JP5497642B2 - 超電導電力変換器 - Google Patents

超電導電力変換器 Download PDF

Info

Publication number
JP5497642B2
JP5497642B2 JP2010518066A JP2010518066A JP5497642B2 JP 5497642 B2 JP5497642 B2 JP 5497642B2 JP 2010518066 A JP2010518066 A JP 2010518066A JP 2010518066 A JP2010518066 A JP 2010518066A JP 5497642 B2 JP5497642 B2 JP 5497642B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
superconducting
state
elements
load
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2010518066A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2009157532A1 (ja
Inventor
光造 長村
武恒 中村
徹雄 岡
Original Assignee
光造 長村
国立大学法人 新潟大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 光造 長村, 国立大学法人 新潟大学 filed Critical 光造 長村
Priority to JP2010518066A priority Critical patent/JP5497642B2/ja
Publication of JPWO2009157532A1 publication Critical patent/JPWO2009157532A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5497642B2 publication Critical patent/JP5497642B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Containers, Films, And Cooling For Superconductive Devices (AREA)
  • Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)

Description

本発明は、超電導素子を利用して電力変換を行う超電導電力変換器に関する。
電気機器は、静止器と非静止器に分類される。静止器の代表例としては変圧器が挙げられる。非静止器の代表例としては回転機が挙げられる。これらの電気機器は、通常は直流あるいは交流で駆動される。また近年発達した永久磁石回転機は、非正弦波駆動がなされる。
電気機器には、定格とよばれる使用条件が定められており、目的に応じて電気機器に与える電圧や周波数が定まっている。例えば、産業用や民生用の回転機では、総合エネルギー効率を上げるため、電圧や周波数を負荷に応じて変える可変速制御が行われている。
電圧や周波数を変化させる手段としては、半導体素子を使用した電力変換装置が汎用されている。例えば、直流から直流に変換する場合にはチョッパ装置が用いられる。交流から交流に変換する場合にはサイクロコンバータやマトリックスコンバータなどが用いられる。交流から直流に変換する場合には整流器（コンバータ）が用いられる。直流から交流に変換する場合にはインバータが用いられる。
これらの半導体電力変換装置では、本質的に回路のオン、オフ状態の切り換え、すなわち半導体素子のスイッチングによって電力変換を行う。しかしながら、オン状態（導通状態）にある素子においても有限の抵抗（オン抵抗）があるため、そのジュール発熱によって変換効率が低下する。電力変換装置では、このジュール熱損失をいかに少なくするかが、重要な解決課題である。また、素子を冷却するために電力を消費することも問題である。
高効率な電力変換の実現を意図したインバータとして、ＬＣ共振回路において共振周波数と同じ周波数のタイミングで超電導スイッチング素子（クライオトロン）の抵抗を変化させることによって、持続的な振動電流を発生させ、該振動電流を交流出力として得る超電導式インバータが、すでに公知である（例えば、特許文献１参照）。
一方、薄板状の超電導体（例えばニオブ）の一方または両方の面に、フォトリソグラフィー法などの微細加工技術を用いて複数の溝または穴からなる凹部を形成することによって、通電方向と垂直な断面に、一方の側が実質的に垂直な壁を有し、他方の側が緩い傾斜面を有する非対称形状を繰り返し形成することにより、量子化磁束に作用するローレンツ力に対するピンニング作用が、電流の順逆方向に対して非対称になるようにされた超電導整流素子、およびこれを用いた整流回路がすでに公知である（例えば、特許文献２参照）。
特開２００５−１１６９２１号公報 特開２００６−１７９８７２号公報
特許文献１に開示されたインバータは、回路構成が複雑であり、汎用的に使用することは難しいという問題がある。
また、特許文献２に開示された整流回路は、微細加工技術を用いるという作製プロセスの限界から大電流化は不可能と考えられる。また、該整流回路においては、電流値を外部から制御することは不可能であるため、電力変換器への適用は極めて困難と考えられる。
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、従来よりも高い効率での電力変換を実現する電力変換器を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、請求項１の発明は、複数の超電導素子が並列に配置されてなるとともに、前記複数の超電導素子の一方側の端子が共通化されてなり、前記複数の超電導素子の少なくとも１つ超電導状態となるとともに残りの前記超電導素子の少なくとも１つが非超電導状態となるように前記複数の超電導素子のそれぞれを超電導状態と非超電導状態との間でスイッチングするスイッチング手段、を備える半素子、を２つ備え、一方の半素子を第１の半素子とし、他方の半素子を第２の半素子とするときに、前記第１と第２の半素子の間に負荷を接続するとともに前記第１と第２の半素子のそれぞれの共通化された前記端子の間に電源電圧を印加するようになっており、前記複数の超電導素子のそれぞれの断面積がＳであるとともに長さがＬであり、かつ、非超電導状態における抵抗値がＲであり、比抵抗がρであるとするとき、前記Ｒの値がＲ＝（Ｌ／Ｓ）ρなる関係式で定まるとともに前記Ｒの値は前記負荷の抵抗値より大きく、前記スイッチング手段は、前記負荷の同一の接続端子に接続される、前記第１の半素子に備わる前記超電導素子と前記第２の半素子に備わる前記超電導素子との少なくとも一方が非超電導状態となるように、スイッチングを行うようになっており、前記電源電圧の種別と前記負荷において取り出そうとする電流の種別との組み合わせに応じて定まるタイミングにて前記スイッチング手段によるスイッチングを行うことにより、前記第１と第２の半素子に対する前記負荷の接続の仕方を同じとしつつ、前記電源電圧と前記負荷との間における電力変換として、直流から交流への変換、交流から直流の変換、位相変換、あるいは周波数変換のいずれかを、選択的に実行可能である、ことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の超電導電力変換器であって、前記スイッチング手段が、磁場、磁場印加角度、電圧、温度、電流、光の少なくとも１つの変動に応じて前記超電導素子を超電導状態と非超電導状態との間でスイッチングさせる、ことを特徴とする。
請求項１および請求項２の発明によれば、複数の超電導素子のそれぞれの断面積がＳであるとともに長さがＬであり、非超電導状態における抵抗値がＲであり、比抵抗がρであるとするとき、Ｒの値がＲ＝（Ｌ／Ｓ）ρなる関係式で定まるとともにＲの値が負荷の抵抗値より十分大きくなるようにすることで、超電導状態と非超電導状態とが選択的に実現される複数の超電導素子が並列接続された２つの半素子を接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失をほとんど生じさせることなく、直流から交流への変換、交流から直流の変換、位相変換、あるいは周波数変換のいずれかの電力変換を選択的に行うことができる。
