JP5480103B2 - Output buffer circuit - Google Patents
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Description
本発明は半導体装置に関し、特に一定の電圧を供給する出力バッファ回路に関する。 The present invention relates to a semiconductor device, and more particularly to an output buffer circuit that supplies a constant voltage.
低コスト化や競合他社との競争力アップのため、半導体装置におけるコアサイズの縮小化の要求は高まっている。一方でコアとして機能の多様化も求められており、新たに機能を追加した場合でも、コアサイズが大きくならない工夫が必要である。その一例として、USB(Universal Serial Bus)2.0のトランシーバコアに対するBattery Charging機能の追加が挙げられる。トランシーバコアとは、USB2.0の電気的インターフェースを司るコアである。また、Battery Charging機能とは、USB機器をPC(Personal Computer)などHost機器から充電する仕組みについて定義したものである。近年、Host機器の用途として、通信目的ではなく充電を目的として使用されるケースが増えている。そのため、Host機器は、充電時に必要な電流値を供給できるように仕様が追加されてきている。 In order to reduce costs and increase competitiveness with competitors, there is an increasing demand for reducing the core size of semiconductor devices. On the other hand, diversification of functions is also required as a core, and even when a new function is added, a device that does not increase the core size is necessary. One example is the addition of a Battery Charging function to a USB (Universal Serial Bus) 2.0 transceiver core. The transceiver core is a core that controls an electrical interface of USB 2.0. The Battery Charging function defines a mechanism for charging a USB device from a Host device such as a PC (Personal Computer). In recent years, the number of cases where the host device is used not for communication but for charging is increasing. Therefore, specifications have been added to the host device so that a current value necessary for charging can be supplied.
Battery Chargingの回路は、接続されたUSB機器が対応機器であるかどうかを検知するコンパレータと、Host機器が対応機器であるかどうかを接続されたUSB機器に通知する出力バッファ回路とで構成される。出力バッファ回路の出力電圧は最小値が0.5V、最大値が0.7Vと仕様で定められており、その範囲内で温度変化や抵抗など素子のばらつきの影響を極力受けずに、一定の電圧値を出力する必要がある。本発明は、その出力バッファ回路に関するものである。 The Battery Charging circuit includes a comparator that detects whether the connected USB device is a compatible device and an output buffer circuit that notifies the connected USB device whether the Host device is a compatible device. . The output voltage of the output buffer circuit is determined by the specification with a minimum value of 0.5V and a maximum value of 0.7V. Within that range, the output voltage is constant without being affected by variations in elements such as temperature changes and resistance. It is necessary to output a voltage value. The present invention relates to the output buffer circuit.
出力バッファとしては様々な回路形式が考えられるが、温度変化に関係なく一定の電圧を出力するボルテージフォロアの回路について説明する。図1は、非特許文献1に記載されたボルテージフォロアの回路である。ボルテージフォロアの回路は、オペアンプ構成となっており、出力から入力に対して負帰還をかけることにより出力電圧を一定にする。ボルテージフォロアの回路は、電圧利得が1倍で、出力インピーダンスが小さく、入力インピーダンスが高いという特徴があり、出力バッファ回路として用いられることが多い。
Although various circuit formats are conceivable as the output buffer, a voltage follower circuit that outputs a constant voltage regardless of a temperature change will be described. FIG. 1 is a circuit of a voltage follower described in
ボルテージフォロアの回路は、バイアス部と、差動部と、出力部とで構成される。図1を参照すると、バイアス部は、NMOSトランジスタ101と、定電流源102とで構成される。定電流源102に流れる電流をIとすると、NMOSトランジスタ101はIを流す。差動部は、NMOSトランジスタ103、104、107とPMOSトランジスタ105、106とで構成される。NMOSトランジスタ103、104は差動回路における入力差動対、NMOSトランジスタ107は定電流源、PMOSトランジスタ105、106は負荷である。NMOSトランジスタ104は正入力端子Vinp、NMOSトランジスタ103は負入力端子Vinmに接続される。また、NMOSトランジスタ107は、バイアス部のNMOSトランジスタ101を対にしたカレントミラー回路であり、NMOSトランジスタ101に流れる基準電流と同等のミラー電流をNMOSトランジスタ107に流す。出力部は、PMOSトランジスタ108とNMOSトランジスタ109とで構成されたソースフォロアの回路である。PMOSトランジスタ108のゲートは、差動部のNMOSトランジスタ104とPMOSトランジスタ106のドレインに接続される。そして、正入力端子VinpはBGR(Band Gap Regulator)などの温度依存の小さい内部電圧供給回路に接続され、負入力端子Vinmは出力部の出力端子Voutに接続される。これによって、正入力端子Vinpの電圧変動に対して、出力電圧を一定にする方向に帰還がかかる。
