えられる。Ｉ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａの出力は、第１のパワー演算回路５４Ａとパルスペア演算回路５６とに与えられ、Ｑ信号用の第１のＨＰＦ５０Ｂの出力も第１のパワー演算回路５４Ａとパルスペア演算回路５６とに与えられる。

また、振幅取得回路５２の出力側には第２のＨＰＦ５１が、第２のＨＰＦ５１出力側には第２のパワー演算回路５４Ｂがそれぞれ設けられる。さらに、第１のパワー演算回路５４Ａの出力および第２のパワー演算回路５４Ｂの出力は加算回路５３に与えられる。

一方、速度・分散・パワー推定回路４６Ａのパワー積算器５５は、加算回路５３の出力を受けるようにされ、ＰＰ積算器５７は、パルスペア演算回路５６の出力を受けるようにされる。パワー積算器５５およびＰＰ積算器５７の後段の構成は、図３に示す速度・分散・パワー推定回路４６と同様である。

また、第１のパワー演算回路５４Ａは、第１のＨＰＦ５０Ａ、５０Ｂからそれぞれ受けたＩ信号およびＱ信号を用いて式（５）に示す演算を行なってアンサンブル方向の各パワー信号であるＰ０（ｋ）を求め、加算回路５３に与える機能を有し、第２のパワー演算回路５４Ｂは、第２のＨＰＦ５１から受けたＩＱ信号の振幅信号の２乗値をアンサンブル方向の各パワー信号として加算回路５３に与える機能を有する。

パルスペア演算回路５６は、第１のＨＰＦ５０Ａ、５０Ｂからそれぞれ受けたＩ信号およびＱ信号を用いて式（８）に示す演算を行なって、アンサンブル方向の各パルスペア信号であるｐｐ（ｋ）を求め、ＰＰ積算器５７に与える機能を有する。また、加算回路５３は、第１、第２のパワー演算回路５４Ａ、５４Ｂからそれぞれ受けた各パワー信号を加算してパワー積算器５５に与える機能を有する。そして、パワー積算器５５は、加算回路５３から受けたアンサンブル方向の各パワー信号を用いてパワー信号Ｐ１を求めるようにされる。

また、他の構成要素の機能については、図３に示すウォールフィルタ４５および速度・分散・パワー推定回路４６における構成要素の機能と同様である。

そして、ウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａでは、第１のＨＰＦ５０Ａの出力であるＩ信号に対して第１のパワー演算回路５４Ａによりパワー演算が行なわれる一方、第２のＨＰＦ５１の出力である振幅信号に対して第２のパワー演算回路５４Ｂによりパワー演算が行なわれる。そして、Ｉ信号のパワー演算出力に振幅信号のパワー演算出力が、加算回路５３において加算される。

すなわち、図７に示しウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａは、図３に示すウォールフィルタ４５および速度・分散・パワー推定回路４６が、第１のＨＰＦ５０Ａの出力であるＩ信号と第２のＨＰＦ５１の出力である振幅信号とを直接加算する構成であるのに対し、第１のＨＰＦ５０Ａの出力であるＩ信号のパワーと第２のＨＰＦ５１の出力である振幅信号のパワーとを求めてから加算する構成としたものである。

このため、ウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａでは、第１のＨＰＦ５０Ａおよび第２のＨＰＦ５１のフィルタ処理後のデータがインコヒーレント的に位相を考慮しない状態で加算される。従って、第１のＨＰＦ５０Ａおよび第２のＨＰＦ５１のフィルタが同じ直交変換によるフィルタである必要はなく、ある程度任意に第１のＨＰＦ５０Ａおよび第２のＨＰＦ５１のフィルタの設定が可能となる。

尚、図７に示す回路構成に限らず、例えばパワー演算回路５４Ａ、５４Ｂにより得られたＩＱ信号および振幅信号の各パワー演算出力を個別のパワー積算器５５に与え、パワー積算器５５において、それぞれＩＱ信号および振幅信号の各パワー演算出力に基づいてＩＱ信号および振幅信号のパワー積算出力を得てから、得られたパワー積算出力を加算するようにしても、同様な効果を得ることができる。

