JP5459652B2 - インバータの温度検出方法及び制御方法及び可変磁束モータの制御装置 - Google Patents

インバータの温度検出方法及び制御方法及び可変磁束モータの制御装置 Download PDF

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Description

本発明はインバータの温度検出方法及び可変磁束モータの制御装置に関し、インバータにおける温度検出性能を向上し、動作上の信頼性と、該インバータで駆動される可変磁束モータの制御の安定化を得るものである。
半導体素子の接合部の温度検出装置として、特許文献1に開示された技術がある。この技術は、半導体素子に温度測定用のダイオードを付加している。温度検出回路が、温度測定用のダイオードの順方向電圧降下の温度特性に基づいて、ダイオードの位置の測定温度データを検出している。一方、電流検出回路が、前記半導体素子の電流センス用エミッタに流れるセンス電流を測定している。演算部が、前記センス電流値に基づいて、補正温度データを算出し、前記測定温度データに加算して、接合部温度データを取得している。
特開2004−117111号公報
上記の技術は温度測定用のダイオードから導出された出力端子の電圧と電流センス用エミッタに流れるセンス電流に基づいて、推定接合部温度データを得ている。したがって、推定接合部温度データが得られたときは、半導体素子パッケージの全体的な熱容量などが総合された結果のものである。この場合は、ダイオードと被測定半導体電力素子のジャンクション部間の熱抵抗、熱容量などの過渡的要素に関しては考慮されていない。
ところで、最近ではインバータの小型化と低価格化が要望されている。特にハイブリッド自動車、電気自動車に適用するインバータは小型化と低価格化が要望されている。一方、可変磁束モータの磁力を切り替えるためには、小型化されたインバータにとっては、パワーを得るために該インバータに定格以上の電流を瞬時に流す必要がある。ここでインバータに用いられる半導体電力素子において、温度が異常に高い状態で定格以上の電流を瞬時に流すと破壊されることになる。このような問題を解決するためには、半導体電力素子の温度を精度良く測定し、監視する必要がある。
そこでこの発明は、インバータの半導体電力素子の温度に対する過渡的要素をさらに細かく解析し、温度変化を精度良く推定することができ、インバータの動作上の安全性と信頼性と、モータ制御の安定化を得るインバータの温度検出方法及び可変磁束モータを提供することを目的とする。
本発明の実施形態によれば、半導体電力素子の接合部とオンチップセンサ間の熱抵抗と熱容量を含むモデル化回路を定義し、前記モデル化回路の前記熱抵抗から半導体電力素子の接合部温度データに比例した第1の値を取得し、予め設定した上限温度データから前記半導体電力素子の接合部温度データを減算した値を、前記モデル化回路の前記熱容量を用いて所定の時間ごとに積算した第2の値を取得し、前記第1の値から前記第2の値を減算した第3の値を、インバータ指令電流値から減算することを特徴とするインバータの制御方法が提供される。
上記した解決手段によると、モデル化回路を定義することでインバータの半導体電力素子の温度に対する過渡的要素をさらに細かく解析することができ、半導体電力素子の接合部の温度変化を精度良く推定することができ、インバータの動作上の安全性と信頼性を得ることができる。
本発明の一実施例に係る温度検出方法を採用している被測定半導体スイッチ素子周辺の回路説明図である。 本発明の一実施例に係るモデル化回路の例を示す説明図である。 本発明の一実施例に係る温度検出方法を実施した具体的一例を示す構成説明図である。 本発明の他の実施例に係る温度検出方法を実施した具体的一例を示す構成説明図である。 図4の実施例の動作例を説明するために示した動作特性図である。 本発明の一実施例による可変磁束モータの制御装置の構成説明図である。 可変磁束モータの簡易モデル図である。 図6の可変磁束モータのロータの断面を示す図である。 図6の可変磁束モータのBH特性を示す図である。 種々の材料のBH特性を示す図である。 図6の磁化要求生成部29の内部構成例を示す図である。 図6の可変磁束制御部13の内部構成例を示す図である。 図6の可変磁束モータの制御タイミングを示す図である。 本発明を応用した複合装置の説明図である。