The voltage follower circuit includes a bias unit, a differential unit, and an output unit. Referring to FIG. 1, the bias unit includes an
図2は、非特許文献1に記載された位相補償容量Ccを含むボルテージフォロア回路である。図2において、図1と同じ構成には同じ符号を付して各部の説明を省略する。図2を参照すると、ボルテージフォロアの回路は発振しやすいという特徴があるため、それを防止する為の対策として位相補償容量Ccを含んでいる。
FIG. 2 is a voltage follower circuit including the phase compensation capacitor Cc described in
図3は、40nmプロセスで設計したボルテージフォロアの回路の周波数特性に関するグラフの一例である。横軸が周波数、縦軸の第一軸(左辺)が電圧利得、第二軸(右辺)が位相を示す。点線A及び点線Cは、図1のボルテージフォロアの回路(位相補償容量追加前)を示している。点線Aは、位相補償容量追加前の電圧利得であり、点線Cはそのときの位相である。一方、実線B及び実線Dは、図2のボルテージフォロアの回路(位相補償容量追加後)を示している。実線Bは、位相補償容量追加後の電圧利得であり、実線Dはそのときの位相である。ボルテージフォロアの回路は、発振を防ぐために位相余裕を通常45度以上確保することを目標としている。位相余裕とは、電圧利得が1倍(0dB)のときの位相と−180度との差分のことであり、発振安定度の判定に用いられる。図3において、P1は位相補償容量追加前の位相余裕、P2は位相補償容量追加後の位相余裕を表している。図1のボルテージフォロアの回路は、VT(しきい値電圧)ばらつきや出力負荷条件まで考慮すると、P1のように位相余裕が45度以上を満たすことは難しい。図2のボルテージフォロアの回路は、位相補償容量を追加しているため、P2のように位相余裕を45度以上確保することができる。しかし、位相補償容量として温度依存の小さいゲート容量を使用すると、ゲート容量の単位面積当たりの容量値が小さいため、容量自体の面積は非常に大きくなってしまう。40nmプロセスを例にすると、図1のボルテージフォロアの回路に位相補償容量を追加するだけで、追加後の面積は約1.5倍にもなってしまう。このように、発振防止のために位相補償容量を追加しなければならないボルテージフォロアの回路は、回路規模が大きくなるという問題がある。 FIG. 3 is an example of a graph relating to frequency characteristics of a voltage follower circuit designed by a 40 nm process. The horizontal axis represents frequency, the first axis (left side) of the vertical axis represents voltage gain, and the second axis (right side) represents phase. A dotted line A and a dotted line C indicate the voltage follower circuit of FIG. 1 (before adding the phase compensation capacitor). A dotted line A is a voltage gain before the phase compensation capacitor is added, and a dotted line C is a phase at that time. On the other hand, a solid line B and a solid line D indicate the voltage follower circuit of FIG. 2 (after adding the phase compensation capacitor). The solid line B is the voltage gain after adding the phase compensation capacitance, and the solid line D is the phase at that time. The voltage follower circuit is aimed at ensuring a phase margin of usually 45 degrees or more in order to prevent oscillation. The phase margin is a difference between the phase when the voltage gain is 1 time (0 dB) and −180 degrees, and is used for determining the oscillation stability. In FIG. 3, P1 represents a phase margin before the addition of the phase compensation capacitance, and P2 represents a phase margin after the addition of the phase compensation capacitance. In the voltage follower circuit of FIG. 1, it is difficult to satisfy a phase margin of 45 degrees or more as in P1 in consideration of variations in V T (threshold voltage) and output load conditions. Since the voltage follower circuit of FIG. 2 has a phase compensation capacitor added, a phase margin of 45 degrees or more can be secured as in P2. However, when a gate capacitance having a small temperature dependency is used as the phase compensation capacitance, the capacitance value per unit area of the gate capacitance is small, and the area of the capacitance itself becomes very large. Taking the 40 nm process as an example, simply adding a phase compensation capacitance to the voltage follower circuit of FIG. As described above, the voltage follower circuit to which a phase compensation capacitor must be added in order to prevent oscillation has a problem that the circuit scale becomes large.