本発明に係る超電導電力変換器の基本構成単位となる半素子１を示す図である。 半素子１において実現される第１の状態と第２の状態とを示す図である。 半素子１を用いて構成される超電導電力変換器１０の構成を模式的に示す図である。 直流電源Ｖ１を接続した超電導電力変換器１０において直流→交流変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。 直流→交流変換を行う場合の超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。 交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流→直流変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。 交流→直流変換を行う場合の超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。 交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流電流の位相変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。 位相変換を行う場合の超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。 交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流電流の周波数変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。 周波数変換を行う場合の超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。 それぞれに３個の超電導素子２を並列させた２つの半素子１０１を負荷３に接続した状態を示す概念図である。 超電導電力変換器１１０の構成を模式的に示す図である。 直流→三相交流変換を行う場合の諸特性の変化を例示する図である。 変形例に係る超電導電力変換器２０を示す図である。 変形例に係る超電導電力変換器１２０を示す図である。 変形例に係る電気回路網３０を示す図である。
＜基本概念＞
図１は、本発明に係る超電導電力変換器の基本構成単位となる半素子１を示す図である。図２は、半素子１において実現される第１の状態（状態１）と第２の状態（状態２）とを示す図である。
図１に示すように、半素子１は、２個の超電導素子２（一方を第１超電導素子２Ａ、他方を第２超電導素子２Ｂとする）を並列させ、それぞれの超電導素子２の一方側を共通端子Ｔとし、第１超電導素子２Ａの他方端を端子Ｔａ、第２超電導素子２Ｂの他方端を端子Ｔｂとした回路素子である。なお、第１超電導素子２Ａおよび第２超電導素子２Ｂをそれぞれ記号Ａ、Ｂにて表す場合がある。また、第１超電導素子２Ａおよび第２超電導素子２Ｂの臨界磁場をそれぞれＨｃａ、Ｈｃｂとする。
超電導素子２は、半素子１の使用態様・使用環境などに応じて、あるいは半素子１自体の設計上の要請などに応じて、バルク、線材、薄膜素子といった種々の形態を採ることができる。また、超電導素子２の構成材料としては、ＢＳＣＣＯ−２２２３、ＢＳＣＣＯ−２２１２、ＹＢＣＯ、ＭｇＢ2のような高温超電導材料を用いるのが好適な一例であるが、Ｎｂ−Ｔｉ合金やＮｂ3Ｓｎ金属間化合物のような低温超電導材料を用いることも可能である。ただし、後述する非超電導状態の抵抗に関する要件をクリアすることが必要とされる。
また、半素子１には、２つの超電導素子２のそれぞれに対応させて、２つのスイッチＳＳが備わる。スイッチＳＳは、超電導素子２を臨界温度以下に冷却した状態で、オン・オフを切り換えることによって、対応する超電導素子２を超電導状態と非超電導状態との間で遷移させる（スイッチングさせる）機能を有する。なお、本明細書においては、超電導素子２が非超電導状態になる場合をオン状態と称し、超電導状態が保たれる場合をオフ状態と称することとする。なお、スイッチＳＳと超電導素子２とは一体に構成される態様であってもよいし、別体のものとして設けられる態様であってもよい。
係るスイッチングは、対応する超電導素子２の臨界磁場を超える磁場をパルス的に与えることで行われるのが好適な一例である。この場合の超電導素子２の超電導・非超電導状態間の遷移速度は非常に速く、後述するような、交流電源の周波数に同期したスイッチングを十分に実現することができる。また、パルス磁場の印加によって非超電導状態となった超電導素子２においては大きなインダクタンスが生じて位相が遅れ、電流が流れにくくなる。このことは、後述する超電導電力変換器において、負荷への電流投入がより有効になされることに寄与する。あるいは、スイッチングは、臨界磁場を越えるピーク値を有する磁場を時間的に周期的に印加することによって行われてもよい。
図１に示す構成を有する半素子１について、それぞれの超電導素子２を臨界温度以下に冷却した状態で、図２に示す第１の状態と第２の状態とを周期的に切り替える場合を考える。なお、第１の状態とは、第１超電導素子２Ａについては超電導状態（抵抗ゼロ）を保ちつつも、第２超電導素子２Ｂに対しては臨界磁場Ｈｃｂ以上の磁場を印加して非超電導状態（抵抗ＲB）とするものであり、第２の状態とは、第２超電導素子２Ｂについては超電導状態（抵抗ゼロ）を保ちつつも、第１超電導素子２Ａに対しては臨界磁場Ｈｃａ以上の磁場を印加して非超電導状態（抵抗ＲA）とするものである。これは、半素子１に備わる２つのスイッチＳＳの一方がオン状態にあるときには他方がオフ状態となるように、すなわち２つのスイッチＳＳのオン状態が排他的とされることで実現される。係る周期的な切り替えを行った場合、状態１および状態２のいずれにおいても、超電導状態にある超電導素子２にはほぼ１００％に近い電流が流れ、他方の非超電導状態の超電導素子２には非常に小さい電流のみが流れる。
また、この半素子１に直流電圧を印加し、一方の超電導素子２（例えば第２超電導素子２Ｂ）を常に超電導状態に保つ一方、他方の超電導素子２（例えば第１超電導素子２Ａ）には、ピーク値が臨界磁場を超えるような磁場を時間的に周期的に印加した場合には、後者の超電導素子２を通過する電力波形は交流となる。このことは、直流電力の一部分を交流電力に変換して取り出せることを示唆している。
＜電力変換器の構成＞
図３は、上述のような半素子１を用いて構成される超電導電力変換器１０の構成を模式的に示す図である。
超電導電力変換器１０は、２つの半素子１（これらをそれぞれ第１の半素子１Ｘおよび第２の半素子１Ｙとする）を用いて構成される。なお、説明の便宜上、第２の半素子１Ｙの２つの超電導素子２を、第１超電導素子２Ａ’および第２超電導素子２Ｂ’とする。すなわち、第１超電導素子２Ａ’および第２超電導素子２Ｂ’はそれぞれ、第１の半素子１Ｘの第１超電導素子２Ａおよび第２超電導素子２Ｂと等価である。さらにいえば、第２の半素子１Ｙは、それぞれの超電導素子２の一方側を共通端子Ｔ’とし、第１超電導素子２Ａ’の他方端を端子Ｔａ’、第２超電導素子２Ｂ’の他方端を端子Ｔｂ’とした回路素子である。また、第１の半素子１Ｘに備わる２つのスイッチＳＳのうち、第１超電導素子２Ａに対応するものをスイッチＳＳ１とし、第２超電導素子２Ｂに対応するものをスイッチＳＳ２とする。第２の半素子１Ｙに備わる２つのスイッチＳＳのうち、第１超電導素子２Ａ’対応するものをスイッチＳＳ４とし、第２超電導素子２Ｂ’に対応するものをスイッチＳＳ３とする。
超電導電力変換器１０は、２つの半素子１を反対称に接続することにより構成されてなる。具体的に言えば、図３に示すように、第１の半素子１Ｘの第１超電導素子２Ａの側の接続端Ｔａと第２の半素子１Ｙの第２超電導素子２Ｂ’の側の接続端Ｔｂ’とが接続されるとともに、第１の半素子１Ｘの第２超電導素子２Ｂの側の接続端Ｔｂと第２の半素子１Ｙの第２超電導素子２Ａ’の側の接続端Ｔａ’とが接続された構成を有する。前者の接続がなされる箇所を第１の接続部と称し、後者の接続がなされる箇所を第２の接続部と称することとする。
係る構成の超電導電力変換器１０においては、２つの共通端子Ｔ、Ｔ’の間に、電源電圧を印加するようになっている。さらには、第１の接続部の接続点Ｐと第２の接続部の接続点Ｑとの間に、負荷（記号Ｚで表す場合がある）３を接続するようになっている。
以上のような構成を有する超電導電力変換器１０においては、共通端子Ｔ、Ｔ’の間に印加される電源電圧の種類およびスイッチＳＳにおけるスイッチングの仕方によって、種々の態様での電力変換が実現される。以下、順にこれを説明する。
＜第１の実施の形態：直流→交流変換＞
本実施の形態においては、超電導電力変換器１０において実現される直流→交流変換、すなわち直流電流を入力し、負荷３において交流電流を取り出す態様について説明する。