図８は本発明に係る超音波診断装置の第３の実施形態を示す構成図である。

図８に示された、超音波診断装置では、ウォールフィルタ４５Ｂおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｂの回路構成が図７に示す超音波診断装置のウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａと相違する。他の構成および作用については図１に示す超音波診断装置と実質的に異ならないためウォールフィルタ４５Ｂおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｂの回路構成のみ図示し、同一の構成については同符号を付して説明を省略する。

ウォールフィルタ４５Ｂは、２つのＩ信号用およびＱ信号用の第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂと異なる特性を有する第２のＨＰＦ５１、振幅取得回路５２、第１のパワー演算回路５４Ａ、第２のパワー演算回路５４Ｂ並びにパルスペア演算回路５６を有する。また、速度・分散・パワー推定回路４６Ａは、第１のパワー積算器５５Ａ、第２のパワー積算器５５Ｂ、ＰＰ積算器５７、第１のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ｂ、位相検出器５９、係数発生器８０、第１の乗算器８１Ａ、第２の乗算器８１Ｂおよび加算回路５３を備える。

第１のＨＰＦ５０Ａ，５０Ｂ、第２のＨＰＦ５１、振幅取得回路５２、パルスペア演算回路５６の接続構成は図７に示す超音波診断装置のウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａと同様である。

第１のパワー演算回路５４Ａの出力側には、第１のパワー積算器５５Ａが、第１のパワー積算器５５Ａの出力側には、第１のＬＯＧ圧縮回路５８Ａがそれぞれ設けられ、同様に第２のパワー演算回路５４Ｂの出力側には、第２のパワー積算器５５Ｂが、第２のパワー積算器５５Ｂの出力側には、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ｂがそれぞれ設けられる。また、第１のＬＯＧ圧縮回路５８Ａの出力は第１の乗算器８１Ａおよび係数発生器８０に与えられ、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ｂの出力は第２の乗算器８１Ｂおよび第１のＬＯＧ圧縮回路５８Ａの出力先と共通の係数発生器８０に与えられる。

さらに、係数発生器８０の出力は、第１の乗算器８１Ａおよび第２の乗算器８１Ｂに与えられ、第１の乗算器８１Ａおよび第２の乗算器８１Ｂの出力は共通の加算回路５３に与えられる。

一方、図７に示す超音波診断装置の速度・分散・パワー推定回路４６Ａとは異なり、分散推定器６０が設けられずにＰＰ積算器５７の出力は位相検出器５９に与えられる。そして、位相検出器５９において血流速度信号Ｖが、加算回路５３において血流パワー信号Ｐがそれぞれ得られて速度・分散・パワー推定回路４６Ａの出力とされる。

また、第１のパワー演算回路５４Ａは、第１のＨＰＦ５０Ａ、５０Ｂからそれぞれ受けたＩ信号およびＱ信号を用いて式（５）に示す演算を行なってアンサンブル方向の各パワー信号であるＰ０（ｋ）を求め、第１のパワー積算器５５Ａに与える機能を有し、第２のパワー演算回路５４Ｂは、第２のＨＰＦ５１から受けたＩＱ信号の振幅信号の２乗値をアンサンブル方向の各パワー信号として第２のパワー積算器５５Ｂに与える機能を有する。

第１、第２のパワー積算器５５Ａ、５５Ｂは、それぞれ第１、第２のパワー演算回路５４Ａ、５４Ｂから受けたアンサンブル方向の各パワー信号Ｐ０（ｋ）を式（６）に示すように加算することによりパワー信号Ｐ１を求める機能と、求めたパワー信号Ｐ１を第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂにそれぞれ与える機能を有する。

第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂは、それぞれ第１、第２のパワー積算器５５Ａ、５５Ｂから受けたパワー信号Ｐ１に対して式（７）に示す演算を行なって血流パワー信号Ｐを推定する機能と、推定した血流パワー信号Ｐを第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂおよび係数発生器８０に与える機能とを有する。

係数発生器８０は、第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂからそれぞれ受けた血流パワー信号Ｐの差を求め、求めた差に基づいて第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂで得られた各血流パワー信号Ｐを重み付け加算する際の係数を求める機能と、求めた係数を第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂに与える機能を有する。

第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂは、係数発生器８０から受けた係数を第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂからそれぞれ受けた各血流パワー信号Ｐに乗じて加算回路５３に与える機能を有し、加算回路５３は第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂから受けた各血流パワー信号Ｐを加算して血流パワー信号Ｐとして出力する機能を有する。