以下に、発明を実施するための形態(実施例)で使用される符号を括弧付きで用いて、課題を解決するための手段を記載する。この符号は、特許請求の範囲の記載と発明を実施するための形態・実施例の記載との対応を明らかにするために付加されたものであり、特許請求の範囲に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。 Hereinafter, means for solving the problems will be described using the reference numerals used in the mode for carrying out the invention (example) in parentheses. This symbol is added to clarify the correspondence between the description of the claims and the description of the modes and embodiments for carrying out the invention. Do not use to interpret the technical scope.
本発明の出力バッファ回路(1)は、入力部(20)と、入力部(20)に接続される定電流部(30)と、定電流部(30)と接続される電流電圧変換部(40)と、電流電圧変換部(40)と接続される出力部(50)とを具備する。入力部(20)は、第1ソースと、定電流部(30)の基準電流側の第1ノード(34)に接続される第1ドレインと、入力端子(10)に接続される第1ゲートとを有する第1導電型チャネルの第1MOSトランジスタ(21)と、一方が第1電源(80)に接続され、他方が第1ソースに接続される第1抵抗素子(22)とを備える。電流電圧変換部(40)は、第1電源(80)に接続される第2ソースと、第2ノード(45)を介して定電流部(30)の電流供給側の第3ノード(36)に接続される第2ドレインと、第2ドレインに接続される第2ゲートとを有する第1導電型チャネルの第2MOSトランジスタ(41)と、一方が第1電源(80)に接続され、他方が第4ノード(47)を介して定電流部(30)の電流供給側の第5ノード(35)に接続される第2抵抗素子(43)と、一方が第2ノード(45)に接続され、他方が第4ノード(47)に接続される第3抵抗素子(44)とを備える。第1ソースと第1ゲートとの電位差Vgs1と、第2ソースと第2ゲートとの電位差Vgs2とは等しく、第1抵抗素子(22)の抵抗値R1と、第3抵抗素子(44)の抵抗値R3とは等しい。 The output buffer circuit (1) of the present invention includes an input unit (20), a constant current unit (30) connected to the input unit (20), and a current-voltage conversion unit ( 40) and an output unit (50) connected to the current-voltage conversion unit (40). The input unit (20) includes a first source, a first drain connected to the first node (34) on the reference current side of the constant current unit (30), and a first gate connected to the input terminal (10). And a first resistance element (22), one of which is connected to a first power source (80) and the other is connected to a first source. The current-voltage conversion unit (40) includes a second source connected to the first power source (80), and a third node (36) on the current supply side of the constant current unit (30) via the second node (45). A second MOS transistor (41) of a first conductivity type channel having a second drain connected to the second drain and a second gate connected to the second drain, one connected to the first power supply (80) and the other to A second resistance element (43) connected to the fifth node (35) on the current supply side of the constant current section (30) via the fourth node (47), and one of them is connected to the second node (45). , And a third resistor element (44) connected to the fourth node (47). A potential difference V gs1 between the first source and the first gate, equal to the second source potential difference V gs2 of the second gate, and the resistance value R 1 of the first resistor element (22), the third resistance element (44 ) equal to the resistance R 3 of the.
本発明の出力バッファ回路は、位相補償容量が不要であるため回路規模が小さく、且つ、温度変化や抵抗のばらつきに関係なく出力を一定にすることができる。 Since the output buffer circuit of the present invention does not require a phase compensation capacitor, the circuit scale is small, and the output can be made constant regardless of temperature changes and resistance variations.