図４は、直流電源Ｖ１を接続した超電導電力変換器１０において直流→交流変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。なお、図示の簡単のため、スイッチＳＳは省略している。また、電源電流（全電流）をＩ0、超電導素子２Ａ、２Ｂ、２Ａ’、２Ｂ’を流れる部分電流をそれぞれｉA、ｉB、ｉA’、ｉB’、負荷３を接続点Ｐから接続点Ｑに向けて流れる部分電流をｉZとし、負荷３の抵抗をＲZとする。図４（ａ）が、２つの半素子１（１Ｘ、１Ｙ）が第１の状態にある場合を示しており、図４（ｂ）が、２つの半素子１（１Ｘ、１Ｙ）が第２の状態にある場合を示している。
半素子１Ｘ、１Ｙが図４（ａ）に示す第１の状態をとるとき、全電流と部分電流との間には次の関係が成り立つ。
Ｉ0＝ｉA＋ｉB＝ｉA’＋ｉB’＝ｉB＋ｉB’＋ｉZ （１）
また、超電導状態にある第１超電導素子２Ａ、２Ａ’における電圧降下はゼロであるので、第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’と、負荷３とにおける電圧降下は等しくなり、次の関係が成り立つ。
ｉZＲZ＝ｉBＲB＝ｉB’ＲB （２）
また、第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’、および負荷３における消費電力をそれぞれ、ＷB、ＷB’、ＷZとすると、以下の各式が得られる。
ＷB＝ｉB 2ＲB （３）
ＷB’＝ｉB’2ＲB （４）
Ｗz＝ｉz 2Ｒz （５）
従って、第２超電導素子２Ｂと負荷３との消費電力比は、（２）（３）（５）式より、次式のようになる。
ＷB／Ｗz＝ｉB 2ＲB／ｉz 2Ｒz＝ｉB／ｉz＝Ｒz／ＲB （６）
同様に、第２超電導素子２Ｂ’と負荷３との消費電力比は、次式のようになる。
ＷB’／Ｗz＝ｉB’／ｉz＝Ｒz／ＲB （７）
また、半素子１Ｘ、１Ｙが図４（ｂ）に示す第２の状態をとるときは、次の関係が成り立つ。
Ｉ0＝ｉA＋ｉB＝ｉA’＋ｉB’＝ｉA＋ｉA’−ｉZ （８）
−ｉZＲZ＝ｉAＲA＝ｉA’ＲA （９）
さらに、非超電導状態にある第２超電導素子２Ａ、２Ａ’、および負荷３における消費電力をそれぞれ、ＷA、ＷA’とすると、次式が得られる。
ＷA／Ｗz＝ＷA’／Ｗz＝Ｒz／ＲA （１０）
ここで、（９）式が成り立つためにはｉZ≦０がみたされることが必要である。これは、第１の状態においては負荷３では接続点Ｑから接続点Ｐに向けて電流が流れるのに対して、第２の状態においては、負荷３では接続点Ｑから接続点Ｐに向けて電流が流れることを意味している。
また、（６）（７）（１０）式は、Ｒz≪ＲA、ＲBがみたされれば第２超電導素子２における電力消費が負荷３における電力消費よりも著しく小さくなることを指し示している。なお、第１の状態および第２の状態ともに、常に並列する２つの第２超電導素子２が非超電導状態にあることになるので、より詳細に言えば、Ｒz≪ＲA／２、ＲB／２がみたされる必要があるが、ＲA、ＲBがＲzに対して十分に大きければ、係る要件を実質的に満たすものといえる。
例えば、Ｒz／ＲA＝Ｒz／ＲB＝１／１０００であれば、第２超電導素子２における電力消費は、負荷３における電力消費の１／１０００となる。換言すれば、Ｒz≪ＲA、ＲBがみたされれば、第１の状態および第２の状態のいずれにおいても、超電導状態にある超電導素子２および負荷３に全電流Ｉ0にほぼ匹敵する電流が流れ、非超電導状態にある超電導素子２にはほとんど電流が流れないことになる。
従って、Ｒz≪ＲA、ＲBという条件の下で、４つのスイッチＳＳ１〜ＳＳ４をオン／オフ動作させ、図４（ａ）に示した状態と図４（ｂ）に示した状態との間の遷移を周期的に行うようにすることで、負荷３を流れる部分電流ｉZは、係るスイッチングの周期と等しい周期を有し、かつ振幅がＩ0にほぼ等しい交流電流となる。なお、パルス磁場を印加した場合、非超電導状態となった超電導素子２においては大きなインダクタンスが生じて位相が遅れるので、非超電導状態となった超電導素子２にはより電流が流れにくくなる。
図５は、係るスイッチングを行った場合の、超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。具体的には、図５（ａ）は電源電流の時間変化を、図５（ｂ）はスイッチＳＳ１、ＳＳ４のオン／オフに対応する第１超電導素子２Ａ、２Ａ’における抵抗の時間変化を、図５（ｃ）はスイッチＳＳ２、ＳＳ３のオン／オフに対応する第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’における抵抗の時間変化を、図５（ｄ）は負荷３に流れる部分電流の時間変化を、それぞれ例示している。ただし、Ｉ≒Ｉ0である。なお、図５においては、時刻０においてスイッチＳＳ１およびＳＳ４がオン状態とされる一方でスイッチＳＳ２、ＳＳ３がオフ状態とされることで、第２の状態が実現され、その後、一定周期で第１の状態と第２の状態とが交互に実現される場合を例示している。なお、簡単のため、各超電導素子２における抵抗の時間変化は方形的であるとしている。
すなわち、上述のようなスイッチングを行うことで、電力損失を十分に抑制しつつ、負荷３において所望の周波数の交流電流を与えることができる。すなわち、高い変換効率にて直流から交流への電力変換が実現される。
次に、Ｒz≪ＲA、ＲBという要件をみたす超電導素子２について説明する。超電導素子２の断面積をＳ、長さをＬ、非超電導状態における比抵抗をρ、抵抗をＲとすると、次式が成り立つ。
Ｒ＝（Ｌ／Ｓ）ρ （１１）
すなわち、原理的には、超電導素子２の断面積Ｓを小さくし、長さＬを長くすれば、いわゆる形状効果にて、抵抗Ｒはそれらの関数としていくらでも大きな値を取り得る。従って、超電導電力変換器１０に接続しようとする負荷３に応じて、Ｒz≪ＲA、ＲBという要件をみたす超電導素子２を用意することが可能である。例えば、ＢＳＣＣＯ−２２２３、ＢＳＣＣＯ−２２１２、ＹＢＣＯ、ＭｇＢ2のような高温超電導材料は、半導体的、絶縁体的であり比抵抗が大きいことが知られているので、これらの材料にて超電導素子２を構成することが好ましい。もちろん、超電導特性の向上その他の目的で、これらの超電導材料に銀、金、銅、アルミニウム、あるいはそれらの合金、またはステンレスなどの常電導金属が付与されていてもよい。
現実的には、例えば、YBCO coated conductorのような実用素子を用いた場合に、ρ＝３０ｍΩｃｍ、Ｓ＝０．０１ｃｍ2とすれば、Ｌ＝１０００ｃｍの素子を用いることでＲ＝３ｋΩとなるので、十分に大きな抵抗を確保することができる。もちろん、Ｎｂ−Ｔｉ合金やＮｂ3Ｓｎ金属間化合物のような低温超電導材料についても、（１１）式から導かれるいわゆる形状効果により抵抗を大きくできるので、負荷３の種類や動作環境などによってはこれらの材料を用いて超電導素子２を構成する態様であってもよい。
また、負荷３として接続する電力機器としては、該負荷３がインピーダンスとなることから、直流抵抗が低いものが好ましい。なかでも、大電流型の制御が必要となる超電導機器が、これにふさわしいといえる。例えば、超電導コイルによる電機子やローターバーによって構成される機器の場合、直流抵抗は現実的には１Ω程度である。こうした超電導機器を負荷３として用いた場合、非超電導状態となった超電導素子２への電流流入および該超電導素子２における電力消費がより好適に抑制される。
以上、説明したように、本実施の形態によれば、排他的に超電導状態と非超電導状態とが実現される２つの超電導素子が並列接続された２つの半素子を、反対称に接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失を十分に抑制しつつ、直流から交流への電力変換を実現することができる。
＜第２の実施の形態：交流→直流変換＞
本実施の形態においては、超電導電力変換器１０を用いて実現される交流→直流変換、すなわち交流電流を入力し、負荷３において直流電流を取り出す態様について説明する。
図６は、交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流→直流変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。図６（ａ）が、２つの半素子１（１Ｘ、１Ｙ）が第１の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がプラスで共通端子Ｔ’の側がマイナスである場合を示しており、図６（ｂ）が、２つの半素子１（１Ｘ、１Ｙ）が第２の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がマイナスで共通端子Ｔ’の側がプラスである場合を示している。なお、図示の簡単のため、電力消費に寄与することのない、超電導状態にある超電導素子２（図６（ａ）の場合は第１超電導素子２Ａ、２Ａ’、図６（ｂ）の場合は第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’）とスイッチＳＳとについては省略している。
