JP2014176040A - Differential output circuit, semiconductor ic for high speed serial communication, and high speed serial communication system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、差動出力回路、並びに高速シリアル通信用半導体IC及び高速シリアル通信システムに係り、特に、電流モードロジック方式を採用したインターフェースを構成するのに用いられる差動出力回路、並びに該差動出力回路を使用する高速シリアル通信用半導体IC及び高速シリアル通信システムに関する。 The present invention relates to a differential output circuit, a semiconductor IC for high-speed serial communication, and a high-speed serial communication system, and more particularly to a differential output circuit used to configure an interface employing a current mode logic system, and the differential The present invention relates to a semiconductor IC for high-speed serial communication using an output circuit and a high-speed serial communication system.
近年、パソコン、通信機器、デジタル家電製品等の製品間におけるインターフェース通信の高速化に伴い、高速シリアル・インターフェース及びこれを含む通信システムの開発が進められている。高速シリアル・インターフェースでは、例えば、電流モードロジック(Current Mode Logic: CML)方式の小振幅差動伝送が採用される。 2. Description of the Related Art In recent years, with the increase in interface communication between products such as personal computers, communication devices, and digital home appliances, development of high-speed serial interfaces and communication systems including them has been underway. In the high-speed serial interface, for example, current mode logic (CML) type small amplitude differential transmission is adopted.
電流モードロジック方式を採用したインターフェースは、ノイズ耐性の強い差動電流出力回路(単に差動出力回路とも呼ぶ)を用いて構成される。しかし、従来の差動出力回路では、半導体ICの内部抵抗(出力抵抗)に例えば15〜30%の製造ばらつきが生ずるため、同様に終端抵抗にも製造ばらつきが生ずるため、終端抵抗から出力される出力信号の振幅(出力振幅)が変動するという問題があった。 An interface that employs a current mode logic system is configured using a differential current output circuit (also simply referred to as a differential output circuit) having high noise resistance. However, in the conventional differential output circuit, for example, a manufacturing variation of 15 to 30% occurs in the internal resistance (output resistance) of the semiconductor IC. Similarly, a manufacturing variation also occurs in the termination resistor. There was a problem that the amplitude of the output signal (output amplitude) fluctuated.
特許文献1には、インターフェース規格に準拠した出力振幅を得るために、出力振幅を検出する検出部を備え、その検出結果に応じて差動出力部(出力抵抗)に供給する電流を制御する構成の差動出力回路が開示されている。しかし、上述の内部抵抗の製造ばらつきによって出力振幅が変動するという問題は解消されていない。
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、内部抵抗の製造ばらつきによらず出力振幅を一定に保つ差動出力回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a differential output circuit that maintains an output amplitude constant regardless of manufacturing variations in internal resistance.
本発明に係る差動出力回路は、入力信号を差動信号に変換し、該差動信号を伝送して出力信号を出力する差動出力回路であって、出力抵抗と、該出力抵抗に前記入力信号に応じて電流を供給する電流供給回路と、を有し、前記出力抵抗の一端から前記出力信号を出力する本体部と、前記出力抵抗の抵抗値を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に従って前記電流供給回路を制御して、前記出力抵抗に供給される電流を調整する調整部と、を備える。 A differential output circuit according to the present invention is a differential output circuit that converts an input signal into a differential signal, transmits the differential signal, and outputs an output signal, and outputs the output signal to the output resistor. A current supply circuit that supplies current according to an input signal, a main body that outputs the output signal from one end of the output resistor, a detection unit that detects a resistance value of the output resistor, and the detection unit And an adjustment unit that controls the current supply circuit in accordance with the detection result to adjust the current supplied to the output resistor.
本発明の差動出力回路によれば、出力抵抗の製造ばらつきによらずに出力信号の振幅(出力振幅)を一定に保つことが可能となる。 According to the differential output circuit of the present invention, it is possible to keep the amplitude (output amplitude) of the output signal constant regardless of the manufacturing variation of the output resistance.