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態による出力バッファ回路を説明する。 Hereinafter, an output buffer circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
図4は、本発明の実施の形態による出力バッファ回路1の構成図である。図4を参照すると、出力バッファ回路1は、入力端子10と、入力部20と、カレントミラー部30と、電流電圧変換部40と、出力部50と、出力端子60とを具備する。
FIG. 4 is a configuration diagram of the
入力端子10は、出力バッファ回路1の前段の回路と接続される端子である。
The
入力部20は、NMOSトランジスタ21と、抵抗素子22とを備える。NMOSトランジスタ21は、ソースが抵抗素子22の一方に接続され、ドレインがカレントミラー部30(詳細には後述するPMOSトランジスタ31のドレイン(基準電流側のノード34))に接続され、ゲートが入力端子10に接続される。抵抗素子22は、一方がGND80(第1電源)に接続され、他方がNMOSトランジスタ21のソースに接続される。入力部20は、入力端子10に印加された電圧Vinを、所定の電流I0に変換する。
The
カレントミラー部30は、入力部20と電流電圧変換部40とに接続される。カレントミラー部30は、PMOSトランジスタ31と、PMOSトランジスタ32と、PMOSトランジスタ33とを備える。PMOSトランジスタ31が基準電流側であり、PMOSトランジスタ32と、PMOSトランジスタ33とがミラー電流を供給する側である。PMOSトランジスタ31は、ソースがVDD70(第2電源)に接続され、ドレインがノード34を介してNMOSトランジスタ21のドレインに接続され、ゲートがドレイン(ノード34)に接続される。PMOSトランジスタ32は、ソースがVDD70に接続され、ドレインが電流供給側のノード35を介して電流電圧変換部40(詳細には後述するノード46)に接続され、ゲートがPMOSトランジスタ31のドレイン(ノード34)に接続される。PMOSトランジスタ33は、ソースがVDD70に接続され、ドレインが電流供給側のノード36を介して電流電圧変換部40(詳細には後述するノード45)に接続され、ゲートがPMOSトランジスタ31のドレイン(ノード34)に接続される。カレントミラー部30は、入力部20で生成された電流I0を基準電流として、同一の値のミラー電流I0を生成し、電流電圧変換部40に供給する。
The
電流電圧変換部40は、カレントミラー部30と出力部50とに接続される。電流電圧変換部40は、NMOSトランジスタ41と、NMOSトランジスタ42と、抵抗素子43と、抵抗素子44とを備える。NMOSトランジスタ41は、ソースがGND80に接続され、ドレインがノード45を介してカレントミラー部30のPMOSトランジスタ33のドレイン(ノード36)に接続され、ゲートがドレインに接続される。NMOSトランジスタ42は、ソースがノード47に接続され、ドレインがノード46を介してカレントミラー部30のPMOSトランジスタ32のドレイン(ノード35)に接続され、ゲートがドレイン(ノード46)に接続される。抵抗素子43は、一方がGND80に接続され、他方がノード47に接続される。抵抗素子44は、一方がノード45に接続され、他方がノード47に接続される。ここで、NMOSトランジスタ21のソースとゲートとの電位差Vgs1と、NMOSトランジスタ41のソースとゲートとの電位差Vgs2とは等しく、且つ、抵抗素子22の抵抗値R1と、抵抗素子44の抵抗値R3とは等しい。電流電圧変換回路40は、カレントミラー部30から供給された電流I0を所定の電圧に変換する。
The current-