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。図1は本発明の一実施例を示しており、本発明が適用されたインバータの半導体電力素子周辺を示している。この半導体電力素子111は、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ(以下IGBTと略称)であり、ゲートスイッチ回路112からの制御信号によりオンオフ制御される。113は電源ラインである。ここで、半導体電力素子111は、その接合部温度が温度センサ121により測定される。この温度センサ121は、PN接合ダイオードであり、順方向電圧降下が温度特性をもつことを利用している。
なお、図1は代表的な基本構成を示したものであり、インバータ内の複数の半導体電力素子のそれぞれに対する温度センサが設けられる。
温度センサ121の出力は、温度情報処理部122に入力される。この温度情報処理部122により、半導体電力素子11の接合部の温度が精度良く測定できるようになっている。精度を上げるために、次のような点が工夫されている。
まず、温度センサ121と半導体電力素子11との間の配置関係により、測定温度には差が生じる。そこで、本発明では、図1の点線で示すような空間(絶縁材などが存在する部分)に対応するモデル化回路30を設計している。このモデル化回路130は、熱損失となるIGBT推定損失を含む。
図2はモデル化回路130のイメージ構成例を示している。例えば熱抵抗と熱容量を電気抵抗とコンデンサに置き換えている。そして抵抗とコンデンサの並列回路を直列に複数接続したものをモデル化回路130としている。入力部130aには温度センサ121からの出力が接合部温度データとして入力される。そして出力部130bには、接合部温度データがモデル化回路130により補正されて補正用の温度データとして出力される。
上記のモデル化回路130は、実際には演算回路であり、図3のように温度情報処理部122内に組み込まれている。温度センサ121からの出力は、端子23aを介して、モデル化回路130と加算器124に入力される。モデル化回路130から出力される補正用の温度データは、加算器124に入力される。加算器124の出力は、出力端子123bに導出される。
ここでモデル化回路130は、その出力に熱損失が復元して反映されるように、IGBT推定損失パラメータに基づいて抵抗及び容量の設計がなされている。熱損失は、大まかに分類すると、導通損失Pon、スイッチング損失Pswに対応させて分類することができる。
導通損失: Pon=Ic×Vce
スイッチング損失: Psw=(Eon+Eoff)×fsw
全体損失: Ploss=Pon+Psw
Ic:コレクタ電流(A)、
Vce:コレクタエミッタ間電圧(V)
Eon:オフからオンへの導通電圧
Eoff:オンからオフへの導通電圧
fsw:スイッチング周波数
上記の損失Plossは、IGBTの定格値と、使用条件(周波数など)により計算される。したがって、モデル化回路130は、上記の計算式の可変要素(電圧、電流、周波数)に応じて、Plossが得られるように、抵抗及び容量の係数が予め設定されている。
上記したように、本発明では、被測定素子である半導体電力素子の接合部とオンチップセンサである温度センサ間の熱抵抗と熱容量を含むモデル化回路を定義している。そして、前記温度センサの直接出力に応答する前記モデル化回路の出力を推定損失(補正用の温度データ)とし、この推定損失を前記温度センサの前記直接出力に加算して推定測定温度データとしている。
図4は、上記モデル化回路130を取り込んだ温度情報処理部122の使用例であり、インバータへ利用した例を示している。入力端子123aには接合部温度データが入力される。この接合部温度データは、比例定数演算部141に入力されるとともに、減算器142に入力される。比例定数演算部141は、先のモデル化回路130の総抵抗値に対応する。
減算器142では、接合部上限温度データから入力した接合部温度データが減算されて出力される。つまり、減算器142の出力は、許容できる温度に対して、現在検出した温度がどの程度近づいているかを示している。
この減算器142の出力は、所定の時間ごとに積算を繰り返す積分定数演算部143に入力される。この積分定数演算部143は、先のモデル化回路130の総容量値に対応する。積分値には制限が与えられている。積分値は、減算器44に入力される。減算器144は、比例定数演算部141の出力から、積分定数演算部143の出力を減算している。そして減算器144の出力は、補正部145に入力される。補正部145は、インバータに流れる電流を指令する指令電流から、減算器144からの出力を減算し、修正指令電流を出力している。