図６（ａ）に示す場合においては、共通端子Ｔおよび共通端子Ｔ’における極性が、直流電源Ｖ１を印加した第１の実施の形態と同じであり、しかも、半素子１Ｘ、１Ｙが第１の状態となっているので、図４（ａ）に示したときと同様に、Ｒz≪ＲA、ＲBという条件をみたせば、共通端子Ｔから共通端子Ｔ’に向けて電流が流れる途中で、負荷３には、接続点Ｐから接続点Ｑに向かう電流が流れる。
これに対し、共通端子ＴおよびＴ’における極性が、図６（ａ）に示す場合と反転している場合においては、共通端子Ｔ’から共通端子Ｔに向けて電流が流れることになるが、このときに、図６（ｂ）に示すように半素子１Ｘ、１Ｙを第２の状態とすれば、図６（ａ）に示す場合と同様に、負荷３には接続点Ｐから接続点Ｑに向かう電流が流れることになる。
以上のことを利用すると、Ｒz≪ＲA、ＲBという条件のもとで、交流電源Ｖ２の極性変化に合わせて４つのスイッチＳＳ１〜ＳＳ４をオン／オフ動作させ、図６（ａ）に示した状態と図６（ｂ）に示した状態との間のスイッチングを周期的に行うようにすることで、負荷３を流れる部分電流ｉZは、常に一定の方向に流れ、大きさが電源電流の振幅にほぼ等しい直流電流となる。なお、この場合において、非超電導状態にある超電導素子２における電力消費が負荷３における電力消費に比して十分に小さいことは、第１の実施の形態と同様であることは明らかである。
図７は、係るスイッチングを行った場合の、超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。具体的には、図７（ａ）は電源電流の時間変化を、図７（ｂ）はスイッチＳＳ１、ＳＳ４のオン／オフに対応する第１超電導素子２Ａ、２Ａ’における抵抗の時間変化を、図７（ｃ）スイッチＳＳ２、ＳＳ３のオン／オフに対応する第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’における抵抗の時間変化を、図７（ｄ）は負荷３に流れる部分電流の時間変化を、それぞれ例示している。ただし、簡単のため、電源電流は振幅Ｉ0の方形波であるとする。また、Ｉ≒Ｉ0である。なお、図７においては、時刻０においてスイッチＳＳ１およびＳＳ４がオン状態とされる一方でスイッチＳＳ２、ＳＳ３がオフ状態とされることで、第２の状態が実現され、その後、一定周期で第１の状態と第２の状態とが交互に実現される場合を例示している。
上述のようなスイッチングを行うことで、電力損失を十分に抑制しつつ、負荷３において所望の周波数の直流電流を取り出すことができる。すなわち、高い変換効率にて交流から直流への電力変換が実現される。
以上、説明したように、本実施の形態によれば、排他的に超電導状態と非超電導状態とが実現される２つの超電導素子が並列接続された２つの半素子を、反対称に接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失を十分に抑制しつつ、交流から直流への電力変換を実現することができる。
＜第３の実施の形態：位相変換＞
本実施の形態においては、超電導電力変換器１０を用いて実現される位相変換、すなわち交流電流を入力し、負荷３において異なる位相の交流電流を取り出す態様について説明する。
図８は、交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流電流の位相変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。図８（ａ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第１の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がプラスで共通端子Ｔ’の側がマイナスである場合を示している。図８（ｂ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第２の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がプラスで共通端子Ｔ’の側がマイナスである場合を示している。図８（ｃ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第１の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がマイナスで共通端子Ｔ’の側がプラスである場合を示している。図８（ｄ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第２の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がマイナスで共通端子Ｔ’の側がプラスである場合を示している。なお、図示の簡単のため、図８においても、電力消費に寄与することのない、超電導状態にある超電導素子２と、スイッチＳＳとについては省略している。
Ｒz≪ＲA、ＲBという条件をみたすとき、図８（ａ）に示す場合および図８（ｄ）に示す場合においては、負荷３には接続点Ｐから接続点Ｑに向かう電流が流れる。図８（ｂ）に示す場合および図８（ｃ）に示す場合においては、負荷３には接続点Ｑから接続点Ｐに向かう電流が流れる。この場合において、図８（ａ）、図８（ｂ）、図８（ｃ）、および図８（ｄ）に示す状態をこの順に繰り返すと、超電導素子２の超電導状態と非超電導状態との間のスイッチングは次の状態に遷移するたびに行われるが、電源電流の向きが変わるのは図８（ｂ）から図８（ｃ）へ状態が遷移する場合と図８（ｄ）から図８（ａ）へ状態が遷移する場合に限られ、負荷３に流れる電流の向きが変わるのは、図８（ａ）から図８（ｂ）へ状態が遷移する場合と図８（ｃ）から図８（ｄ）へ状態が遷移する場合に限られる。
以上のことを利用すると、Ｒz≪ＲA、ＲBという条件のもとで、交流電源Ｖ２の周波数の２倍の周波数にて第１の状態と第２の状態とが切り替わるように、４つのスイッチＳＳ１〜ＳＳ４をオン／オフ動作させ、図８（ａ）〜（ｄ）に示す各状態間の遷移を行うようにすることで、負荷３には、電源電流と同じ周波数で振幅もほぼ同じであるものの、位相がπ／２だけずれた部分電流が流れるようになる。なお、この場合においても、非超電導状態にある超電導素子２における電力消費が負荷３における電力消費に比して十分に小さいことは明らかである。
図９は、係るスイッチングを行った場合の、超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。具体的には、図９（ａ）は電源電流の時間変化を、図９（ｂ）はスイッチＳＳ１、ＳＳ４のオン／オフに対応する第１超電導素子２Ａ、２Ａ’における抵抗の時間変化を、図９（ｃ）スイッチＳＳ２、ＳＳ３のオン／オフに対応する第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’における抵抗の時間変化を、図９（ｄ）は負荷３に流れる部分電流の時間変化を、それぞれ例示する図である。ただし、簡単のため、電源電流は振幅Ｉ0の方形波であるとする。また、Ｉ≒Ｉ0である。なお、図９においては、時刻０においてスイッチＳＳ１およびＳＳ４がオン状態とされる一方でスイッチＳＳ２、ＳＳ３がオフ状態とされることで、第２の状態が実現され、その後、一定周期で第１の状態と第２の状態とが交互に実現される場合を例示している。
なお、上述のように各超電導素子２のオン／オフの時間が交流電流の周期のちょうど１／２ずつである場合には、位相がπ／２だけずれることになるが、第１超電導素子２Ａ、２Ａ’と第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’の一方のオン状態の時間が交流電流の周期のちょうど１／ｎ（ｎは２のべき乗）ずつである場合には、π／ｎだけ位相がずれることになる。
上述のようなスイッチングを行うことで、電力損失を十分に抑制しつつ、負荷３において電源電流とほぼ位相のみが異なる電流を取り出すことができる。すなわち、高い変換効率にて交流電流の位相変換が実現される。