出力バッファ回路1は、次段に接続される回路の入力インピーダンスの影響を抑えるために、出力インピーダンスを小さくする必要がある。従って、出力部50は、ソースフォロアの構成を有する。出力部50は、NMOSトランジスタ51と、負荷電流部52とを備える。NMOSトランジスタ51は、ソースがノード53を介して負荷電流部52及び出力端子60に接続され、ドレインがVDD70に接続され、ゲートが電流電圧変換部40のノード46に接続される。負荷電流部52は、一方がGND80に接続され、他方がノード53を介してNMOSトランジスタ51のソース及び出力端子60に接続される。出力部50は、電流電圧変換部40の出力電圧を受け、出力端子60を介して電圧Voutを出力する。
The
出力端子60は、出力バッファ回路1の後段の回路と接続される端子である。尚、本発明の出力バッファ回路1は、各PMOSトランジスタと、各NMOSトランジスタとを置き換えて構成することも可能であり、その場合、VDD70が第1電源に相当し、GND80が第2電源に相当する。また、抵抗素子22、43、44は、1つの抵抗器で実現されることに限定されず、複数の抵抗成分を用いて実現してもよい。
The
本発明の出力バッファ回路1は、データの帰還をかける構成をとっていないため、位相補償容量を追加する必要がない。更に、本発明の出力バッファ回路1は、温度や抵抗素子22、43、44のばらつきに依存することなく、一定の出力電圧Voutを後段に供給することができる。以下に、そのメカニズムの詳細を説明する。
Since the
入力端子10における入力電圧をVin、出力端子60における出力電圧をVout、入力部20のNMOSトランジスタ21に流れる電流値をI0、抵抗素子44に流れる電流値をI1、抵抗素子22の抵抗値をR1、抵抗素子43の抵抗値をR2、抵抗素子44の抵抗値をR3、NMOSトランジスタ21のゲート−ソース間の電圧をVgs1、NMOSトランジスタ41のゲート−ソース間の電圧をVgs2、ノード47の電圧をVxとすると、
I0=(Vin−Vgs1)/R1 ・・・(1)
I1=(Vgs2−Vx)/R3 ・・・(2)
となる。
The input voltage at the
I 0 = (V in −V gs1 ) / R 1 (1)
I 1 = (V gs2 −V x ) / R 3 (2)
It becomes.
また、PMOSトランジスタ31を介してPMOSトランジスタ32、33にI0が流れるので、
Vx=(I0+I1)×R2 ・・・(3)
と表すことができる。
In addition, since I 0 flows to the
V x = (I 0 + I 1 ) × R 2 (3)
It can be expressed as.
式(3)に式(1)、式(2)を代入すると
Vx=R2/R1×(Vin−Vgs1)+R2/R3×(Vgs2−Vx)
となる。従って、
Vx=R2×R3/(R1(R2+R3))×Vin
−R2×R3/(R1(R2+R3))×Vgs1
+R2/(R2+R3)×Vgs2 ・・・(4)
となる。
Substituting Equation (1) and Equation (2) into Equation (3), V x = R 2 / R 1 × (V in −V gs1 ) + R 2 / R 3 × (V gs 2 −V x )
It becomes. Therefore,
V x = R 2 × R 3 / (R 1 (R 2 + R 3 )) × V in
−R 2 × R 3 / (R 1 (R 2 + R 3 )) × V gs1
+ R 2 / (R 2 + R 3 ) × V gs2 (4)
It becomes.
式(4)を温度Tで微分すると、
dVx/dT=R2×R3/(R1(R2+R3))×(dVin/dT)
−R2×R3/(R1(R2+R3))×(dVgs1/dT)
+R2/(R2+R3)×(dVgs2/dT) ・・・(5)
となる。
Differentiating equation (4) with temperature T,
dV x / dT = R 2 × R 3 / (R 1 (R 2 + R 3 )) × (dV in / dT)
−R 2 × R 3 / (R 1 (R 2 + R 3 )) × (dV gs1 / dT)
+ R 2 / (R 2 + R 3 ) × (dV gs2 / dT) (5)
It becomes.
ここで、dVgs1/dT=dVgs2/dT=dVgs/dTと置くと(5)式は、
dVx/dT=R2/(R2+R3)×(1−R3/R1)×dVgs/dT
となる。R1=R3とすれば、dVx/dT=0となるため、Vxは温度変化に関係なく決まる。dVgs1/dT=dVgs2/dT=dVgs/dTとするためには、NMOSトランジスタ21と、NMOSトランジスタ41とを同一の素子とすることで実現される。
Here, when dV gs1 / dT = dV gs2 / dT = dV gs / dT, the equation (5) is
dV x / dT = R 2 / (R 2 + R 3 ) × (1−R 3 / R 1 ) × dV gs / dT
It becomes. If R 1 = R 3 , dV x / dT = 0, so V x is determined regardless of the temperature change. In order to set dV gs1 / dT = dV gs2 / dT = dV gs / dT, it is realized by making the NMOS transistor 21 and the
図5は、40nmのプロセスで構成した本発明の出力バッファ回路1と図2のボルテージフォロアの回路における出力電圧の温度特性を示す図である。図5を参照すると、図2のボルテージフォロアの回路と同様に温度変化によらず一定の出力電圧が得られていることがわかる。
FIG. 5 is a diagram showing the temperature characteristics of the output voltage in the
また、もう1つの特徴として、R1=R3、且つ、Vgs1=Vgs2とすると式(4)は、
Vx=R2/(R1+R2)×Vin
であるため変形すると、
Vx/Vin=R2/(R1+R2)
となり、VinとVxの関係はR1とR2の相対比のみで決まる。従って、抵抗素子22、43、44のばらつきに出力電圧が依存することもない。Vgs1=Vgs2するためには、NMOSトランジスタ21と、NMOSトランジスタ41とを同一の素子とすることで実現される。
Further, as another feature, when R 1 = R 3 and V gs1 = V gs2 , the expression (4) is
V x = R 2 / (R 1 + R 2 ) × V in
Therefore, when deformed,
V x / V in = R 2 / (R 1 + R 2 )
Next, the relationship between V in and V x is determined by only relative ratio of R 1 and R 2. Therefore, the output voltage does not depend on the variation of the
また、電流電圧変換部40のNMOSトランジスタ42は、出力部50のNMOSトランジスタ51のVT(しきい値電圧)ばらつきを相殺できる効果を奏している。その理由を以下に示す。NMOSトランジスタ42のゲート−ソース間の電圧をVgs3、NMOSトランジスタ51のゲート−ソース間の電圧をVgs4、ノード46の電圧をVYとすると、
VY=VX+Vgs3 ・・・(6)
VY=Vout+Vgs4・・・(7)
となる。従って、(6)、(7)より
Vout=Vgs3−Vgs4+VX・・・(8)
となる。ここで、NMOSトランジスタ42の相互コンダクタンスをgm3、トランジスタに流れる電流をI3、VT(しきい値電圧)をVT3とし、NMOSトランジスタ51の相互コンダクタンスをgm4、トランジスタに流れる電流をI4、VT(しきい値電圧)をVT4とすると、
Vgs3=2×I3/gm3+VT3・・・(9)
Vgs4=2×I4/gm4+VT4・・・(10)
となる。式(8)に式(9)、式(10)を代入すると
Vout=2×(I3/gm3−I4/gm4)+VT3−VT4+VX・・・(11)
となる。ここで、NMOSトランジスタ42とNMOSトランジスタ51のVTは同一なので、式(11)のVT3とVT4のばらつきも同一となりVoutに対するVTのばらつきは相殺される。
In addition, the
V Y = V X + V gs3 (6)
V Y = V out + V gs4 (7)
It becomes. Therefore, from (6) and (7), V out = V gs3 −V gs4 + V X (8)
It becomes. Here, the mutual conductance of the
V gs3 = 2 × I 3 / gm 3 + V T3 (9)
V gs4 = 2 × I 4 / gm 4 + V T4 (10)
It becomes. When Expression (9) and Expression (10) are substituted into Expression (8), V out = 2 × (I 3 / gm 3 −I 4 / gm 4 ) + V T3 −V T4 + V X (11)
It becomes. Here, since the V T of the
以上のように、本発明の出力バッファ回路1は、帰還回路でないことから、発振防止用の位相補償容量を追加する必要がないため、回路規模を小さくすることができる。そして、本発明の出力バッファ回路1は、入力部20のNMOSトランジスタ21と電流電圧変換部40のNMOSトランジスタ41のゲート−ソース間電圧を同一とし、入力部20の抵抗素子22と、電圧変換部40の抵抗素子44のサイズを同一にすることで、温度変化や抵抗のばらつきに関係なく一定の電圧を出力することができる。40nmプロセスを例にすると、本発明の出力バッファ回路1は、図2のボルテージフォロアの回路に比べて、約3割の面積削減効果が期待できる。
As described above, since the
1 出力バッファ回路
10 入力端子
20 入力部
21 NMOSトランジスタ
22 抵抗素子
30 カレントミラー部
31、32、33 PMOSトランジスタ
34、35、36 ノード
40 電流電圧変換部
41、42 NMOSトランジスタ
43、44 抵抗素子
45、46、47 ノード
50 出力部
51 NMOSトランジスタ
52 負荷電流部
53 ノード
60 出力端子
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記入力部に接続される定電流部と、
前記定電流部と接続される電流電圧変換部と、
前記電流電圧変換部と接続される出力部と
を具備し、
前記入力部は、
第1ソースと、前記定電流部の基準電流側の第1ノードに接続される第1ドレインと、入力端子に接続される第1ゲートとを有する第1導電型チャネルの第1MOSトランジスタと、
一方が第1電源に接続され、他方が前記第1ソースに接続される第1抵抗素子と
を備え、
前記電流電圧変換部は、
前記第1電源に接続される第2ソースと、第2ノードを介して前記定電流部の電流供給側の第3ノードに接続される第2ドレインと、前記第2ドレインに接続される第2ゲートとを有する前記第1導電型チャネルの第2MOSトランジスタと、
一方が前記第1電源に接続され、他方が第4ノードを介して前記定電流部の電流供給側の第5ノードに接続される第2抵抗素子と、
一方が前記第2ノードに接続され、他方が前記第4ノードに接続される第3抵抗素子と
を備え、
前記第1ソースと前記第1ゲートとの電位差と、前記第2ソースと前記第2ゲートとの電位差とは等しく、
前記第1抵抗素子の抵抗値と、前記第3抵抗素子の抵抗値とは等しい
出力バッファ回路。 An input section;
A constant current unit connected to the input unit;
A current-voltage conversion unit connected to the constant current unit;
An output unit connected to the current-voltage conversion unit,
The input unit is
A first MOS transistor of a first conductivity type channel having a first source, a first drain connected to a first node on a reference current side of the constant current section, and a first gate connected to an input terminal;
A first resistance element having one connected to a first power supply and the other connected to the first source;
The current-voltage converter is
A second source connected to the first power source; a second drain connected to a third node on the current supply side of the constant current portion via a second node; and a second connected to the second drain. A second MOS transistor of the first conductivity type channel having a gate;
A second resistance element, one connected to the first power supply and the other connected to a fifth node on the current supply side of the constant current section via a fourth node;
A third resistance element having one connected to the second node and the other connected to the fourth node;
The potential difference between the first source and the first gate is equal to the potential difference between the second source and the second gate;
An output buffer circuit in which a resistance value of the first resistance element is equal to a resistance value of the third resistance element.
前記電流電圧変換部は、
前記第4ノードに接続される第3ソースと、第6ノードを介して前記定電流部の電流供給側の前記第5ノードに接続される第3ドレインと、前記第3ドレインに接続される第3ゲートとを有する前記第1導電型チャネルの第3MOSトランジスタ
を更に備え、
前記出力部は、
一方が前記第1電源に接続され、他方が第7ノードを介して出力端子に接続される負荷電流部と、
前記第7ノードを介して前記出力端子に接続される第4ソースと、第2電源に接続される第4ドレインと、前記第6ノードに接続される第4ゲートとを有する前記第1導電型チャネルの第4MOSトランジスタと
を備える
出力バッファ回路。 The output buffer circuit according to claim 1,
The current-voltage converter is
A third source connected to the fourth node; a third drain connected to the fifth node on the current supply side of the constant current section through a sixth node; and a third source connected to the third drain. A third MOS transistor of the first conductivity type channel having three gates;
The output unit is
A load current unit, one connected to the first power supply and the other connected to the output terminal via a seventh node;
The first conductivity type having a fourth source connected to the output terminal via the seventh node, a fourth drain connected to a second power source, and a fourth gate connected to the sixth node. An output buffer circuit comprising a fourth MOS transistor of the channel.
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