≪第1実施形態≫
本発明の第1の実施形態を、図1〜図3を用いて説明する。
<< First Embodiment >>
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図1に、差動出力回路10の一般的構成を示す。差動出力回路10は、データ用電流源I1、エンファシスデータ用電流源I2、トランジスタ(FET)P1〜P4、及び出力抵抗R1,R2(例えば50Ω)から構成される。
FIG. 1 shows a general configuration of the
トランジスタP1,P2のソースはデータ用電流源I1に、トランジスタP3,P4のソースはエンファシスデータ用電流源I2に、トランジスタP1,P3のドレインは出力抵抗R1の一端に、トランジスタP2,P4のドレインは出力抵抗R2の一端に、それぞれ、接続されている。また、出力抵抗R1,R2の一端が終端抵抗R3を含む受信回路に接続されている。なお、受信回路は半導体ICの外部に設けられている。終端抵抗R3は、出力抵抗R1,R2が50Ωの場合、100Ωである。一方、出力抵抗R1,R2の他端はシグナルグランドにクランプされている。 The sources of the transistors P1 and P2 are the data current source I1, the sources of the transistors P3 and P4 are the emphasis data current source I2, the drains of the transistors P1 and P3 are one end of the output resistor R1, and the drains of the transistors P2 and P4 are Each is connected to one end of the output resistor R2. Further, one ends of the output resistors R1 and R2 are connected to a receiving circuit including a termination resistor R3. Note that the receiving circuit is provided outside the semiconductor IC. The termination resistor R3 is 100Ω when the output resistors R1 and R2 are 50Ω. On the other hand, the other ends of the output resistors R1 and R2 are clamped to the signal ground.
なお、差動出力回路10は、終端抵抗R3を除いて1つの半導体IC内に構成され、終端抵抗R3は半導体IC外に設けられているとする。
The
上述の構成の差動出力回路10において、トランジスタP1,P2のゲートにはそれぞれデータ(D)とその反転信号(DB)が入力され、トランジスタP3,P4のゲートにはそれぞれエンファシスデータ(E)とその反転信号(EB)が入力される。
In the
差動出力回路10の出力振幅は、終端抵抗R3の抵抗(R3)とこれに流れる電流(出力電流)Ioutとの積Iout・R3により与えられる。ここで、出力抵抗R1,R2の抵抗(R1,R2)が互いに等しいとして(R1=R2)、出力電流Ioutは、データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2の電流(I1,I2)を用いて、
Iout=(I1+I2)R1/(R1+R3) …(1)
と求められる。式(1)より、出力振幅は、出力抵抗R1,R2の抵抗が製造ばらつきによって設計より大きい(小さい)場合、大きく(小さく)なることがわかる。
The output amplitude of the
Iout = (I1 + I2) R1 / (R1 + R3) (1)
Is required. From equation (1), it can be seen that the output amplitude becomes larger (smaller) when the resistances of the output resistors R1 and R2 are larger (smaller) than designed due to manufacturing variations.
図2に、データ(D)、エンファシスデータ(E)、及び出力電流(Iout)の波形の一例を示す。エンファシスデータは、データを1ビットシフトし、反転することで得られる。電流(I1,I2)はそれぞれデータ及びエンファシスデータと同じ波形を有することから、式(1)より、出力電流Ioutはデータ及びエンファシスデータを重ね合わせた波形を有することとなる。図2に示す例では、出力電流Ioutの波形は、エンファシスによって、データの波形に対して高い周波数が強調された波形となる。 FIG. 2 shows an example of waveforms of data (D), emphasis data (E), and output current (Iout). Emphasis data is obtained by shifting the data by 1 bit and inverting it. Since the currents (I1, I2) have the same waveform as that of the data and the emphasis data, respectively, the output current Iout has a waveform obtained by superimposing the data and the emphasis data according to the equation (1). In the example illustrated in FIG. 2, the waveform of the output current Iout is a waveform in which a high frequency is emphasized with respect to the data waveform by emphasis.
図3に、第1の実施形態の差動出力回路20の基本構成を示す。差動出力回路20は、先述の差動出力回路(本体部と呼ぶ)10、抵抗ばらつき検出回路11、及び電流調整回路12から構成される。
FIG. 3 shows a basic configuration of the
抵抗ばらつき検出回路11は、出力抵抗R1,R2の抵抗、すなわちそれらの製造ばらつきを検出し、その検出結果を電流調整回路12に送る。電流調整回路12は、出力抵抗R1,R2の製造ばらつきの検出結果に従って、データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2の電流を制御する。出力抵抗R1,R2の抵抗が設計より大きい(小さい)場合、電流(I1,I2)を小さく(大きく)する。これにより、終端抵抗R3に流れる電流Ioutが、すなわち出力振幅が、出力抵抗R1,R2の製造ばらつきに因らず一定に維持される。
The resistance
≪第2実施形態≫
本発明の第2の実施形態を、図4及び図5を用いて説明する。なお、第1の実施形態と同様の構成部分については同じ符号を用いて表し、その説明を省略する。
<< Second Embodiment >>
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In addition, about the component similar to 1st Embodiment, it represents using the same code | symbol and the description is abbreviate | omitted.