以上、説明したように、本実施の形態によれば、排他的に超電導状態と非超電導状態とが実現される２つの超電導素子が並列接続された２つの半素子を、反対称に接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失を十分に抑制しつつ、交流電流の位相変換を実現することができる。
＜第４の実施の形態：周波数変換＞
本実施の形態においては、超電導電力変換器１０を用いて実現される周波数変換、すなわち交流電流を入力し、負荷３において異なる周波数の交流電流を取り出す態様について説明する。
図１０は、交流電源Ｖ２を接続した超電導電力変換器１０において交流電流の周波数変換を行う場合のスイッチングの様子を示す図である。図１０（ａ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第１の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がプラスで共通端子Ｔ’の側がマイナスである場合を示している。図１０（ｂ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第１の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がマイナスで共通端子Ｔ’の側がプラスである場合を示している。図１０（ｃ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第２の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がプラスで共通端子Ｔ’の側がマイナスである場合を示している。図１０（ｄ）は、半素子１Ｘ、１Ｙが第２の状態にあり、かつ交流電源Ｖ２を印加した際の極性が、共通端子Ｔの側がマイナスで共通端子Ｔ’の側がプラスである場合を示している。なお、図示の簡単のため、図１０においても、電力消費に寄与することのない、超電導状態にある超電導素子２と、スイッチＳＳとについては省略している。
Ｒz≪ＲA、ＲBという条件をみたすとき、図１０（ａ）に示す場合および図１０（ｄ）に示す場合においては、負荷３には接続点Ｐから接続点Ｑに向かう電流が流れる。図１０（ｂ）に示す場合および図１０（ｃ）に示す場合においては、負荷３には接続点Ｑから接続点Ｐに向かう電流が流れる。この場合において、図１０（ａ）、図１０（ｂ）、図１０（ｃ）、および図１０（ｄ）に示す状態をこの順に繰り返すと、電源電流の向きは次の状態に遷移するたびに変化するが、超電導素子２の超電導状態と非超電導状態との間のスイッチングは図１０（ｂ）から図１０（ｃ）へ状態が遷移する場合と図１０（ｄ）から図１０（ａ）へ状態が遷移する場合に限られ、負荷３に流れる電流の向きが変わるのは、図１０（ａ）から図１０（ｂ）へ状態が遷移する場合と図１０（ｃ）から図１０（ｄ）へ状態が遷移する場合に限られる。
以上のことを利用すると、Ｒz≪ＲA、ＲBという条件のもとで、交流電源Ｖ２の周波数の２倍の周期（１／２の周波数）にて第１の状態と第２の状態とが切り替わるように、４つのスイッチＳＳ１〜ＳＳ４をオン／オフ動作させ、図１０（ａ）〜（ｄ）に示す各状態間の遷移を行うようにすることで、負荷３には、電源電流と振幅はほぼ同じであるが、周波数が電源電流の１／２の（周期が２倍の）部分電流が流れるようになる。なお、この場合においても、非超電導状態にある超電導素子２における電力消費が負荷３における電力消費に比して十分に小さいことは明らかである。
図１１は、係るスイッチングを行った場合の、超電導電力変換器１０における諸特性の変化を例示する図である。具体的には、図１１（ａ）は電源電流の時間変化を、図１１（ｂ）はスイッチＳＳ１、ＳＳ４のオン／オフに対応する第１超電導素子２Ａ、２Ａ’における抵抗の時間変化を、図１１（ｃ）スイッチＳＳ２、ＳＳ３のオン／オフに対応する第２超電導素子２Ｂ、２Ｂ’における抵抗の時間変化を、図１１（ｄ）は負荷３に流れる部分電流の時間変化を、それぞれ例示する図である。ただし、簡単のため、電源電流は振幅Ｉ0の方形波であるとする。また、Ｉ≒Ｉ0である。なお、図１１においては、時刻０においてスイッチＳＳ１およびＳＳ４がオン状態とされる一方でスイッチＳＳ２、ＳＳ３がオフ状態とされることで、第２の状態が実現され、その後、一定周期で第１の状態と第２の状態とのいずれかが実現される場合を例示している。
なお、上述のように負荷３に流れる電流の周期が電源電流の２倍となるスイッチングの態様は、電源電流の極性の反転に応じて各超電導素子２のオン／オフのセットおよびオフ／オンのセットが交互に繰り返される（オン→オフ→オフ→オンと変化する）ものと捉えることもできる。オン／オフのセットおよびオフ／オンのセットがｎ回（ｎは自然数）ずつ繰り返される場合には、負荷３を流れる電流の周波数は電源電流の２ｎ倍だけ周期が大きくなることになる。
ゆえに、上述のようなスイッチングを行うことで、電力損失を十分に抑制しつつ、負荷３において、電源電流と振幅はほぼ同じであるものの周波数が異なる電流を取り出すことができる。すなわち、高い変換効率にて交流電流の周波数変換が実現される。
以上、説明したように、本実施の形態によれば、排他的に超電導状態と非超電導状態とが実現される２つの超電導素子が並列接続された２つの半素子を、反対称に接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失を十分に抑制しつつ、交流電流の周波数変換を実現することができる。
＜半素子の概念の拡張＞
上述の各実施の形態においては、２個の超電導素子２を並列させた半素子１を用いて超電導電力変換器１０を構成する場合について説明したが、さらに多くの超電導素子を並列させて半素子を構成し、係る半素子を用いて構成された装置により、さらに高度な電力変換を実現する態様であってもよい。
図１２は、それぞれに３個の超電導素子２を並列させた２つの半素子１０１（第１の半素子１０１Ｘ、第２の半素子１０１Ｙ）を負荷３に接続した状態を示す概念図である。なお、半素子１０１もそれぞれの超電導素子２に対応させて該超電導素子２を超電導状態と非超電導状態との間で遷移させるスイッチＳＳを備えるが、図１２においては図示を省略している。
より詳細には、図１２は、負荷３が３つの接続端子ｕ、ｖ、ｗを備えており、接続端子ｕに第１の半素子１０１Ｘの超電導素子２Ａと第２の半素子１０１Ｙの超電導素子２Ｅとが接続され、接続端子ｖに第１の半素子１０１Ｘの超電導素子２Ｂと第２の半素子１０１Ｙの超電導素子２Ｆとが接続され、接続端子ｗに第１の半素子１０１Ｘの超電導素子２Ｃと第２の半素子１０１Ｙの超電導素子２Ｇとが接続されることを意味している。
このようにして２つの半素子１０１と負荷３とが接続される場合には、第１の半素子１０１Ｘに備わる３つの超電導素子２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ）のうち、少なくとも１つが超電導状態となり、残りの超電導素子２のうち少なくとも１つが非超電導状態となるように、かつ、第２の半素子１０１Ｙに備わる３つの超電導素子２（２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ）のうち、少なくとも１つが超電導状態となり、残りの超電導素子２のうち少なくとも１つが非超電導状態となるように、さらには、短絡を防止するため、負荷３の同一の接続端子に接続される超電導素子２の少なくとも一方が非超電導状態となるように、換言すれば同時に超電導状態とならないように、という要件をみたす限りにおいて、各スイッチＳＳによるスイッチングのタイミングを適宜に定めることで、負荷３を通る電流経路を自由に制御することができる。すなわち、共通端子Ｔ、Ｔ’の間に印加される電源電圧の種類およびスイッチＳＳにおけるスイッチングの仕方によって、種々の態様での電力変換が実現される。
なお、図示は省略するが、さらに多くの超電導素子２を並列に接続させた半素子を用いても、同様のことが成り立つ。
＜第５の実施の形態：直流→三相交流変換＞
本実施の形態においては、上述のような半素子１０１を備える装置によって実現される直流→三相交流変換、すなわち直流電流を入力し、負荷３において互いに位相が２π／３ずつ異なる三相交流電流を取り出す態様について説明する。
図１３は、係る電力変換を実現する超電導電力変換器１１０の構成を模式的に示す図である。超電導電力変換器１１０は、第１の半素子１０１Ｘと第２の半素子１０１Ｙとから構成される。第１の半素子１０１Ｘは、２つの超電導素子２（２１、２２、２３）を並列に接続してなる構成を有するとともに、それぞれの超電導素子２１、２２、２３に対応させて、スイッチＳＳ１１、ＳＳ１２、ＳＳ１３を備える。第２の半素子１０１Ｙは、２つの超電導素子２（２４、２５、２６）を並列に接続してなる構成を有するとともに、それぞれの超電導素子２４、２５、２６に対応させて、スイッチＳＳ１４、ＳＳ１５、ＳＳ１６を備える。なお、それぞれの超電導素子２を記号Ｓで表す場合がある。