つまり比例定数演算部141の出力は、半導体電力素子の接合温度が上昇したのに比例して、インバータの電流を抑制する方向へ働いている。つまり半導体電力素子の接合部温度は、測定温度以上に上昇していることが推定(モデル化回路により制度良く推定)されるので、半導体電力素子の電流を抑制する方向へ働いている。
しかし過度な抑制にならないように、積分定数演算部143の出力(積分値)により電流抑制が緩和される。つまり、この実施例では、積分定数演算部143の出力(積分値)を比例定数演算部41の出力(比例値)から減算処理することで電流抑制を緩和している。
この場合、積分定数演算部143は、限界まで許容できる温度データ(減算器142の出力)を積分しているので、電流抑制を緩和することは、ジャンクション温度の限界までIGBTを使用できることに相当する。
図5は、上記の温度情報処理部122の動作特性を説明する図である。(A)は、接合部温度の変化を示し、(B)は、比例定数演算部141出力と積分定数演算部143の出力を示している。(C)は指令電流が変化する様子を示している。接合部の温度上昇に伴い温度推定動作が開始され、これに伴い指令電流に対する電流抑制が行われていることが理解される。
図6はこの発明が適用された可変磁束モータのドライブシステムを示している。まず同図を説明する前に、永久磁石同期電動機としての可変磁束モータについて説明する。
図7は、可変磁束モータ1を簡単なイメージとしてモデル化したものである。ステータ側は従来のモータと同様と考えてよい。ロータ51側には永久磁石として、磁性体の磁束密度が固定の固定磁石FMGと、磁性体の磁束密度が可変の可変磁石VMGとがある。従来の永久磁石同期電動機(PMモータ)は、前者の固定磁石FMGのみであるのに対して、この実施例での可変磁束モータ1は、可変磁石VMGが備わっている。
ここで固定磁石や可変磁石について、説明を加える。永久磁石とは、その磁束量が一定不変なものではなく、通常の定格運転中に近い状態ではインバータ等から供給される電流によって磁束密度が概ね変化しないもののことを指す。一方、前述の磁束密度が可変である永久磁石、つまり、可変磁石とは、上記のような運転条件においてもインバータ等で流し得る電流によって磁束密度が変化するものを指す。このような可変磁石は、磁性体の材質や構造に依存して、ある程度の範囲で設計が可能である。
最近のPMモータは、残留磁束密度Brの高いネオジム(NdFeB)磁石を用いることが多い。この磁石の場合、残留磁束密度Brが1.2T程度と高いため、大きなトルクを小さい装置サイズにて出力可能であり、モータの高出力小型化が求められるハイブリッド車HEVや電車には好適である。従来のPMモータの場合、通常の電流によって減磁しないことが要件であるが、このネオジム磁石(NdFeB)は約1000kA/mの非常に高い保持力Hcを有しているので、PMモータ用に最適な磁性体である。PMモータ用には、残留磁束密度が大きく、保磁力の大きい磁石が選定されるためである。
一方、残留磁束密度が高く、保持力Hcの小さいアルニコAlNiCo(Hc=60〜120kA/m)やFeCrCo磁石(Hc=約60kA/m)といった磁性体を可変磁石とする。通常の電流量(インバータによって従来のPMモータを駆動する際に流す程度の電流量という意味)によって、ネオジム磁石の磁束密度(磁束量)はほぼ一定であるが、アルニコAlNiCo磁石などの可変磁石の磁束密度(磁束量)は可変となる。
厳密に言えば、ネオジム磁石は可逆領域で利用しているため、微小な範囲で磁束密度が変動するが、インバータ電流がなくなれば当初の値に戻る。他方、可変磁石は不可逆領域まで利用するため、インバータ電流がなくなっても当初の値にならない。図7における可変磁石VMGであるアルニコ磁石の磁束量も、D軸方向の量が変動するだけで、Q軸方向はほぼ0である。