出力抵抗R1,R2を直接検出すると受信回路に接続する出力抵抗R1,R2の一端に寄生容量が発生し、インターフェースの高速動作の障害となり得る。そこで、本実施形態では、出力抵抗R1,R2と独立の出力抵抗R4を用いて差動出力回路10を模擬し、その出力抵抗R4を検出することで、寄生容量が発生することなしに出力抵抗R1,R2を検出することを考える。
If the output resistors R1 and R2 are directly detected, parasitic capacitance is generated at one end of the output resistors R1 and R2 connected to the receiving circuit, which may hinder high-speed operation of the interface. Therefore, in this embodiment, the
図4に、第2の実施形態に係る差動出力回路30の構成を示す。差動出力回路30は、先述の差動出力回路(本体部)10及び定電流回路31から構成される。
FIG. 4 shows a configuration of the
本体部10において、データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2は、具体的に、それぞれトランジスタ(FET)M1,M2を用いて構成されている。トランジスタM1,M2のソースは、フレームグランドにクランプされている。
In the
定電流回路31は、先述の抵抗ばらつき検出回路11及び電流調整回路12を含み、トランジスタ(FET)M3、出力抵抗R4、及びアンプ(差動増幅回路)AMPから構成される。
The constant
トランジスタM3と出力抵抗R4とから本体部10を模擬した回路が構成されている。この回路において、トランジスタM3と出力抵抗R4は直列される。すなわち、トランジスタM3のドレインと出力抵抗R4の一端とが接続される。さらに、トランジスタM3のソースはフレームグランドに、出力抵抗R4の他端はシグナルグランドにクランプされる。なお、出力抵抗R4の抵抗は出力抵抗R1,R2のそれより大きくするとよい。それにより、定電流回路31(特に抵抗ばらつき検出回路11に相当する部分)の消費電力が小さくなる。
A circuit simulating the
図5に、出力抵抗R1,R2,R4の配置の一例を示す。出力抵抗R1,R2の間に出力抵抗R4を配置してこれらを隣接することで、半導体ICの面内ばらつきによる出力抵抗R1,R2と出力抵抗R4との抵抗の差を小さくすることができる。さらに、出力抵抗R1,R2の両側にダミー抵抗を配置することで、抵抗の差をさらに小さくすることができる。 FIG. 5 shows an example of the arrangement of the output resistors R1, R2, and R4. By disposing the output resistor R4 between the output resistors R1 and R2 and adjoining them, the difference in resistance between the output resistors R1 and R2 and the output resistor R4 due to in-plane variation of the semiconductor IC can be reduced. Further, by arranging dummy resistors on both sides of the output resistors R1 and R2, the difference in resistance can be further reduced.
アンプAMPはオペアンプを用いて構成される。オペアンプを用いることで定電流回路31(特に抵抗ばらつき検出回路11に相当する部分)による出力抵抗R4の製造ばらつきの検出結果を出力(電流出力)できるため、定電流回路31(特に電流調整回路12に相当する部分)によりデータ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2(トランジスタM1,M2)の電流を制御するのに好適である。 The amplifier AMP is configured using an operational amplifier. By using an operational amplifier, the detection result of the manufacturing variation of the output resistor R4 by the constant current circuit 31 (particularly the portion corresponding to the resistance variation detection circuit 11) can be output (current output). Therefore, the constant current circuit 31 (particularly the current adjustment circuit 12). This is suitable for controlling the currents of the data current source I1 and the emphasis data current source I2 (transistors M1 and M2).