より詳細には、超電導素子２１と超電導素子２４とが接続されるとともに、該接続の途中の接続点Ｋにおいて負荷３の接続端子ｕが接続されている。また、超電導素子２２と超電導素子２５とが接続されるとともに、該接続の途中の接続点Ｌにおいて負荷３の接続端子ｖが接続されている。さらに、超電導素子２３と超電導素子２６とが接続されるとともに、該接続の途中の接続点Ｍにおいて負荷３の接続端子ｗが接続されている。また、２つの共通端子Ｔ、Ｔ’の間に、電源電圧を印加するようになっている。
また、説明の簡単のため、６個の超電導素子２の非超電導状態における有限抵抗値が全てＲであるとすると、本実施の形態に係る超電導電力変換器１１０においても、第１の実施の形態に係る超電導電力変換器１０と同様に、Ｒz≪Ｒが成り立つように、負荷３が接続される。
図１４は、Ｒz≪Ｒという条件の下で、超電導電力変換器１１０に直流電源Ｖ１を印加し、負荷３において三相交流を取り出す場合の諸特性の変化を例示する図である。具体的には、図１４（ａ）は電源電流の時間変化を、図１４（ｂ−１）〜（ｂ−３）はそれぞれ、第１の半素子１０１ＸにおけるスイッチＳＳ１１〜ＳＳ１３のオン／オフに対応する超電導素子２１〜２３の抵抗の時間変化を、図１４（ｃ−１）〜（ｃ−３）はそれぞれ、第１の半素子１０１ＹにおけるスイッチＳＳ１４〜ＳＳ１６のオン／オフに対応する超電導素子２４〜２６の抵抗の時間変化を、図１４（ｄ−１）〜（ｄ−３）はそれぞれ、負荷３の接続端子ｕから接続端子ｖに流れる電流Ｉuv、接続端子ｖから接続端子ｗに流れる電流Ｉvw、接続端子ｗから接続端子ｕに流れる電流Ｉwuの時間変化を例示する図である。簡単のため、各超電導素子２における抵抗の時間変化は方形的であるとしている。また、Ｒz≪Ｒであるので、図１４（ｄ−１）〜（ｄ−３）においてＩ≒Ｉ0／２である。
図１４（ｂ−１）〜（ｂ−３）および図１４（ｃ−１）〜（ｃ−３）は、２つの半素子１０１において、その一方に備わる３つの超電導素子２のうちの１つが超電導状態であって他の２つが超電導素子２が非超電導状態であり、他方に備わる３つの超電導素子２のうちの２つが超電導状態であって他の１つが超電導素子２が非超電導状態である、という場合が、交互に繰り返されるように、超電導・非超電導遷移が行われることを示している。また、図１４（ｄ−１）〜（ｄ−３）は、このようにスイッチＳＳ１１〜ＳＳ１６のスイッチングを行うことで、負荷３の各接続端子間を流れる電流Ｉuv、電流Ｉvw、電流Ｉwuが、互いに位相が２π／３ずつずれた交流電流となることを示している。これは、直流電圧が印加された超電導電力変換器１１０に接続された負荷３において、三相交流電流を取り出せることを意味している。この場合、Ｒz≪Ｒであることから非超電導状態にある超電導素子２にはほとんど電流が流れないので、係る超電導素子２における電力消費もほとんど生じない。従って、負荷３においては電源から投入された電力のほとんどを取り出すことが可能となる。
ゆえに、上述のようなスイッチングを行うことで、電力損失を十分に抑制しつつ、負荷３において所望の周波数の三相交流電流を取り出すことができる。すなわち、高い変換効率にて直流から三相交流への電力変換が実現される。なお、この場合の交流電流の周波数は、各超電導素子２におけるスイッチングのタイミングを調整することで、任意に設定することができる。
以上、説明したように、本実施の形態によれば、それぞれに３つの超電導素子が並列接続された２つの半素子を接続してなる超電導電力変換器を用いて、電力損失を十分に抑制しつつ、直流から三相交流への電力変換を実現することができる。
＜変形例＞
スイッチＳＳによる超電導素子２における超電導状態から非超電導状態への遷移、あるいは逆向きの遷移を実現させるための態様としては、上述した外部から磁場を印加を行うほかに、いくつかの物理現象を応用することが可能である。その一つとして、不可逆磁界を境に量子化磁束が等速運動を行うことで電圧が発生する現象を利用することが可能である。また、粒界弱結合の磁場による超電導・非超電導遷移を利用する態様であってもよい。
あるいは、所望される電力変換の種類に応じた遷移応答性が確保される限りにおいて、磁場印加角度、電圧、温度、電流、光などの外部条件を変えることにより、超電導状態から非超電導状態への遷移、あるいは逆向きの遷移を実現させる態様であってもよい。なお、温度によるスイッチは、例えば、熱転写ヒータなどの技術を転用することで実現可能である。具体的には、超電導素子２を所定の基板上に薄膜素子として形成するとともに、該基板の裏面に例えば銀などの熱伝導性の優れた伝熱部材を接触させ、該伝熱部材を通じて薄膜素子の温度を制御するといった対応で、所望される周波数での超電導・非超電導遷移が十分に可能である。
非超電導状態における超電導素子の有限抵抗は、超電導素子の構成材料に添加された常電導金属の抵抗に由来するものであってもよい。あるいは、複数の抵抗発現メカニズムの組み合わせによって、非超電導状態における超電導素子の有限抵抗が実現される態様であってもよい。
非超電導状態における超電導素子の有限抵抗が負荷の抵抗よりも十分に大きい（負荷のインダクタンスが大きくなる）ことを利用し、負荷として接続された電力機器への電力供給の位相を変換する（ずらせる）態様であってもよい。係る態様は、複数相の位相をずらせる必要がある場合にメリットがある。
なお、上述の実施の形態においては、半素子１Ｘと半素子１Ｙとが等価である場合を前提として説明しているが、対応する超電導素子２同士の非超電導状態における抵抗が異なる場合、具体的には、ＲA≠ＲA’あるいはＲB≠ＲB’である場合であっても、ＲZ≪ＲA、ＲA’、ＲB、ＲB’が満たされる限りにおいては、超電導電力変換器１０はその作用効果を奏する。半素子１０１Ｘと半素子１０１Ｙとを構成する各超電導素子２の抵抗が異なる場合についても同様である。
第２の実施の形態で示した交流→直流変換と第１の実施の形態にて示した直流→交流変換とを組み合わせることで、任意の周波数の交流電力を任意の周波数の交流電力へと変換することが可能である。具体的には、超電導電力変換器１０に、別の超電導電力変換器１０を負荷として接続し、前者において第２の実施の形態に従って交流→直流変換を行い、後者において第１の実施の形態に従い所望する周波数での直流→交流変換を行うようにすればよい。
また、超電導電力変換器の構成は、上述のものに限られず、原理的特性の維持・向上や種々の機能付加といった目的のために、さらなる回路要素が付加される態様であってもよい。例えば、図１５は、上述の実施の形態に係る超電導電力変換器１０に４つの半導体ダイオード（帰還ダイオード）４を組み込んだ超電導電力変換器２０を例示する図である。超電導・非超電導間の遷移には時間遅れが生じるので、理論通りの変換に擾乱が起こり得る。超電導電力変換器２０は、半導体ダイオード４を備えることにより、この過渡現象を解決するようにしたものである。また、負荷３が誘導性の負荷である場合、インダクタンスのために出力電流の応答に遅延が生じる。半導体ダイオード４は、係る場合の出力電流の流れを確保し、電源に帰還させるという機能も有する。また、図１６は、超電導電力変換器１１０に同様の目的で６つの半導体ダイオード（帰還ダイオード）４を組み込んだ超電導電力変換器１２０を例示する図である。
さらに、図１７は、より多くの半素子１を用いて構成される電気回路網３０を例示する図である。電気回路網３０は、それぞれに負荷３が接続されてなるとともに互いに並列に接続された２つの超電導電力変換器１０と、両者の間に接続されたさらにもう１つの負荷３とが、全体として、電気回路網３０の両端の半素子１Ｘ、１Ｙから構成される超電導電力変換器１０の負荷となったものと捉えることができる。換言すれば、複数の超電導電力変換器１０が入れ子構造になったものということができる。この場合も、個々の半素子１は必ず反対称に配置されている。すなわち、半素子を反対称に配置し、両者の間に負荷を接続するという構成を取る限りにおいては、図１８に示すような、あるいはさらに複雑な電気回路網において、多段階に電力変換を行うことができる。
１、１Ｘ、１Ｙ、１０１、１０１Ｘ、１０１Ｙ 半素子
２、２Ａ、２Ｂ、２Ａ’、２Ｂ’、２Ｃ、２Ｅ、２Ｆ、２Ｇ２１〜２６ 超電導素子
３ 負荷
４ 半導体ダイオード
１０、２０ 超電導電力変換器
３０ 電気回路網
Ｐ 接続点
Ｑ 接続点
ＳＳ、ＳＳ１〜ＳＳ４、ＳＳ１１〜ＳＳ１６ スイッチ
Ｔ、Ｔ’ 共通端子
Ｖ１ 直流電源
Ｖ２ 交流電源