つまり、係数発生器８０、第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂおよび加算回路５３は、ＩＱ信号と振幅信号とから得られる信号を重み付け加算する手段として機能し、第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂの出力である血流パワー信号Ｐを重み付け加算できるように構成される。

そして、このように構成されたウォールフィルタ４５Ｂおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｂでは、第１のＨＰＦ５０Ａの出力であるＩ信号と第２のＨＰＦ５１の出力である振幅信号とを用いて、それぞれ個別に第１、第２のパワー演算回路５４Ａ、５４Ｂ、第１、第２のパワー積算器５５Ａ、５５Ｂ並びに第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂにより血流パワー信号Ｐが求められる。さらに、求められた各血流パワー信号Ｐが係数発生器８０、第１、第２の乗算器８１Ａ、８１Ｂおよび加算回路５３により、重み付け加算されて速度・分散・パワー推定回路４６Ｂの出力としての血流パワー信号Ｐが得られる。

そして、このときの重み付け加算の係数は、係数発生器８０により第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂで得られた血流パワー信号Ｐの差に基づいて設定され、加算の際における重みが調整される。

このため、ウォールフィルタ４５Ｂおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｂによれば、図７に示すウォールフィルタ４５Ａおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ａと同様な効果が得られ、かつＩ信号から得られたデータと振幅信号から得られたデータとを重み付け加算することにより、各データの値に応じて任意に調整して加算することができる。

尚、重み付け加算の対象は、第１、第２のＬＯＧ圧縮回路５８Ａ、５８Ｂの出力である血流パワー信号Ｐに限らず、ＩＱ信号と振幅信号とから得られる信号であれば、第１、第２のパワー演算回路５４Ａ、５４Ｂの出力であるパワー演算出力や第１、第２のパワー積算器５５Ａ、５５Ｂの出力であるパワー積算出力に対して重み付け加算を行なってもよい。

図９は本発明に係る超音波診断装置の第４の実施形態を示す構成図である。

図９に示された、超音波診断装置では、ウォールフィルタ４５Ｃおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｃの回路構成が図１に示す超音波診断装置と相違する。他の構成および作用については図１に示す超音波診断装置と実質的に異ならないためウォールフィルタ４５Ｃおよび速度・分散・パワー推定回路４６Ｃの回路構成のみ図示し、同一の構成については同符号を付して説明を省略する。

ウォールフィルタ４５Ｃは、振幅取得回路５２、振幅信号用の第３のＨＰＦ９０を備える。また、速度・分散・パワー推定回路４６Ｃは、図３に示す速度・分散・パワー推定回路４６のうち、パワー推定回路のみが存在し、速度・分散を推定する回路は存在しない。従ってパワー信号Ｐのみが出力される。

振幅取得回路５２は、ウォールフィルタ４５Ｃに入力されたＩＱ信号から振幅信号を生成して第３のＨＰＦ９０に与える機能を有する。第３のＨＰＦ９０は、それぞれ図３に示す第１、第２のＨＰＦ５０Ａ、５０Ｂ、５１とは異なる方法で特性が設定される。第３のＨＰＦ９０は、図５あるいは図１０に示す従来のウォールフィルタ１におけるＨＰＦ１ｆと同様な特性を有し、式（２−１）で定義されるフィルタ行列Ｗにより式（２−２）に示す実係数の線形フィルタによる行列演算を行って出力するものである。

このため、例えば、アンサンブル数が１６の場合には、第３のＨＰＦ９０の特性を決定する対角行列Ｄの対角要素ｈｐｆ３は、式（２３）のように設定される。

［数２３］
ｈｐｆ３＝［０，０，０，０，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１］
・・・（２３）

つまり、第３のＨＰＦ９０は、従来のウォールフィルタ１におけるＨＰＦ１ｆと同様に振幅信号のうち直交多項式空間内の低周波側４個の基底信号はカットし、その他は通過させる。そして、第３のＨＰＦ９０の出力は、ウォールフィルタ４５Ｃの出力であるＩＱ信号としてパワー演算回路５４に与えられる。

ウォールフィルタ４５Ｃにおいて、振幅取得回路５２の出力である振幅信号は、前述のように図５に示す従来のウォールフィルタ１における複素乗算器１ａの出力と等価である。従って、図５に示す従来のウォールフィルタ１においてＬＰＦ１ｂが設けられない構成の場合には、ＨＰＦ１ｆと同等の特性を有する第３のＨＰＦ９０を振幅取得回路５２の後段に設ければ、ウォールフィルタ４５ＣにＬＰＦ１ｂを省略した従来のウォールフィルタ１と同等の機能を備えることができる。

このため、ウォールフィルタ４５Ｃのように構成すれば、血流のパワー情報のみしか表示できないが非常に簡易な回路構成でＬＰＦ１ｂを省略した従来のウォールフィルタ１と同等の機能を備えることができる。

１ 超音波プローブ
２ 送信系回路
３ 受信・処理系回路
２１ 受信回路
２４ 表示回路
４１Ａ，４１Ｂ ミキサ
４２Ａ，４２Ｂ ＬＰＦ
４３Ａ，４３Ｂ Ａ／Ｄ変換器
４４Ａ，４４Ｂ バッファメモリ
４５ ウォールフィルタ
４６ 速度・分散・パワー推定回路
４７ 基準発信器
４８ 位相器
５０Ａ、５０Ｂ 第１のＨＰＦ
５１ 第２のＨＰＦ
５２ 振幅取得回路
５３ 加算回路
５４、５４Ａ、５４Ｂ パワー演算回路
５５、５５Ａ、５５Ｂ パワー積算器
５６ パルスペア演算回路
５７ ＰＰ（パルスペア）積算器
５８、５８Ａ、５８Ｂ ＬＯＧ圧縮回路
５９ 位相検出器
６０ 分散推定器
７０ 係数発生器
７１ 乗算器
７２ 加算回路
８０ 係数発生器
８１Ａ，８１Ｂ 乗算器
９０ 第３のＨＰＦ

Claims (6)

1. 被検体内に超音波信号を各走査線方向に複数回ずつ送信するとともに当該被検体から反射されてくる超音波エコー信号を受信する送受信手段と、
   前記送受信手段の受信信号からＩＱ信号を得る手段と、
   前記ＩＱ信号から振幅信号を得る手段と、
   前記各走査線方向それぞれの同一位置から反射されてきた複数のＩＱ信号および複数の振幅信号のうち、周波数が低い成分については前記ＩＱ信号および前記振幅信号の双方の信号強度を低減させ、周波数が中程度の成分については前記ＩＱ信号の信号強度を低減させる一方、前記振幅信号の周波数が中程度のものを通過させ、周波数が高い成分については前記ＩＱ信号を主に通過させる一方、前記振幅信号の信号強度を低減させることで、前記複数の振幅信号から周波数の低い成分を除去し、その際、直交変換の基底の係数を変更することで低減及び通過の度合を制御する手段と、
   を備えたことを特徴とする超音波診断装置。
2. 前記周波数の低い成分を除去する手段は、前記複数のＩＱ信号用のフィルタ行列と前記複数の振幅信号用のフィルタ行列として、それぞれの対角行列の対角要素を互いにオーバーラップさせないものをそれぞれ用いることで、前記複数のＩＱ信号及び前記複数の振幅信号に対してそれぞれ行列演算することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
3. 前記周波数の低い成分を除去する手段は、前記複数のＩＱ信号用のフィルタ行列と前記複数の振幅信号用のフィルタ行列として、それぞれの対角行列の対角要素の一部を互いにオーバーラップさせるものをそれぞれ用いることで、前記複数のＩＱ信号及び前記複数の振幅信号に対してそれぞれ行列演算することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
4. 前記周波数の低い成分を除去する手段は、前記振幅信号に対して同一の直交変換の基底の係数を操作することにより、周波数が低い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させ、周波数が中程度の成分については前記振幅信号を通過させ、周波数が高い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させるようにしたことを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
5. 前記周波数の低い成分を除去する手段は、周波数が低い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させ、周波数が中程度の成分については前記振幅信号を通過させ、周波数が高い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させるようにし、さらに通過させた振幅信号を重み付け加算する手段を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
6. 前記周波数の低い成分を除去する手段は、周波数が低い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させ、周波数が中程度の成分については前記振幅信号を通過させ、周波数が高い成分については前記振幅信号の信号強度を低減させるようにし、さらに通過させた振幅信号から得られる各血流パワー信号を重み付け加算する手段を有することを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。

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