図8は、可変磁束モータ1の具体的な構成例を示している。回転子(ロータ)51は、回転子鉄心52中に、ネオジム磁石(NdFeB)などの高保磁力の永久磁石54とアルニコ磁石(AlNiCo)などの低保磁力の永久磁石53とを組み合わせて配置した構成である。可変磁石VMGである低保磁力永久磁石53は、回転子鉄心52の磁極部55の両側に、それぞれ隣接する磁極部55との境界域に径方向に配置してある。固定磁石FMGである高保磁力磁石54は、回転子鉄心52の磁極部55において径に直交する方向に配置してある。この構造により、可変磁石VMGである低保磁力永久磁石53はQ軸方向とその磁化方向が直交するため、Q軸電流の影響を受けず、D軸電流によって磁化される。
図9は固定磁石と可変磁石のBH特性(磁束密度−磁化特性)を例示している。また、図10は、図9の第2象限のみを定量的に正しい関係にて示したものである。さらに種々の材料のBH特性を示している。
ネオジム磁石とアルニコ磁石の場合、それらの残留磁束密度Br1,Br2には有意差はないが、保磁力Hc1,Hc2については、ネオジム磁石(NdFeB)のHc2に対し、アルニコ磁石(AlNiCo)のHc1は1/15〜1/8、FeCrCo磁石のHc1は1/15になる。
従来のPMモータドライブシステムにおいて、インバータの出力電流による磁化領域は、ネオジム磁石(NdFeB)の保磁力より十分に小さく、その磁化特性の可逆範囲で利用されている。しかしながら、可変磁石は、保磁力が上述のように小さいため、インバータの出力電流の範囲において、不可逆領域(電流を0にしても、電流印加前の磁束密度Bに戻らない)での利用が可能で、磁束密度(磁束量)を可変にすることができる。
可変磁束モータ1の動特性の等価簡易モデルを、(1)式に示す。同モデルは、D軸を磁石磁束方向、Q軸をD軸に直行する方向として与えたDQ軸回転座標系上のモデルである。
Figure 0005459652
ここに、R1:巻線抵抗、Ld:D軸インダクタンス、Lq:Q軸インダクタンス、Φfix:固定磁石の磁束量、Φvar:可変磁石の磁束量、ω1:インバータ周波数である。
図6には、第1の実施の形態の可変磁束ドライブシステムの主回路及び制御回路を示してある。主回路は、直流電源3、直流電力を交流電力に変換するインバータ4、このインバータ4の交流電力(駆動電流)にて駆動される可変磁束モータ1にて構成されている。そして、主回路には、モータ電力を検出するための交流電流検出器2、モータ速度を検出するための速度検出器18が設置されている。
具体的にはインバータ4からの3相の駆動電流が可変磁束モータ1のステータス側の巻線に供給されている。そして例えば2相の駆動電流の変化が電流検出装置2U、2Wにより検出されている。電流検出装置2U、2Wは例えばホール素子を用いた検出回路を有する。検出した電流は、座標変換部7に入力されている。座標変換部7は、電流検出器2の交流検出電流Iu,Iwを2軸DQ軸変換してDQ軸電流検出値Id,Iqに変換して電圧指令演算部10に入力する。
次に、制御回路について説明する。ここでの入力は、運転指令Run*とトルク指令Tm*である。運転指令生成部16は、運転指令Run*と保護判定部17で判断された保護信号PROTとを入力とし、運転状態フラグRunを生成出力する。基本的には、運転指令が入った場合(Run*=1)に、運転状態フラグRunを運転状態(Run=1)にし、運転指令が停止を指示した場合(Run*=0)には、運転状態フラグRunを停止状態(Run=0)にする。さらに、保護検知の場合(PROT=1)には、運転指令Run*=1であっても、運転状態は停止状態Run=0にする。
ゲート指令生成部15は、運転状態フラグRunを入力し、インバータ4に内在するスイッチング素子へのゲート指令Gstを生成出力する。このゲート指令生成部15では、運転状態フラグRunが停止(Run=0)から運転(Run=1)に変わる場合、即時にゲートスタート(Gst=1)とし、運転状態フラグRunが運転(Run=1)から停止(Run=0)に変わる場合、所定時間が経過した後に、ゲートオフ(Gst=0)にするように作用する。
電流基準演算部11可変磁束モータ1のコイルの磁力の変化タイミングと磁束量を決める指令電流Id*、Iq*を出力する。この指令電流Id*、Iq*は、電圧指令演算部10に向けて出力される。
インバータ4の半導体電力素子の温度を検出する温度情報処理部122が示されているがこの温度情報処理部122と各部の関係については、後述する。