Claims (2)

  1. 複数の超電導素子が並列に配置されてなるとともに、前記複数の超電導素子の一方側の端子が共通化されてなり、
    前記複数の超電導素子の少なくとも１つが超電導状態となるとともに残りの前記超電導素子の少なくとも１つが非超電導状態となるように前記複数の超電導素子のそれぞれを超電導状態と非超電導状態との間でスイッチングするスイッチング手段、
    を備える半素子、
    を２つ備え、
    一方の半素子を第１の半素子とし、他方の半素子を第２の半素子とするときに、
    前記第１と第２の半素子の間に負荷を接続するとともに前記第１と第２の半素子のそれぞれの共通化された前記端子の間に電源電圧を印加するようになっており、
    前記複数の超電導素子のそれぞれの断面積がＳであるとともに長さがＬであり、かつ、非超電導状態における抵抗値がＲであり、比抵抗がρであるとするとき、前記Ｒの値が
    Ｒ＝（Ｌ／Ｓ）ρ
    なる関係式で定まるとともに前記Ｒの値は前記負荷の抵抗値より大きく、
    前記スイッチング手段は、前記負荷の同一の接続端子に接続される、前記第１の半素子に備わる前記超電導素子と前記第２の半素子に備わる前記超電導素子との少なくとも一方が非超電導状態となるように、スイッチングを行うようになっており、
    前記電源電圧の種別と前記負荷において取り出そうとする電流の種別との組み合わせに応じて定まるタイミングにて前記スイッチング手段によるスイッチングを行うことにより、前記第１と第２の半素子に対する前記負荷の接続の仕方を同じとしつつ、前記電源電圧と前記負荷との間における電力変換として、直流から交流への変換、交流から直流の変換、位相変換、あるいは周波数変換のいずれかを、選択的に実行可能である、
    ことを特徴とする超電導電力変換器。
  2. 請求項１に記載の超電導電力変換器であって、
    前記スイッチング手段が、磁場、磁場印加角度、電圧、温度、電流、光の少なくとも１つの変動に応じて前記超電導素子を超電導状態と非超電導状態との間でスイッチングさせる、
    ことを特徴とする超電導電力変換器。
JP2010518066A 2008-06-26 2009-06-26 超電導電力変換器 Expired - Fee Related JP5497642B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010518066A JP5497642B2 (ja) 2008-06-26 2009-06-26 超電導電力変換器