アンプAMPの反転入力端子には、トランジスタM3に直列する出力抵抗R4の一端が接続し、その電位V4が入力される。アンプAMPの非反転入力端子には基準電位VREFが入力される。これにより、アンプAMPは、差動増幅回路として機能する。すなわち、アンプAMPは、差動入力VREF−V4を増幅してその電位(これに比例する電流(基準電流とも呼ぶ))を定電流回路31の出力として出力し、トランジスタM3及びトランジスタM1,M2のゲートに入力する。
The inverting input terminal of the amplifier AMP, one end of the output resistor R4 in series to the transistor M3 is connected, the potential V 4 is inputted. A reference potential VREF is input to the non-inverting input terminal of the amplifier AMP. Thereby, the amplifier AMP functions as a differential amplifier circuit. In other words, the amplifier AMP amplifies the differential input V REF −V 4 and outputs the potential (current proportional to this) (also referred to as a reference current) as the output of the constant
なお、基準電位VREFは、例えば、抵抗分圧回路32により生成される。抵抗分圧回路32は、直列に接続された2つの抵抗r1,r2から簡便に構成される。ここで、抵抗r1,r2の一端はそれぞれシグナルグランド及びフレームグランドにクランプされている。抵抗分圧回路32は、シグナルグランドの電位Vccに対して、基準電位VREF=Vcc・r2(r1+r2)を生成する。なお、抵抗分圧回路32を含んで定電流回路31を構成することとしてもよい。
The reference potential V REF is generated by the resistance
上述の構成の定電流回路31において、アンプAMPにより、電位V4が基準電位VREFに等しくなる量の電流I4(=(Vcc−VREF)/R4)が出力抵抗R4に供給される。出力抵抗R4が大きい(小さい)場合に、電流I4は小さく(大きく)なる。トランジスタM3のゲートとトランジスタM1,M2のゲートが接続されていることから、トランジスタM1,M2が供給する電流I1,I2は、電流I4と同様に、出力抵抗R4が大きい(小さい)場合に小さく(大きく)なる。これにより、終端抵抗R3に流れる電流Ioutが、すなわち出力振幅が、出力抵抗R4、すなわち出力抵抗R1,R2の製造ばらつきに因らず、一定に維持される。
In the constant
≪第3実施形態≫
本発明の第3の実施形態を、図6を用いて説明する。なお、第1及び第2の実施形態と同様の構成部分については同じ符号を用いて表し、その説明を省略する。
«Third embodiment»
A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In addition, about the component similar to 1st and 2nd embodiment, it represents using the same code | symbol and the description is abbreviate | omitted.
本実施形態では、定電流回路31から出力される電流を基準電流とすることで、差動出力回路の出力抵抗、エンファシスゲイン、出力振幅を切り替えることを考える。
In the present embodiment, it is considered that the output resistance, the emphasis gain, and the output amplitude of the differential output circuit are switched by using the current output from the constant
図6に、第3の実施形態に係る差動出力回路40の構成を示す。差動出力回路40は、先述の差動出力回路10に類似する本体部10’、定電流回路31、及び出力振幅切替部41から構成される。
FIG. 6 shows a configuration of the
本体部10’の基本構成は、先述の差動出力回路10のそれとほぼ同様である。ただし、出力抵抗R1,R2は、それぞれが2つの並列された抵抗を用いて構成されている。なお、2つに限らず、複数の並列された抵抗を用いて構成してもよい。ここで、出力抵抗R1,R2を構成する4つの抵抗のそれぞれに切替スイッチ(出力抵抗切替スイッチとも呼ぶ)SW1が直列に接続されている。切替スイッチSW1を用いて抵抗を切替えて接続することで、出力抵抗R1,R2の抵抗を増減する。これにより、伝送線路の配線抵抗、終端抵抗R3等が異なる場合でも、それに応じて出力抵抗R1,R2の抵抗を増減することで、設計上の一定の出力振幅を得ることが可能になる。
The basic configuration of the main body 10 'is substantially the same as that of the
また、エンファシスデータ用電流源I2は、並列されたトランジスタM2,M4を用いて構成されている。ここで、トランジスタM2,M4のそれぞれに切替スイッチ(エンファシスゲイン切替スイッチとも呼ぶ)SW2が直列に接続されている。切替スイッチSW2を用いてトランジスタM2,M4を切替えて接続することで、エンファシスデータ用電流、すなわちエンファシスゲインを増減する。これにより、伝送線路が長い等、その伝送特性が悪い場合でも、それに応じてエンファシスゲインを増減することで、設計上の一定の出力振幅を得ることが可能になる。 The emphasis data current source I2 is configured by using transistors M2 and M4 arranged in parallel. Here, a changeover switch (also referred to as an emphasis gain changeover switch) SW2 is connected in series to each of the transistors M2 and M4. By switching and connecting the transistors M2 and M4 using the changeover switch SW2, the current for emphasis data, that is, the emphasis gain is increased or decreased. As a result, even when the transmission characteristics are poor, such as when the transmission line is long, it is possible to obtain a constant design output amplitude by increasing or decreasing the emphasis gain accordingly.
定電流回路31の構成は先と同様である。ただし、図6において、基準電位VREFを生成する抵抗分圧回路32は省略されている。定電流回路31の出力は、トランジスタM5,M6を介して出力振幅切替部41に入力される。
The configuration of the constant
出力振幅切替部41は、3つの並列するトランジスタM7,M8,M9から構成されている。トランジスタM7,M8,M9のソースはシグナルグランドにクランプされている。トランジスタM7,M8,M9のゲートに定電流回路31の出力が入力され、それらのドレインからの出力が合成されて出力振幅切替部41の出力として、トランジスタM10を介してトランジスタM1,M2,M4のゲート(データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2)に入力される。
The output
なお、トランジスタM6は、トランジスタM7,M8,M9のそれぞれとカレントミラー回路を構成する。ここで、トランジスタM7,M8,M9の電気的特性はトランジスタM6のそれに等しいものとする。これにより、トランジスタM7,M8,M9は、それぞれがトランジスタM6が出力する電流に等しい量の電流を出力する。 The transistor M6 forms a current mirror circuit with each of the transistors M7, M8, and M9. Here, it is assumed that the electrical characteristics of the transistors M7, M8, and M9 are equal to those of the transistor M6. Thereby, the transistors M7, M8, and M9 each output an amount of current equal to the current output from the transistor M6.
同様に、トランジスタM10は、トランジスタM1,M2,M4のそれぞれとカレントミラー回路を構成する。ここで、トランジスタM1,M2,M4の電気的特性はトランジスタM10のそれに等しいものとする。これにより、トランジスタM1,M2,M4は、それぞれがトランジスタM10が出力する電流に等しい量の電流を出力する。 Similarly, the transistor M10 forms a current mirror circuit with each of the transistors M1, M2, and M4. Here, it is assumed that the electrical characteristics of the transistors M1, M2, and M4 are equal to those of the transistor M10. Thereby, the transistors M1, M2, and M4 each output a current equal to the current output from the transistor M10.
ここで、トランジスタM7,M8,M9のそれぞれに切替スイッチ(出力振幅切替スイッチとも呼ぶ)SW3が直列に接続されている。切替スイッチSW3を用いてトランジスタM7,M8,M9を切替えて接続することで、定電流回路31の出力を増幅してトランジスタM1,M2,M4(データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2)に入力し、それにより出力振幅を増減する。これにより、例えば、伝送線路の損失が小さい場合には、それに応じて出力振幅を小さくして消費電力を減らすことが可能になる。
Here, a changeover switch (also referred to as an output amplitude changeover switch) SW3 is connected in series to each of the transistors M7, M8, and M9. By switching and connecting the transistors M7, M8, and M9 using the changeover switch SW3, the output of the constant
≪第4実施形態≫
本発明の第4の実施形態を、図7及び図8を用いて説明する。なお、第1〜第3の実施形態と同様の構成部分については同じ符号を用いて表し、その説明を省略する。
<< Fourth Embodiment >>
A fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In addition, about the component similar to 1st-3rd embodiment, it represents using the same code | symbol and the description is abbreviate | omitted.
式(1)より、出力電流Iout(及び出力振幅)は出力抵抗R1,R2のみならず終端抵抗R3の製造ばらつきにも依存する。そこで、本実施形態では、終端抵抗R3の製造ばらつきも考慮することで、出力振幅をより一定に保つことを考える。 From the expression (1), the output current Iout (and output amplitude) depends on the manufacturing variation of the termination resistor R3 as well as the output resistors R1 and R2. Therefore, in the present embodiment, it is considered to keep the output amplitude more constant by taking into account the manufacturing variation of the termination resistor R3.
図7に、第4の実施形態に係る差動出力回路50の構成を示す。差動出力回路50は、先述の差動出力回路(本体部)10及び2つの定電流回路31,51から構成される。
FIG. 7 shows a configuration of the
本体部10と定電流回路31の構成は先と同様である。
The configurations of the
定電流回路51は、定電流回路31と同様に構成されている。ただし、出力抵抗R4に代えて抵抗R5を含んで構成されている。抵抗R5は、抵抗値が高精度に定められた高精度抵抗で、終端抵抗R3と同様に半導体ICの外部に配置されている。これにより、抵抗R5を用いて終端抵抗R3を模擬し、抵抗R5を検出することで終端抵抗R3の製造ばらつきを検出することができる。
The constant
2つの定電流回路31,51の出力(出力電流)は、それぞれトランジスタM12,M13を介して合成され、基準電流として、トランジスタM11を介してトランジスタM1,M2のゲート(データ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2)に入力される。
The outputs (output currents) of the two constant
なお、トランジスタM11は、トランジスタM1,M2のそれぞれとカレントミラー回路を構成する。ここで、トランジスタM1,M2の電気的特性はトランジスタM11のそれに等しいものとする。これにより、トランジスタM1,M2は、それぞれがトランジスタM11が出力する電流に等しい量の電流を出力する。 The transistor M11 forms a current mirror circuit with each of the transistors M1 and M2. Here, it is assumed that the electrical characteristics of the transistors M1 and M2 are equal to those of the transistor M11. Thereby, the transistors M1 and M2 each output a current equal to the current output from the transistor M11.
上述の構成の差動出力回路50により、2つの定電流回路31,51の出力電流を合成して得られる電流を基準電流として用いることで、出力抵抗R1,R2だけでなく終端抵抗R3の製造ばらつきにもよらず出力振幅をより一定に保つことが可能となる。
The
なお、図8に示す変形例のように、本体部10が終端抵抗R3を含む受信側とそれ以外の送信側とで異なる半導体IC内に構成されている場合(2つの半導体ICは伝送線路により接続されている)、定電流回路51に含まれる抵抗R5を終端抵抗R3が配置された受信側の半導体IC内に配置することとしてもよい。これにより、抵抗R5が終端抵抗R3と同様の製造ばらつきを示すことから、出力振幅をより一定に保つことが可能となる。
Note that, as in the modification shown in FIG. 8, when the
以上詳細に説明したように、第1〜第4の実施形態に係る差動出力回路10〜60により、出力抵抗R1,R2の製品ばらつきに応じてデータ用電流源I1及びエンファシスデータ用電流源I2の電流を制御するので、電流モードロジック方式の差動出力回路において内部抵抗の製品ばらつきによらず出力振幅を一定に保つことが可能となる。
As described above in detail, the
また、上述の実施形態にかかる差動出力回路10〜60を含んで高速シリアル通信用半導体IC或いは高速シリアル通信システムを構成することで、出力振幅が変動することのない高速通信可能な半導体IC及び通信システムを構成することができる。
In addition, by configuring the high-speed serial communication semiconductor IC or the high-speed serial communication system including the
なお、定電流回路31,51において、基準電位VREFとしてバンドギャップリファレンス回路の出力を使用することもできる。これにより、さらに、半導体ICの電源電圧、温度、プロセスばらつき等の影響を抑えることが可能となる。
Incidentally, in the constant
I1…データ用電流源、I2…エンファシスデータ用電流源、M1〜M14,P1〜P4…トランジスタ、R1,R2,R4…出力抵抗、R3…終端抵抗、R5…抵抗、SW1〜SW3…切替スイッチ、10,10’ …差動出力回路(本体部)、20,30,40,50,60…差動出力回路、11…抵抗ばらつき検出回路、12…電流調整回路、31,51…定電流回路、32…抵抗分圧回路、41…出力振幅切替部。
I1 ... current source for data, I2 ... current source for emphasis data, M1 to M14, P1 to P4 ... transistor, R1, R2, R4 ... output resistance, R3 ... termination resistance, R5 ... resistance, SW1 to SW3 ... changeover switch, DESCRIPTION OF
Claims (9)
出力抵抗と、該出力抵抗に前記入力信号に応じて電流を供給する電流供給回路と、を有し、前記出力抵抗の一端から前記出力信号を出力する本体部と、
前記出力抵抗の抵抗値を検出する検出部と、
前記検出部の検出結果に従って前記電流供給回路を制御して、前記出力抵抗に供給される電流を調整する調整部と、
を備える差動出力回路。 A differential output circuit that converts an input signal into a differential signal, transmits the differential signal, and outputs an output signal,
An output resistor, and a current supply circuit that supplies current to the output resistor in accordance with the input signal, and a main body that outputs the output signal from one end of the output resistor;
A detector for detecting a resistance value of the output resistor;
An adjustment unit that controls the current supply circuit according to a detection result of the detection unit to adjust a current supplied to the output resistor;
A differential output circuit comprising:
前記検出部は、前記受信回路に含まれる第2抵抗の抵抗値をさらに検出することを特徴とする、請求項1〜3のいずれか一項に記載の差動出力回路。 The main body further includes a receiving circuit that receives the output signal,
The differential output circuit according to claim 1, wherein the detection unit further detects a resistance value of a second resistor included in the reception circuit.
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