上記の磁束指令演算部12は、運転状態フラグRunとインバータ周波数ω1、すなわち、ロータ回転周波数ωRを入力として、磁束指令Φ*を、例えば次の(2)式のように生成して出力する。すなわち、運転停止(Run=0)の場合には、磁束指令Φ*を最小Φminにして、運転状態(Run=1)であって、かつ、回転周波数ωRが所定値より低い場合には、磁束指令Φ*を最大Φmaxとし、また、速度が所定値より高い場合、磁束指令Φ*を最小Φminとする。
Figure 0005459652
ここに、Φmin:可変磁束モータ1として取り得る最小磁束量(>0)、Φmax:可変磁束モータ1として取り得る最大磁束量、ωA:所定の回転周波数である。尚、磁束量のΦmin,Φmaxの設定については、後で可変磁束制御部13のところで説明する。
電流基準演算部11では、トルク指令Tm*と磁束指令Φ*とを入力として、D軸電流基準IdRとQ軸電流基準IqRを次式(3),(4)のように演算する。
Figure 0005459652
同(3),(4)式は、モータのリラクタンストルクを用いないことを想定し、モータ極数も0とした演算式である。D軸インダクタンスLdとQ軸インダクタンスLqの差異ΔLがある突極形モータであっても、差異のない非突極形のモータであってもよい。
しかしながら、効率の最適化や所定電流での最大出力を考える場合、リラクタンストルクを考慮することが有効である。この場合、例えば、次式のように演算する。
Figure 0005459652
ここに、KはD軸電流とQ軸電流との比率であり、前述の効率最適化や最大出力等、用途によって変わる値である。最適化を図るためには関数形をとり、その引数としてトルク、速度等を用いる。また、簡易な近似やテーブル化して用いることもできる。また、(5)式の磁束指令Φ*は、後述する磁束推定値Φhを用いても、動作は可能である。
図11は、磁化要求生成部29の詳細な構成を示す。この図11のブロックは、制御マイコンによって、所定時間ごとに制御がなされていると仮定する。磁束指令Φ*は、前回値の保持部31に入力され、その値が保持される。前回値の保持部31の出力は、前回に記憶した磁束指令Φ*であり、今回の磁束指令値Φ*と共に、変化判定部30に入力される。変化判定部30では、入力2つの変化があった場合には1を、変化がない場合には0を出力する。すなわち、磁束指令Φ*が変化した場合にのみ1が立つ。上記同様な回路を、磁束指令Φ*に代わり、運転状態フラグRunについても有する。2つの変化判定部30,34の出力が論理和演算部(OR)32に入力され、それらの論理和が磁化要求フラグFCreqとして出力される。
磁化要求生成部29の出力である磁化要求フラグFCreqは、磁束指令Φ*が変化した場合、あるいは、運転状態フラグRunが変化した場合に磁化要求(FCreq=1)となり、それ以外では要求なし(FCreq=0)となる。尚、運転状態フラグRunが変化する状態とは、インバータが始動するとき、停止するとき、保護で停止するときなどである。また、ここでは磁束指令Φ*を用いているが、後述する可変磁束制御部13の磁化電流指令Im*(磁化電流テーブル27の出力)の変化で磁化要求FCreqを生成してもよい。
図12は、可変磁束制御部13の詳細な構成を示す。可変磁束制御部13は、磁束指令演算部12の出力である磁束指令Φ*を入力し、D軸電流基準IdRを補正するD軸磁化電流差分量ΔIdm*を出力する。この磁化電流差分量ΔIdm*は、加算器14に入力されて、電流基準演算部11からの基準電流を補正する。
この磁化電流差分量ΔIdm*の生成は、以下の演算処理による。可変磁石VMGを磁化するためには、図9の可変磁石のBH特性に則り、所定の磁化電流指令Im*を求めればよい。特に、磁化電流指令Im*の大きさは、図9中のH1sat以上、すなわち、可変磁石の磁化飽和領域となるように設定する。
磁化飽和領域まで磁化電流を流すため、磁束指令演算部12で設定すべき磁束量ΦminやΦmaxは、可変磁石の磁束(磁束密度)がプラス、ないしは、マイナスの最大(飽和)値に固定磁石分を加算した値として設定する。可変磁石VMGの磁束量の正の最大値をΦvarmax(負の最大値の絶対値は正の最大値と等しいとする)、固定磁石FMGの磁束量をΦfixとすれば、次式である。
Figure 0005459652
磁束指令Φ*を入力とし、対応する磁化電流を記憶した磁化電流テーブル27によって、磁束指令Φ*を得るための磁化電流指令Im*を出力する。
基本的に、磁石の磁化方向をD軸としているので、磁化電流指令Im*は、D軸電流指令Id*に与えるようにする。本実施の形態では、電流基準演算部11からの出力であるD軸電流基準IdRを加算器14にてD軸磁化電流指令差分ΔIdm*で補正し、D軸電流指令Id*とする構成にしているので、減算器26によってD軸磁化電流指令ΔIdm*を次式によって求める。
Figure 0005459652
尚、磁束切り替えの際には、D軸電流指令Id*に磁化電流Im*を直接与えるような構成とすることも可能である。
一方、磁化要求フラグFCreqは、磁束を切り替えたい要求の際に、少なくとも一瞬切り替え要求(FCreq=1)が立つ。磁束を確実に可変とするために、磁化要求フラグFCreqを最小オンパルス器28へと入力する。この出力である磁化完了フラグ(=1:磁化中、=0:磁化完了)は、一旦オン(=1)が入力された場合、所定の時間の間はオフ(=0)にならない機能を有する。所定時間を越えて入力がオン(=1)である場合には、それがオフとなると同時に出力もオフとなる。
切り替え器23には、磁化完了フラグが入力され、磁化中(磁化完了フラグ=1)の場合、減算器26の出力を、磁化完了(磁化完了フラグ=0)の場合、0を出力する。
電圧指令演算部10は、以上により生成されたDQ軸電流指令Id*,Iq*に基づき、当該指令に一致する電流が流れるように電流制御器を含むDQ軸電圧指令Vd*,Vq*を生成する。
そして電圧指令演算部10のDQ軸電圧指令Vd*,Vq*を、座標変換部5にて3相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に変換し、この3相電圧指令によってPWM回路6がPWMにてゲート信号を生成し、インバータ4をPWM制御する。
尚、座標変換部7は先にも述べたように、電流検出器2の交流検出電流Iu,Iwを2軸DQ軸変換してDQ軸電流検出値Id,Iqに変換して電圧指令演算部10に入力する。また、擬似微分器8は速度検出器18の信号からインバータ周波数ω1を求める。尚、電圧指令演算部10、座標変換部5,7、PWM回路6には、従来同様の公知技術が採用されている。
図13には、各信号の動作のタイミングチャートの一例が示してある。ここでは保護信号は立っていない状況(PROT=0)だが、運転状態フラグRunの変化及び磁束指令Φ*の変化にて磁化要求フラグが立ち、それを所定時間幅確保する磁化完了フラグが立ち、この磁化完了フラグの期間だけ、磁化電流指令Im*が値を持つ。
以上の構成により、本実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。可変磁束モータ1は図9のBH特性のように、インバータ電流による磁化に対し特性変化が急である。このため、実用上、同一の制御を施したとしても、位置センサレス制御で生じやすいD軸と磁束軸が厳密に一致しないという軸ずれや電流応答の差異、また、モータ個体差などにより、同一の磁束を繰り返し得ることは困難である。磁束の繰り返し精度が悪い場合、トルク精度が劣化して、好ましくない。
ところが、本実施の形態の可変磁束ドライブシステムによれば、可変磁石VMGの磁化特性のなかで磁化飽和域以上の磁化電流を流すように設定しており、磁化後の可変磁束量を確定し、その繰り返し精度を向上でき、よって、トルク精度を確保し、ドライブの信頼性を向上できる。
また、本実施の形態の可変磁束ドライブシステムによれば、磁化電流を流す時間の最小時間を設定しているため、中途半端な磁化状態で終了することがなく、これにより、磁化処理後の可変磁束量のばらつきを抑制し、トルク精度を向上できる。
次に図6に戻り、温度情報処理部122の機能についてさらに説明する。温度情報処理部122は次のいずれか1つまたは複数の制御を行うことができる。即ち、
(a)半導体電力素子の接合部温度がある温度より高いことが検出されたとき、可変磁束モータの磁化を行わない、または磁化電流を通常より小さくすることができる。このためには、例えば磁化要求生成部29から磁化要求フラグが出力されるのを禁止する。或いは補正部145から指令電流が出力されるのを禁止する方法がある。
(b)可変磁束モータの磁化を行う途中で半導体電力素子の接合部温度がある温度に達したとき、磁化を停止または磁化電流を抑制することができる。この場合も、或いは補正部145から指令電流が出力されるのを停止する方法がある。
(c)図4で説明したように、指令電流値から半導体電力素子接合部温度に比例した値を減算し、かつ、素子上限温度(接合部上限温度)から半導体電力素子接合部温度を減算した値を所定の時間ごとに積算した値を指令電流値に加算する手段を備えてもよい。
(d)さらに上記(a)−(c)に加えて、インバータ入力直流電圧とスイッチング周波数から演算される磁化電流を流すようにしてもよい。例えば図4の減算器144の出力の値に応じて、インバータ入力直流電圧とスイッチング周波数から予め求めている磁化電流を可変磁束モータに流す制御出力を得るのである。そのために、インバータ入力直流電圧とスイッチング周波数に応じて、予め実験などで求めた適切な制御データをメモリに用意する。そして、減算器144の出力の値に対応する制御データをメモリから読出し、インバータの温度が低下するような電流制御データとして用いる。これにより、インバータの温度上昇を抑制することができる。
(e)また上記(a)−(c)に加えて、可変磁束モータの磁力を変える前にインバータ入力電圧とスイッチング周波数を下げるようにしてもよい。可変磁束モータの磁力を変える前は、例えば磁化要求フラグの出力タイミングで判定可能である。また例えば図4の減算器144の出力の値がある範囲である場合は、半導体電力素子の温度がどのような領域(安全領域、警告領域、危険領域など)にあるかを判断することができる。
そこで警告領域にあるときは、可変磁束モータの磁力を変える前に、インバータ入力電圧を可変するために、例えばD軸電流基準IdRを予め設定した値に切り替えることで実行してもよい。これにより、インバータの温度低下を得ることができる。さらには、直接、インバータの出力電圧、或いはPWM回路6におけるスイッチング制御信号の周波数が、温度情報処理部122からの出力により、調整されてもよい。
(f)さらにまた上記(a)−(c)に加えて、可変磁束モータの磁力を変える前にインバータの冷却を強化する手段を設けてもよい。通常は、インバータ4モジュールは、放熱フィンあるいは放熱器と一体化されている。放熱器を冷却用液体が循環して流れているものもある。冷却用液体は、ラジエータなどの冷却器で冷却され、放熱器を流れ、熱を吸収している。そこで、例えばラジエータに流れる液体量を低減させて、液体を一層強く冷却し、この冷却された液体をインバータの放熱器へ流し込むことで実現できる。
(g)また図4の減算器144の出力の値応じて、可変磁束モータの磁力を変える前に他の駆動系にシステムの駆動を負担させる制御出力を得るようにしてもよい。この制御出力は、例えばハイブリッド車などにおいて有効に活用される。例えば可変磁束モータを動力として走行している途中で、インバータ温度が危険領域に達したとき、ガソリンを燃料とするエンジンに対して起動信号を送る必要があるが、このときの起動信号として、上記温度情報処理部122からの制御出力を利用するのである。
(h)また図4の減算器144の出力の値応じて、可変磁束モータの磁力を変えた後は一定の期間、可変磁束モータの磁力を変えない制御出力を得るようにしてもよい。これは、インバータの冷却期間を考慮したものである。上記温度情報処理部122からの制御出力により、例えば磁化要求フラグを停止させる、あるいは指令電流Idを予め設定した値に切り替えるなどの制御を行った場合、一定期間は、その制御状態を維持する。これにより、インバータの冷却期間を十分確保することができる。
なおインバータ4には、スイッチング動作する複数の半導体電力素子が含まれ、それぞれの素子に対する温度センサ、或いはオンオフ関係になる素子に対する温度センサが設けられる。この場合、各温度センサからの検出温度データの平均データが、温度情報処理部122で測定温度データとして処理されてもよいし、或いは最も高い検出温度データが温度情報処理部122で測定温度データとして処理されてもよい。
図14には、インバータ4の冷却を強化する手段の例を示している。通常は、インバータ4モジュールは、放熱フィンあるいは放熱器と一体化されている。放熱器を冷却用液体が循環して流れている。冷却用液体は、ラジエータ150などの冷却器で冷却され、インバータ4の放熱器を流れ、熱を吸収している。またこの冷却水は、モータ1あるいはバッテリー周辺を流れて冷却を行い、ラジエータ150に戻って、冷却処理を受けている。そこで、インバータ4における冷却効果を強化する場合、例えばラジエータ150に流れる液体量を低減させて、液体を一層強く冷却し、この冷却された液体をインバータ4の放熱器へ流し込むことで実現できる。
上記の機能を設けることにより、半導体電力素子の接合部の温度変化を精度良く推定し、インバータ及び可変磁束モータの動作上の安全性と信頼性を得ることができる。
上記した本発明は、電気自動車、ハイブリッド車、電車などモータを用いる機器分野で有効な技術である。
1・・・可変磁束モータ、2U、2W・・・電流検出装置、3・・・直流電源、4・・・インバータ、5・・・座標変換部、6・・・PMW回路、7・・・座標変換部、8・・・擬似微分器、10・・・電圧指令演算部、11・・・電流基準演算部、12・・・磁束指令演算部、13・・・可変磁束制御部、14・・・加算器、15・・・ゲート指令生成部、16・・・運転指令生成部、17・・・保護判定部、29・・・磁化要求生成部、111・・・半導体電力素子、112・・・ゲートスイッチ回路、121・・・温度センサ、122・・・温度情報処理部、124・・・加算器、130・・・モデル化回路、141・・・比例定数演算部、142・・・減算器、43・・・積分定数演算部、144・・・減算器、145・・・補正部。

Claims (9)

  1. 半導体電力素子の接合部とオンチップセンサ間の熱抵抗と熱容量を含むモデル化回路を定義し、前記モデル化回路の前記熱抵抗から半導体電力素子の接合部温度データに比例した第1の値を取得し、予め設定した上限温度データから前記半導体電力素子の接合部温度データを減算した値を、前記モデル化回路の前記熱容量を用いて所定の時間ごとに積算した第2の値を取得し、前記第1の値から前記第2の値を減算した第3の値を、インバータ指令電流値から減算することを特徴とするインバータの制御方法。
  2. インバータにおける半導体電力素子の接合部とオンチップセンサ間の熱抵抗と熱容量を含むモデル化回路が定義されており、前記モデル化回路を含む温度情報処理部が、
    前記モデル化回路の前記熱抵抗から半導体電力素子の接合部温度データに比例した第1の値を取得する比例定数演算部と、
    予め設定した上限温度データから前記半導体電力素子の接合部温度データを減算した値を前記モデル化回路の前記熱容量を用いて所定の時間ごとに積算して第2の値を取得する積分定数演算部と、
    前記第1の値から前記第2の値を減算した第3の値を得る減算器と、
    前記第3の値を前記インバータに対する指令電流値から減算する補正部と、
    を有したことを特徴とする可変磁束モータの制御装置。
  3. 温度情報処理部は、前記第3の値を監視し、前記半導体電力素子の接合部温度が予め設定している温度より高くなった状態を検出した場合、前記可変磁束モータの磁化を行わない、または磁化電流を通常より小さくする制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  4. 温度情報処理部は、前記第3の値を監視し、前記可変磁束モータの磁化を行う途中で前記半導体電力素子の接合部温度が予め設定している温度に達した場合、前記磁化を停止または磁化電流を抑制する制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  5. 温度情報処理部は、前記第3の値に応じて、インバータ入力直流電圧とスイッチング周波数から予め求めている磁化電流を前記可変磁束モータに流す制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  6. 温度情報処理部は、前記第3の値に応じて、前記可変磁束モータの磁力を変える前にインバータ入力電圧とスイッチング周波数を下げる制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  7. 温度情報処理部は、前記第3の値に応じて、前記可変磁束モータの磁力を変える前にインバータの冷却を強化する制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  8. 温度情報処理部は、前記第3の値に応じて、前記可変磁束モータの磁力を変える前に他の駆動系にシステムの駆動を負担させる制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
  9. 温度情報処理部は、前記第3の値に応じて、前記可変磁束モータの磁力を変えた後は一定の期間、可変磁束モータの磁力を変えない制御出力を得ることを特徴とする請求項2記載の可変磁束モータの制御装置。
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