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008167724 2008-06-26
JP2008167724 2008-06-26
JP2010518066A JP5497642B2 (ja) 2008-06-26 2009-06-26 超電導電力変換器
PCT/JP2009/061689 WO2009157532A1 (ja) 2008-06-26 2009-06-26 超電導電力変換器

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014043518A Division JP5835377B2 (ja) 2008-06-26 2014-03-06 超電導電力変換器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2009157532A1 JPWO2009157532A1 (ja) 2011-12-15
JP5497642B2 true JP5497642B2 (ja) 2014-05-21

Family

ID=41444592

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010518066A Expired - Fee Related JP5497642B2 (ja) 2008-06-26 2009-06-26 超電導電力変換器
JP2014043518A Expired - Fee Related JP5835377B2 (ja) 2008-06-26 2014-03-06 超電導電力変換器

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014043518A Expired - Fee Related JP5835377B2 (ja) 2008-06-26 2014-03-06 超電導電力変換器

Country Status (2)

Country Link
JP (2) JP5497642B2 (ja)
WO (1) WO2009157532A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201117689D0 (en) 2011-10-13 2011-11-23 Rolls Royce Plc A superconductor switching arrangement
US10122350B2 (en) 2015-11-17 2018-11-06 Northrop Grumman Systems Corporation Josephson transmission line (JTL) system
US10236869B2 (en) 2016-11-18 2019-03-19 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting transmission driver system
US11211722B2 (en) 2017-03-09 2021-12-28 Microsoft Technology Licensing, Llc Superconductor interconnect system
US10122351B1 (en) * 2017-07-25 2018-11-06 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting bi-directional current driver
US10491178B2 (en) 2017-10-31 2019-11-26 Northrop Grumman Systems Corporation Parametric amplifier system
US10122352B1 (en) 2018-05-07 2018-11-06 Northrop Grumman Systems Corporation Current driver system
US11342920B1 (en) 2021-01-06 2022-05-24 Northrop Grumman Systems Corporation Pulse selector system

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS435404B1 (ja) * 1963-10-17 1968-02-28
JPS5618482A (en) * 1979-07-24 1981-02-21 Mitsubishi Electric Corp Permanent current switch
JPS6180879A (ja) * 1984-09-27 1986-04-24 Toshiba Corp 熱式永久電流スイツチ
JP2002136144A (ja) * 2000-10-26 2002-05-10 Internatl Superconductivity Technology Center 超電導電源回路

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4528958B2 (ja) * 2003-10-10 2010-08-25 独立行政法人産業技術総合研究所 超電導式インバータ
JP5098003B2 (ja) * 2004-11-24 2012-12-12 国立大学法人山口大学 超伝導導体、超伝導整流素子及びこれを用いた整流回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS435404B1 (ja) * 1963-10-17 1968-02-28
JPS5618482A (en) * 1979-07-24 1981-02-21 Mitsubishi Electric Corp Permanent current switch
JPS6180879A (ja) * 1984-09-27 1986-04-24 Toshiba Corp 熱式永久電流スイツチ
JP2002136144A (ja) * 2000-10-26 2002-05-10 Internatl Superconductivity Technology Center 超電導電源回路

Also Published As

Publication number Publication date
JP2014140297A (ja) 2014-07-31
WO2009157532A1 (ja) 2009-12-30
JPWO2009157532A1 (ja) 2011-12-15
JP5835377B2 (ja) 2015-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5835377B2 (ja) 超電導電力変換器
Mouli et al. Design and comparison of a 10-kW interleaved boost converter for PV application using Si and SiC devices
Coombs Superconducting flux pumps
CN100466446C (zh) 直流电压转换成交流电压的方法、电路布置结构和逆变器
Ahmed et al. A single-phase buck–boost matrix converter with only six switches and without commutation problem
CN104396134B (zh) 用于控制逆变器的方法和设备
JP2016538809A (ja) ジョセフソンａｃ／ｄｃ変換器システム及び方法
JP2019122765A (ja) 勾配電源ドライバー段回路、勾配電源システム及びその制御方法
JP5366326B2 (ja) 電源装置
Dong et al. An overcurrent controlled HTS persistent current switch without any additional switching triggers
JP2009106098A (ja) 電力変換システム
JP4528958B2 (ja) 超電導式インバータ
US3440456A (en) Commutating arrangement for electric machines with superconducting armature coils
KR100729840B1 (ko) 절연형 벅-부스트 컨버터
Webb et al. A12 switch zero-inductor voltage converter topology for next generation datacenters
Amirabadi et al. Bi-directional partial resonant converters with reduced number of switches
Jia et al. Evaluation of semiconductor losses in cryogenic DC-DC converters
RU2239274C1 (ru) Трехфазно-трехфазный преобразователь с трансформаторным звеном повышенной частоты
JP2011120394A (ja) 電力変換装置
RU2340072C1 (ru) Преобразователь переменного напряжения в постоянное
Barton et al. Superconducting AC/DC power coversion using high-temperature superconducting components
TWI249260B (en) Power converter applicable in the fuel cell
CN103731056A (zh) 高温超导逆变器
Sekikawa et al. A study on power device loss of dc-dc buck converter with sic schottky barrier diode
JP5066715B2 (ja) 高周波電流制御型クライオトロン素子とそれを用いたインバータ

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20120502

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20120502

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20130813

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20131010

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20131119

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140115

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20140204

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20140306

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5497642

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees