JP5452907B2 - 電圧クランプ／エネルギー回収回路 - Google Patents

Description

本発明は、電圧クランプ／エネルギー回収回路に関する。具体的には、本発明は、電子整流回路の流出側半導体スイッチング素子をゲートコントロールによって完全に整流する強制的な整流プロセス時に、スイッチング補助ネットワーク（スナッバー）内に熱として散逸する恐れのあるエネルギーを回収する回路に関する。

イギリス特許出願第２４３３３６０号明細書には、電気機械の固定子巻き線に使用する電子整流子が開示されている。この固定子巻き線の場合、多数のコイルを同数の共通結合点によって結合している。電子整流子回路は、同数のスイッチング段をもち、各スイッチング段を共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２のｄｃラインとの間に接続する。各スイッチング段は、陽極を第１ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフできる第１の逆阻止半導体パワー素子および陰極を第２ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフできる第２の逆阻止半導体パワー素子をもつ。

好ましいタイプの半導体パワー素子は、逆阻止ゲート式ターンオフサイリスター（ＲＢ−ＧＴＯ）か変形ＲＢ−ＧＴＯである。理由は、内部回収特性の結果として、絶縁ゲート式バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの他のゲート式整流化素子群と比較してオンステート損失が小さい利点があるからである。

従来のサイリスターの代わりに、逆阻止半導体パワー素子が利用されているが、これは、電子整流回路が、固定子巻き線の電圧に関係なく、電流を強制的に整流できることを意味している。

この電気整流回路は、また、半導体パワー素子それぞれと平行に接続されたスイッチング補助ネットワーク（スナッバー）を備えている。このスナッバーとしては、イギリス特許出願第２４３３３６０号明細書に示されているように、公知の工業基準“ＲＣＤ偏極スナッバー”に準じて構成された直列レジスタ-キャパシターを利用することができる。いずれのスナッバーも、強制的な整流プロセスを確保して、パワー半導体素子のスイッチング損失を減らすことを目的としている。ところが、強制的整流プロセス時に流出側のＲＢ−ＧＴＯをスイッチング操作した場合にエネルギーがスナッバー内に散逸すると、これは、相当なエネルギー損失の原因になり、電子整流素子の全体的な効率が低下する原因になる。
イギリス特許出願第２４３３３６０号

本発明は、スイッチング補助ネットワーク（スナッバー）内に散逸する恐れのあるエネルギーを回収し、これを電気システムの別な部分に戻すか、あるいは熱の管理がより簡単な部分に戻す方法を提供するものである。

具体的には、本発明は、電気機械の固定子巻き線に使用する回路であって、固定子巻き線が多数のコイルを同数の共通結合点によって結合したものからなる回路において、
同数のスイッチング段を有し、共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に各スイッチング段を接続した電子整流回路であって、
陰極を第１主ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフ状態にできる第１逆阻止半導体パワー素子、および、
陽極を第２主ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフ状態にできる第２逆阻止半導体パワー素子、を有する電子整流回路、
電圧クランプ回路であって、
共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２副ｄｃラインとの間に各クランプ段を接続し、陰極を第１副ｄｃラインに接続した第１ダイオード、陽極を第２副ｄｃラインに接続した第２ダイオードを有する同数のクランプ段、
第１主ｄｃラインと第１副ｄｃラインとの間に接続した第１キャパシター、および、
第２主ｄｃラインと第２副ｄｃラインとの間に接続した第２キャパシター、を有する電圧クランプ回路、および、
第１および第２のキャパシターを選択的に放電する手段を有する回路を提供するものである。

本発明の作用効果について説明すると、電圧クランプ回路の第１および第２のキャパシターを個々のクランプ段のすべてによって共有化できることである。また、従来の電子整流回路のスイッチング補助ネットワークおよびスナッバーコンポーネントをクランプ段のダイオードによって有効に置き換えることができる。従って、本発明の電圧クランプ／エネルギー回収装置は、電気コンポーネント数が比較的少なくて済み、ハードウェアコストが低下し、また信頼性が向上する。

（好ましくは本質的に損失のない放電路を介して）電気機械に対応する電気システムの適当な任意の部分または電気システムのその他の部分に第１および第２のキャパシターを選択的に放電できる。第１および第２のキャパシターを選択的に放電する手段は、好ましくは、第１および第２のキャパシターに保存されているエネルギーを回収するエネルギー回収回路である。一般的には、エネルギー回収回路が、第１および第２の主ｄｃラインのうち一つに対して第１キャパシターを選択的に放電し、そして第１および第２の主ｄｃラインのうちもう一方に対して第２キャパシターを選択的に放電するｄｃ／ｄｃコンバーター手段を有しているのが好ましい。例えば、直流電圧極性に応じて、第１主ｄｃラインまたは第２主ｄｃラインに対して第１主ｄｃラインおよび第１副ｄｃラインの間に設けた第１キャパシターを選択的に放電することができる。

電圧クランプ回路には、さらに、第１および第２の副ｄｃライン間に第３のキャパシターを配設してもよい。
また、さらに、電圧クランプ回路には、第１主ｄｃラインと第１副ｄｃラインとの間に複数の第１キャパシターを接続し、そして第２主ｄｃラインと第２副ｄｃラインとの間に複数の第２キャパシターを接続してもよい。

通常、本発明回路は、第１および第２のｄｃ端子をもつことになる。即ち、第１ｄｃ端子を第１主ｄｃラインに接続し、そして第２ｄｃ端子を第２主ｄｃラインに接続する。電気機械を発電モードで使用する場合、第１および第２のｄｃ端子間に直列に接続したサイリスターおよび抵抗器を接続するのが好ましい。

本発明の第１の構成の場合、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段は、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続した第１半導体パワー素子および第１インダクター、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続した第２半導体パワー素子および第２インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、かつ陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する。そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続するとともに、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続するのが好ましい。

本発明の第２の構成の場合、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段は、第１副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続した第１半導体パワー素子および第１インダクター、第２副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続した第２半導体パワー素子および第２インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、かつ陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する。そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続するとともに、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続するのが好ましい。

ｄｃ／ｄｃコンバーターの第１および第２の構成の第３半導体パワー素子としては、電気機械の目的とする動作モードに応じてダイオードまたはサイリスターを使用することができる。例えば、電気機械が走行モードで動作するように設計されている場合には、第３半導体パワー素子は通常ダイオードであればよく、ゲート制御信号は必要ない。なお、電気機械が、（ごく短時間であるが）発電モードで動作する場合には、第３半導体パワー素子は通常サイリスターであればよく、ゲート制御信号を必要とする。

（電気機械が走行モードおよび発電モードの両者で動作するように設計されている）本発明の第３構成の場合、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段は、第２主ｄｃラインに接続した第１インダクター、第１主ｄｃラインに接続した第２インダクター、第１副ｄｃラインと第１インダクターとの間に接続した第１半導体パワー素子、第２副ｄｃラインと第２インダクターとの間に接続した第２半導体パワー素子、第１副ｄｃラインと第２インダクターとの間に接続した第３半導体パワー素子、第２副ｄｃラインと第１インダクターとの間に接続した第４半導体パワー素子、陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第５半導体パワー素子、および陰極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第４半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続した第６半導体パワー素子を有する。そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１および第３の半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続するとともに、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２および第４の半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続するのが好ましい。ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第５および第６の半導体パワー素子としては、サイリスターを使用するのが好ましい。

場合によっては、エネルギー回収回路のｄｃ／ｄｃコンバーター手段として共振式ｄｃ／ｄｃコンバーター手段を利用するのが有利である。本発明の第４（共振式）の構成の場合、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段は、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続された第１インダクターおよび第１キャパシター、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続された第２インダクターおよび第２キャパシター、第１半導体パワー素子および第３インダクターが第１キャパシターと並列に接続されるように、第１副ｄｃラインと、第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部との間に直列接続された第１半導体パワー素子および第３インダクター、第２半導体パワー素子と第４インダクターが第２キャパシターと並列に接続されるように、第２副ｄｃラインと、第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部との間に直列接続された第２半導体パワー素子および第４インダクター、および陰極を第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する。

ｄｃ／ｄｃコンバーターの第４構成の場合、
第１半導体パワー素子の陽極を第３インダクターに接続し、そして第１半導体パワー素子の陰極を第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部に接続することができる；
第２半導体パワー素子の陰極は第２副ｄｃラインに接続し、そして第２半導体パワー素子の陽極を第４インダクターに接続することができる；
第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続し、そして第１半導体パワー素子の陰極を第３インダクターに接続することができる；あるいは
第２半導体パワー素子の陰極を第４インダクターに接続し、そして第２半導体パワー素子の陽極を第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部に接続することができる。

本発明の第５構成の場合、エネルギー回収回路は、第１および第２の主ｄｃラインの一つに対して第１キャパシターを選択的に放電する第１ｄｃ／ｄｃコンバーター手段、および第１および第２の主ｄｃラインのもう一つに対して第２キャパシターを選択的に放電する第２ｄｃ／ｄｃコンバーター手段を有する。そしてこの第１ｄｃ／ｄｃコンバーター手段は、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続された第１半導体パワー素子および第１インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２主ｄｃラインに接続した第２半導体パワー素子を有する。同様に、第２ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続された第１半導体パワー素子および第１インダクター、および陽極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接合し、そして陰極を第１主ｄｃラインに接続した第２半導体パワー素子を有する。いずれの場合も、電気機械が走行モードでのみ動作されているように設計されているかどうかに応じて、第２半導体パワー素子として、ダイオードまたはサイリスターを使用することができる。

なお、容易に理解できるように、実際には、任意の好適なｄｃ／ｄｃコンバーター（共振式、および非共振式）を利用することができ、本発明は、上記の具体的な構成に制限されるものではない。

使用することが適正ならば、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）方法かパルス周期変調（ＰＰＭ）方法に従って半導体パワー素子を制御できる。

また、本発明は、可動部分、固定子、多数のコイルを同数の共通結合点によって結合した固定子巻き線、および上記の回路を有する電気機械であって、結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に電子整流回路の各スイッチング段を接続し、そして共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の副ｄｃラインとの間に電圧クランプ回路の各クランプ段を接続した電気機械を提供するものでもある。

電気機械としては、任意の好適なタイプの回転電気機械または直進電気機械を利用することができる。回転式または直進式電気機械は好適な手段によって励起でき、この励起のタイプは、動作の基本的な原理およびエネルギー回収回路の作用効果に影響しない。従って、本発明回路は、スリップリングやブラシレス界磁システム、従来形式の、あるいは高温超伝導または低温超伝導界磁巻き線、あるいは永久磁石回転子を備え、磁束が半径方向、軸方向や横断方向にあり、構成が従来構成、裏返し構成や両面構成の同期式機械とともに利用することができる。直進式電気機械の場合、往復運動に固有な作用効果をもつ用途、例えば波動発電機に応用することができる。

また、回転式または直進式電気機械の場合、走行モードおよび／または発電モードで動作するように設計することができる。

回転式電気機械の場合、可動部分は通常回転子と呼ばれ、直進式電気機械の場合、可動部分は通常トランスレーターと呼ばれている。本発明は全体としては回転子や固定子などの回転式電気機械について説明しているが、容易に理解できるように、本発明の回路は、呼称の異なる他のタイプの電気機械にも応用可能である。

第１および第２の副ｄｃライン間の電圧は、電気機械の全ての動作条件においてほぼ一定でもよく、電気機械の動作条件に応じて変動してもよい。

さらに、本発明は、電気機械の固定子巻き線に使用する電子整流回路からエネルギーを回収する方法であって、前記固定子巻き線が多数のコイルを同数の共通結合点によって結合したものからなり、前記電子整流回路が同数のスイッチング段を有し、各スイッチング段が共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に接続されると共に、
陰極を第１主ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフ状態にできる第１逆阻止半導体パワー素子、および、
陽極を第２主ｄｃラインに接続したゲートコントロールによってオンオフ状態にできる第２逆阻止半導体パワー素子を有し、
スイッチング段の第１または第２の逆阻止半導体パワー素子のうち一つがゲートコントロールによってオフ状態になった時に、第１または第２の逆阻止半導体パワー素子のうちの上記の一つを使用してキャパシターを充電する工程、および、
このキャパシターを選択的に放電する工程を有する方法を提供するものである。

キャパシター内に保存されたエネルギーを回収するエネルギー回収回路によってキャパシターを選択的に放電するのが好ましい。また、エネルギー回収回路が、上記のように構成することができるｄｃ／ｄｃコンバーター手段を有するのが好ましい。例えば、電気機械の目的とする動作モードに応じて、ｄｃ／ｄｃコンバーター手段としては、共振式ｄｃ／ｄｃコンバーター手段または具体的な目的をもつコンバーター手段を利用することができる。

例えば、キャパシターは、第１および第２の主ｄｃラインの一つに対して、あるいはシステムの他の部分に対して選択的に放電することができる。

本発明の方法は、さらに、キャパシター上の電圧をモニターして、電気機械の動作特性に関する情報を決定する工程を有することができる。

図１に示すように、回転電気機械の固定子巻き線は、８個の直列コイルを有している。なお、現実にはもっと多くのコイルが使用されることが考えられる。

各コイルには、電気機械の回転子（図示省略）の界磁と回転のために、位相がシフトしている以外は同じ起電力（ＥＭＦ）が発生している。

各対の隣接コイルは、共通結合点によって結合されている。図１に示すように、第１の共通結合点ＰＣＣ１によって第１コイルＳＣ１を第２コイルＳＣ２に、そして一対のゲート式ターンオフサイリスター（ＧＴＯ）スイッチＧＴＯ１およびＧＴＯ２に接続する。第１主ｄｃラインＤＣ１によってスイッチＧＴＯ１の陰極を第１ｄｃ端子に接続し、そして第２主ｄｃラインＤＣ２によってスイッチＧＴＯ２の陽極を第２ｄｃ端子に接続する。第２の共通結合点ＰＣＣ２によって第２コイルＳＣ２を第３コイルＳＣ３に、そして一対のＧＴＯスイッチＧＴＯ３およびＧＴＯ４に接続する。第１主ｄｃラインＤＣ１によってスイッチＧＴＯ３の陰極を第１ｄｃ端子に接続し、そして第２主ｄｃラインＤＣ２によってスイッチＧＴＯ３の陽極を第２ｄｃ端子に接続する。その他のコイルは、対応するやり方で、第１および第２の主ｄｃラインＤＣ１およびＤＣ２に接続する。

各対のＧＴＯスイッチは、電子整流回路の個々のスイッチ段になる。

第１および第２のｄｃ端子は、サイリスターブリッジ、マトリックスコンバーター、電池や直流発電機などの適当な直流供給源（図示省略）に接続する。コンバーターは通常一定の電流モードで動作するため、図２〜８に示すように、直流リンクインダクターＬＤＣが必要な場合もある。

図２では、図示を明瞭にするため、固定子巻き線の直列コイルは省略してあるが、これらが共通結合点間に延長していることは容易に理解できるはずである。即ち、第２コイルＳＣ２は、スイッチＧＴＯ１およびＧＴＯ２に対応する第１の共通結合点ＰＣＣ１とスイッチＧＴＯ３およびＧＴＯ４に対応する第２の共通結合点ＰＣＣ２との間に延長している。

電気機械の運転時、直流電流は円形アレーの第１点で固定子巻き線に流れ込み、円形アレーの第２点で固定子巻き線から流出する。第２点は、第１点からほぼ１８０電気度変位している。従って、巻き線電流は、第１点でほぼ等しい２つの流路に分岐し、第２点で再合流する。整流を行うためには、第１点または第２点の位置は、アレーにそってワンステップずつインデックスを付ける必要がある。ＧＴＯスイッチは、イギリス特許出願第２４３３３６０号明細書に詳しく説明されているように、ゲートコントロールによって完全に整流され、この場合、流出側ＧＴＯに流入する電流は、流入側ＧＴＯに回る。

電圧クランプ/エネルギー回収回路は、３つの追加的な機能をもつ。即ち、（ｉ）流出側スイッチＧＴＯがオフの時にこのスイッチＧＴＯに流入する電流がある場合には、この電流の代替流路になる（即ち、通常のスイッチング補助ネットワーク（スナッバー）作用）、（ｉｉ）流出側スイッチＧＴＯのオフ時に発生することがある電圧への電圧クランプ作用、および（ｉｉｉ）普通ならば、通常のスナッバー中に散逸してしまうエネルギーを保存し、このエネルギーを電気システムの他の部分に戻すことを可能にする効率的な手段の３つの機能をもつ。図１および図２に示すように、各共通結合点は一対のダイオードに接続する。第１の共通結合点ＰＣＣ１は、一対のダイオードＤ１およびＤ２に接続する。ダイオードＤ１の陰極は、第１の副ｄｃラインＤＣ３に接続し、そしてダイオードＤ２の陽極は、第２の副ｄｃラインＤＣ４に接続する。第２の共通結合点ＰＣＣ２は、一対のダイオードＤ３およびＤ４に接続する。ダイオードＤ３の陰極は、第１の副ｄｃラインＤＣ３に接続し、そしてダイオードＤ４の陽極は、第２の副ｄｃラインＤＣ４に接続する。その他の共通結合点は、対応するやり方で、第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４に接続する。

各対のダイオードが、電圧クランプ/エネルギー回収回路の個々のクランプ段になり、また理想的には、ＧＴＯ素子に対応する通常のスイッチング補助ネットワーク（スナッバー）コンポーネントの代替コンポーネントになる。ところが、実際には、ＧＴＯ素子のそれぞれについて、電圧クランプ回路の寄生インダクタンスを許容することを考えなければならない。この小型のスナッバーの場合、電圧クランプ/エネルギー回収回路がなくても、通常のスナッバーよりも損失が少ない。電気機械の固定子巻き線がｎ個の共通結合点とともに、ｎ個の直列コイルをもつ一般的な場合、電子整流回路がｎ個のスイッチング段をもち、またエネルギー回収回路がｎ個のクランプ段をもつことは容易に理解できるはずである。

また、電圧クランプ/エネルギー回収回路は、第１主ｄｃラインＤＣ１と第１副ｄｃラインＣＤ３との間に第１キャパシターＣ１を接続するとともに、第２主ｄｃラインＤＣ２と第２副ｄｃラインＤＣ４との間に第２キャパシターＣ２を接続する。第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４の間の電圧は、常に、第１および第２の主ｄｃラインＤＣ１およびＤＣ２の間の直流電圧より高いか、あるいは等しく、そしてこの直流電圧に関して対称であり、放電パターンは通常の放電パターンである。従って、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２で回収かつ保存されたエネルギーを電気システムの主ｄｃ供給源またはその他の部分に戻すことができる。通常の電気整流回路の場合、このエネルギーは、スイッチング補助ネットワーク（スナッバー）に散逸されることになる。

図２は、電気機械が走行モードのみで動作するように設計された場合に使用できる第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を放電するｄｃ／ｄｃ（直流／直流）コンバーターを対象とする一つの考えられる構成を示す図である。ｄｃ／ｄｃコンバーターは、エネルギー回収回路の一環となるもので、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２をそれぞれ第２および第１の主ｄｃラインＤＣ２およびＤＣ１に放電する手段になる。具体的には、図２のｄｃ／ｄｃコンバーターは、第１副ｄｃラインＤＣ３と第２主ｄｃラインＤＣ２との間に直列に接続された第１ＧＴＯスイッチＧＴＯ５および第１インダクターＬ１を有する。スイッチＧＴＯ５の陽極は、第１副ｄｃラインＤＣ３に接続し、そして陰極は、第１インダクターＬ１に接続する。ｄｃ／ｄｃコンバーターは、また、第２副ｄｃラインＤＣ４と第１主ｄｃラインＤＣ１との間に直列に接続された第２ＧＴＯスイッチＧＴＯ６および第２インダクターＬ２を有する。スイッチＧＴＯ６の陰極は、第２副ｄｃラインＤＣ４に接続し、そして陽極は、第２インダクターＬ２に接続する。さらに、ｄｃ／ｄｃコンバーターは、第１スイッチＧＴＯ５と第１インダクターＬ２との間の接合部に陰極を接続し、そして第２スイッチＧＴＯ６と第２インダクターＬ２との間の接合部に陽極を接続したダイオードＳＣＲ１を有する。なお、図示していないが、さらに別なキャパシターを第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４の間に接続することも可能である。これは、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を分配配置するか、あるいはマルチキャパシターとする場合に好ましい構成であるが、ｄｃ／ｄｃコンバーターをすべてのキャパシターに対して共通化するようにしてもよいことは容易に理解できるはずである。このような構成は、電圧クランプ回路内の寄生インダクタンスの影響を減少させるのに役立つ。

回路全体の基本的な動作は、図１から理解できるはずである。走行モードでの通常動作では、電流は第２ｄｃ端子から第２主ｄｃラインＤＣ２にそって流れ、ゲートコントロールによってオン状態にある対応するＧＴＯスイッチを介して第１点で固定子巻き線に流入する。巻き線電流は、ほぼ２つの等しい流路に分岐し、第１点とはほぼ１８０電気度変位している第２点で再合流する。電流は、第２点で固定子巻き線から流れ、オン状態にある対応するＧＴＯスイッチを介して、第１主ｄｃラインＤＣ１にそって第１ｄｃ端子に流入する。例えば、電流は、対応するＧＴＯスイッチを介して第５の共通結合点ＰＣＣ５で固定子巻き線に流れ込み、スイッチＧＴＯ１を介して第１の共通結合点ＰＣＣ１で固定子巻き線から流出する。この場合、電流の一部は、図１に示すようにコイルＳＣ６、ＳＣ７、ＳＣ８およびＳＣ１には反時計方向に流れ、電流の他の部分は、コイルＳＣ５、ＳＣ４、ＳＣ３およびＳＣ２には時計方向に流れる。

個々のコイルのＥＭＦのベクトル合計は、第１キャパシターＣ１をピーク直流電圧Ｖｐまで充電し、第２キャパシターＣ２を負の直流ピーク電圧−Ｖｐまで充電する。各ＧＴＯは位相制御下で動作し、機械のＥＭＦにより両端電圧が極性を負から正に変わってからしばらくした後にゲート信号でオン状態になる。この期間は、普通、電気周期に対する角度として表現され、通常放電角度と呼ばれている。

電気機械が走行モードで動作している時は、第１主ｄｃラインＤＣ１の電圧は、第２主ｄｃラインＤＣ２に対して負である。

電気機械が発電モードで動作している時は、第１主ｄｃラインＤＣ１の電圧は、第２主ｄｃラインＤＣ２に対して正である。Ｖ１が第１主ｄｃラインＤＣ１の電圧を表し、Ｖ２が第２主ｄｃラインＣＤ２の電圧を表し、Ｖ３が第１副ｄｃラインＤＣ３の電圧を表し、そしてＶ４が第２副ｄｃラインＤＣ４の電圧を表すとすると、比ｋは次のように定義することができる。
ｋ＝（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ３−Ｖ４）
ここで比ｋは、放電角度に依存するもので、−１（走行モード）と＋１（発電モード）との間にある。一方、エネルギーは、スイッチング動作から電圧クランプ回路に移ることはない。電圧クランプ回路の作用は、Ｖｐの実際の動作時の値に影響し、この値は、ｋ単独で設定された値よりも大きい。以下の説明では、エネルギー回収回路が対称であるため、ピーク電圧Ｖｐおよびその他の全ての電圧を回路の中間点に関して考慮するものとする。

図２に示した電圧クランプ／エネルギー回収回路の動作について、図３Ａ〜図３Ｃを参考にして説明する。

電流がスイッチＧＴＯ１（即ち、流出側スイッチ）からスイッチＧＴＯ３（即ち、流入側スイッチ）に整流し、第１共通結合点ＰＣＣ１で固定子巻き線から流出することから第２共通結合点ＰＣＣ２で固定子巻き線から流出することに変化するようなインデックス処理の場合（固定子巻き線に流入する電流に関しても同様な適正なインデックス処理が生じる）、電気機械のＥＭＦにより、順方向電圧が流入側スイッチＧＴＯ３の両端に存在しなければならない。整流プロセスの開始時の電流（即ち、流入側スイッチＧＴＯ３がゲートコントロールによってオン状態になる前の電流）は、図３Ａに黒色の矢印で示してある。

流入側スイッチＧＴＯ３がオン状態になると、順方向電圧が正確な極性をもつため、第１共通結合点ＰＣＣ１と第２共通結合点ＰＣＣ２との間で第２コイルＳＣ２（図１）の電流が反転する傾向が出てくる。このため、流入側スイッチＧＴＯ３に流れる電流が増え、流出側スイッチＧＴＯ１に流れる電流が小さくなる。ゲートコントロールによって流入側スイッチＧＴＯ３をオン状態にした直後に流れる電流は、図３Ａに灰色の矢印によって示してある。整流プロセス時のある時点で、流出側スイッチＧＴＯ１がゲートコントロールによってオフ状態になる。流出側スイッチＧＴＯ１を介して第１共通結合点ＰＣＣ１から流れた電流は、この状態では、ダイオードＤ１を通って、ピーク電圧Ｖｐにある第１キャパシターＣ１に流れる。第１キャパシターＣ１のサイズが十分大きいため、この電流がピーク電圧Ｖｐを変えることはない。ダイオードＤ１のピーク電流が、流出側スイッチＧＴＯ１においてオフ状態になるピーク電流であり、故障が発生する条件下ではこれはフル直流リンク電流になる。第１共通結合点ＰＣＣ１から第１キャパシターＣ１へのダイオード電流の流れは、図３Ｂに黒色の矢印で示してある。ｋ^＊Ｖｐにある流入側スイッチＧＴＯ３を介して、第２共通結合点ＰＣＣ２を第１主ｄｃラインＤＣ１に接続する。これは、流出側スイッチＧＴＯ１両端の電圧が、この状態では（ｋ−１）^＊Ｖｐになり、第２コイルＳＣ２の電流反転が強制的に生じ、第１共通結合点ＰＣＣ１から第２共通結合点ＰＣＣ２に流れる電流を示す図３Ｂの黒色の矢印で示すように、電流反転が終了することを意味する。このため、ダイオード電流がゼロに下がり、オフ状態になる。即ち、第１キャパシターＣ１の定電圧に近い電圧が整流プロセス全体を補完し、流出側スイッチＧＴＯ１に発生する電圧応力を制限する。図３Ｂの灰色の矢印は、流出側スイッチＧＴＯ１が一旦オフ状態になった後の流入側スイッチＧＴＯ３に流れる電流の流れを示すものである。この全体的な整流作用が、増分的に、各インデックスでのピーク電圧Ｖｐを上げることになる。

以上の説明は、主に固定子巻き線から流れ出る直流電流のインデックス処理に関している。なお、固定子巻き線に流れ込む直流電流についても、同様なインデックス処理が生じることは容易に理解できるはずである。固定子巻き線に流れ込む直流電流のインデックス処理は、固定子巻き線から流れ出る直流電流のインデックス処理と同時でもよく、あるいは具体的な構成に応じて異なる時点でもよい。例えば、上述したように、電流が第１共通結合点ＰＣＣ１で固定子巻き線から流れ出ることから、第２共通結合点ＰＣＣ２で固定子巻き線から出ることに変わるように、インデックス処理を行う場合には、対応するインデックス処理は、電流が第５共通結合点ＰＣＣ５で固定子巻き線に流入することから第６共通結合点ＰＣＣ６で固定子巻き線に流入することに変わるように生じる。従って、第５共通結合点ＰＣＣ５に対応するＧＴＯスイッチは、流出側スイッチになり、そして第６共通結合点ＰＣＣ６に対応するＧＴＯスイッチは、流入側スイッチになる。なお、以下の説明のためには、スイッチＧＴＯ２が流出側スイッチで、スイッチＧＴＯ４が流入側スイッチになる完全に別なインデックス処理を想定することがより好便である。

極性が反対になることを除けば、インデックス処理は、上記と同じである。整流プロセスの開始時に、流入側スイッチＧＴＯ４は順方向にバイアスされ、ゲートコントロールによってオン状態にできる。順方向バイアス電圧では、第１共通結合点ＰＣＣ１と第２共通結合点ＰＣＣ２との間で第２コイルＳＣ２（図１）に流れる電流が反転する傾向が出てくる。整流プロセス時のある時点で、ゲートコントロールによって流出側スイッチＧＴＯ２がオフ状態になる。第１共通結合点ＰＣＣ１で電流が不足すると、この不足分は、負のピーク電圧−Ｖｐにある第２キャパシターＣ２からダイオードＤ２に流れる。第２共通結合点ＰＣＣ２は、−ｋ^＊Ｖｐにある流入側スイッチＧＴＯ４を介して第２主ｄｃラインＤＣ２に接続する。これは、流出側スイッチＧＴＯ２両端の電圧が、この状態では（ｋ−１）^＊Ｖｐになり、コイルＳＣ２での電流反転が強制的に終了することを意味する。

ピーク電圧Ｖｐが高くなり過ぎることを避けるためには、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を定期的にかつ同時に放電する。このためには、それぞれの両端電圧が（１−ｋ）^＊Ｖｐに相当する第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２に電流が蓄積するようにゲートコントロールによってｄｃ／ｄｃコンバーターの第１および第２のスイッチＧＴＯ５およびＧＴＯ６をオン状態すればよい（なお、インデックス処理のこの電圧上昇への作用、および第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２の定期的な放電についは無視できるものとする）。ピーク電圧Ｖｐが十分に低下した場合には、第１および第２のスイッチＧＴＯ５およびＧＴＯ６をゲートコントロールによってオフ状態にする。このため、インダクターＬ１およびＬ２両者の両端電圧が反転し、ダイオードＳＣＲ２が順方向にバイアスされ、オン状態になる。第１インダクターＬ１、ダイオードＳＣＲ１および第２インダクターＬ２の直列回路の電流が弱くない、そしてゼロになった場合に、ダイオードＳＣＲ１がオフ状態になり、これによって回路が元の状態に復帰する。

第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２上の電圧をモニターすると、電気機械の運転特性および状態に関する情報を取得できる。このような情報には、固定子に発生しているＥＭＦおよび個々のスイッチング段のＧＴＯスイッチに電流が適正に流れていることの確認が含まれている。この情報を利用して、電気機械および／または電気機械が一環をなしているシステム全体の制御を補完できる。

第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２の放電間の周期は、回路の動作にとって臨界的なものではなく、例えば主ＧＴＯ素子のスイッチング周波数の倍数または約数として設定することができる。なお、放電間の周期は、キャパシター上の電圧が実質的に変動しないことが必要条件であるため、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２の必要なサイズに影響するものである。例えば、フル負荷状態にある第１および第２のスイッチＧＴＯ５およびＧＴＯ６の１０％負荷サイクルで、第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２の値を選択できる。負荷サイクルを好適に設定すると、スイッチング期間内で第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２に流れる電流をゼロにすることができ、ダイオードＳＣＲ１に対する需要を減らすことができる。好適な範囲内で負荷サイクルが高くなると、第１および第２のスイッチＧＴＯ５およびＧＴＯ６に対するピーク電流の必要条件が低くなるが、ダイオードＳＣＲ１の反転回収に利用できる時間が短くなる。

電気機械が走行モードでのみ運転できるように設計されている場合に、図２のｄｃ／ｄｃコンバーターを利用できることは、容易に理解できるはずである。即ち、図４は、通常は走行モードで運転するためではあるが、場合によっては発電モードで運転できるように電機機械を設計した場合に、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を放電するために利用できるｄｃ／ｄｃコンバーターの別な構成を示す図である。この場合、ダイオードＳＣＲ１の代わりにサイリスター（これについてもＳＣＲ１とする）を使用し、そして直列接続サイリスターＳＣＲ３および抵抗器ＤＢＲを第１および第２のｄｃ端子の間に接続し、供給コンバーターを供給ネットワークに組み込むことができない場合に、モーターを破壊できるようにする。これは、抵抗器が動的破壊抵抗器（ＤＢＲ）として知られ、かつ電気機械が大部分の時間、発電機ではなくモーターとして動作する海洋推進駆動装置では普通の技術である。電気機械が走行モードから発電モードに切り換わると、第１および第２の主ｄｃラインＤＣ１およびＤＣ２の極性が反転する。この反転が生じる前に、サイリスターＳＣＲ１および第１および第２のスイッチＧＴＯ５およびＧＴＯ６に印加されたゲートコントロール信号を除去する必要があり、また第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２の電流をゼロまで下げて、サイリスターＳＣＲ１が順方向電圧を回収かつ阻止できる必要がある。この状態では、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を放電することが不可能になるため、主ＧＴＯ素子が自然整流化サイリスターとして働き、陽極電流がゼロなるまでオン状態にある各主ＧＴＯ素子に対するゲートドライブを維持する。また、電気機械が走行モードから発電モードに切り換わると、主ＧＴＯ素子の放電角度が前進する。

図５は、通常は発電モードで動作するように電気機械を設計した場合に利用できるｄｃ／ｄｃコンバーターの一つの考えられる構成を示す図である。容易に理解できるように、電圧クランプ／エネルギー回収回路は、発電用途では重要性は高くない。というのは、流出側ＧＴＯスイッチのオフ制御は、ＧＴＯスイッチがゼロに下がるまで、遅延するからであり、性能へ影響はごく小さいからである。この場合、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を強めるための余分な電流はない。

電流が依然として流れている状態で、流出側ＧＴＯをゲートコントロールによってオフ状態にする場合、上述したように、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２は強くなる。第１および第２の主ｄｃラインＤＣ１とＤＣ２との間で電圧極性を反転する必要があるため、第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を、走行モードに使用される主ｄｃラインとは反対側にある主ｄｃラインに放電する必要がある。なお、図５に示したｄｃ／ｄｃコンバーターの動作全体は、機能上、図３Ａ〜３Ｃについて上述したものと等価である。

図６は、第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４の間に第３キャパシターＣ３を接続した、図５に基づく構成を示す図である。さらにキャパシターを追加してもよく、それぞれ第１副ｄｃラインＤＣ３と第１主ｄｃラインＤＣ１との間に、そして第２副ｄｃラインＤＣ４と第２主ｄｃラインＤＣ２との間に、キャパシターＣ４およびＣ５を接続する。従って、図６に示した電圧クランプ／エネルギー回収回路はキャパシターを分配配置するか、マルチキャパシターになる。なお、容易に理解できるように、キャパシターＣ１〜Ｃ５の全てを、図６の構成の場合図５のｄｃ／ｄｃコンバーターと同じである一つのｄｃ／ｄｃコンバーターによって共有化してもよい。この構成は、比較的少ない電気コンポーネントで済むもので、換言すれば、ハードウェアコストが低くて済むが、信頼性が高くなることを意味する。容易に理解できるように、このキャパシターの具体的な構成は、本明細書で言及する他の電圧クランプ／エネルギー回収回路に応用することができる。

図７は、電気機械が走行モードおよび発電モードの両方で動作できるように設計した場合に利用できるｄｃ／ｄｃコンバーターの一つの考えられる構成を示す図である。ｄｃ／ｄｃコンバーターは、それぞれ走行モードおよび発電モードを対象とする図２および図５に示したものの組み合わせとして有効に動作するものである。なお、ダイオードＳＣＲ１およびＳＣＲ２の代わりに、サイリスター（同じくＳＣＲ１およびＳＣＲ２で示す）を使用する。これは、ゲートコントロールによってオン状態およびオフ状態にでき、適宜走行モードまたは発電モードに切り換えることができる。

図８は、電気機械が通常走行モードで動作できるように設計した場合に利用できる別な共振式ｄｃ／ｄｃコンバーターを示す図である。主ＧＴＯ素子が自然整流化サイリスターとして動作する場合には、電気機械が発電機として動作できるため、陽極電流がゼロに達するまでオン状態にある各主ＧＴＯ素子に対するゲートドライブを維持できる。容易に理解できるように、このような回路の場合、図８に示すＤＢＲにエネルギーを散逸させて、制動動作を確保する必要がある。共振式ｄｃ／ｄｃコンバーターを使用すると、エネルギー回収回路の制御をさらに簡単に実施できる。第１スイッチＧＴＯ５の代わりに、平行接続キャパシターＣ６によりサイリスターＳＣＲ４に逆バイアスがかかった場合に自動的にオフ状態になるサイリスターＳＣＲ４を使用する。同様に、第２スイッチＧＴＯ６の代わりに、平行接続キャパシターＣ７によりサイリスターＳＣＲ５に逆バイアスがかかったと場合に自動的にオフ状態になるサイリスターＳＣＲ５を使用する。インダクターＬ３およびＬ４は、それぞれ、サイリスターＳＣＲ４およびＳＣＲ５に直列接続し（そしてキャパシターＣ６およびＣ７に並列接続）する。これらインダクターのインダクタンスは、第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２に比較して小さい。サイリスターＳＣＲ６は、サイリスターＳＣＲ４と第１インダクターＬ１との接合部およびサイリスターＳＣＲ５と第２インダクターＬ２との接合部との間に接続する。電気機械が走行モードでのみ動作する場合には、サイリスターＳＣＲ６の代わりに、単純なダイオードを使用できる。なお、電気機械が走行モードで動作する場合には必ずサイリスターＳＣＲ６がゲートコントロールされたため、このサイリスターは以下の説明ではダイオードのように振舞う。

サイリスターＳＣＲ４をゲートコントロールによってオン状態にし、電圧クランプ回路の第１キャパシターＣ１を放電すると、ここに流れている電流は、重ね合わせの原理によって、走行モードを対象とする前述の（非共振式）ｄｃ／ｄｃコンバーターに流れる電流になる上に、キャパシターＣ６およびインダクターＬ３がキャパシターＣ６上の電荷で短絡するため、正弦波の共振電流になる。また、これら電流のうち第１電流は、適正なインダクタンスは、２つのインダクターＬ１およびＬ３のインダクタンスの和であるが、第１インダクターＬ１のより大きなインダクタンスによって支配される事実によって、僅かに変形することになる。コンポーネント値を正しく選択すると、キャパシターＣ６に流れる正弦波電流は、十分大きいため、サイリスターＳＣＲ４に流れる全電流が負になり、従ってサイリスターＳＣＲ４が自動的にオフ状態になる。第１インダクターＬ１に、（そして同様に、ゲートコントロールによってサイリスターＳＣＲ５がオン状態になり、電圧クランプ回路の第２キャパシターＣ２を放電した場合の第２インダクターＬ２）に設定された電流は、流れ続け、サイリスターＳＣＲ６に順方向バイアスがかかり、キャパシターＣ６およびＣ７を整流する時点までキャパシターＣ６およびＣ７によって供給される。

共振式ｄｃ／ｄｃコンバーターを使用することは、キャパシターＣ１およびＣ２上の電圧がある特定の閾値以上になった場合に、ゲートコントロールによってサイリスターＳＣＲ４およびＳＣＲ５をオン状態にすることによって第１および第２のキャパシターＣ１およびＣ２を選択的に放電することを意味する。この後、サイリスターＳＣＲ４およびＳＣＲ５が、公知の共振式整流プロセスによって自然に回復することになる。

第１および第２のインダクターＬ１およびＬ２の間の接続および第１および第２の主ｄｃラインＤ１およびＤＣ２の間の接続を適正に反転させた状態で、同様な共振式ｄｃ／ｄｃコンバーターを発電モードで使用できる。なお、適当なコンポーネント値を選択して発電モードの適正動作を行うことは、より難しい。この問題は、走行モードおよび発電モードの両方で動作できるように設計した回路の場合より大きくなるが、ｄｃ／ｄｃコンバーターの設計を変更すると、動作可能になる。

図９は、第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４を対象とする別なｄｃ／ｄｃコンバーターを示す図である。このようなｄｃ／ｄｃコンバーターは、現実のコンポーネント値のため、第１および第２の副ｄｃラインＤＣ３およびＤＣ４が相互トラックしない場合に必要になる。図９に示した第１のｄｃ／ｄｃコンバーターは、第１副ｄｃラインＤＣ３と第２主ｄｃラインＤＣ２との間に直列接続した第１ＧＴＯスイッチＧＴＯ５および第１インダクターＬ１、および陰極を第１スイッチＧＴＯ５と第１インダクターＬ１との接合部に接続し、そして陽極を第２主ｄｃラインＤＣ２に接続したサイリスターＳＣＲ６を有する。図９の第２ｄｃ／ｄｃコンバーターは、第２副ｄｃラインＤＣ４と第１主ｄｃラインＤＣ１との間に直列接続した第２ＧＴＯスイッチＧＴＯ６および第２インダクターＬ２、および陽極を第２スイッチＧＴＯ６と第２インダクターＬ２との接合部に接続し、そして陰極を第１主ｄｃラインＤＣ１に接続したサイリスターＳＣＲ７を有する。電気機械が走行モードで動作している時には、サイリスターＳＣＲ６およびＳＣＲ７は常時オン状態にあるが、電気機械が発電モードで動作する時には、オフ状態にする必要がある。また、電気機械が走行モードでのみ動作している場合には、サイリスターＳＣＲ６およびＳＣＲ７の代わりに、ダイオードを使用できる。走行モードでのみ使用される、図９の回路の実施態様では、２つの同じ制御回路を使用する。即ち、一つを第１スイッチＧＴＯ５に、そしてもう一つを第２スイッチＧＴＯ６に使用する。制御回路への制御入力は、変流器によって検出された適正なインダクターに流れる電流（即ち、第１スイッチＧＴＯ５に対しては第１インダクターＬ１、そして第２スイッチＧＴＯ６に対しては第２インダクターＬ２）であり、そして制御されているＧＴＯスイッチ両端の順方向電圧である。制御回路は、順方向電圧がある閾値を越えたときに、ＧＴＯスイッチをオン状態にし、適切なインダクターの電流が第２の閾値に達したときに、これをオフ状態にする。この制御回路の設計の場合、副電力は必要なく、また他の制御入力の必要もない。

より一般的な場合、サイリスターＳＣＲ６およびＳＣＲ７の制御、そしてＧＴＯスイッチ両端のトリガー電圧の選択が必要なこともある。トリガー電圧の選択は、ある用途では作用効果を示すクランプ電圧の制御手段を確保するものである。このような機能は、制御回路に対する入力制御をさらに必要とする。

本発明の電圧クランプ／エネルギー回収回路の、ｄｃ／ｄｃコンバーターを取り除いた簡単な構成を示す概略図である。 走行モードでのみ動作する電気機械に具体的に応用した、ｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第１の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 走行モードにおける整流電圧クランプ/エネルギー回収プロセスを示す概略図である。 走行モードにおける整流電圧クランプ／エネルギー回収プロセスを示す概略図である。 走行モードにおける整流電圧クランプ／エネルギー回収プロセスを示す概略図である。 通常は走行モードでのみ動作するが、場合に応じて発電モードで動作させる必要のある電気機械に具体的に応用した、ｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第２の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 通常は発電モードで動作する電気機械に具体的に応用した、ｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第３の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 通常は発電モードで動作する電気機械に具体的に応用した、複数のキャパシターおよびｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第４の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 走行モードおよび発電モードの両方で動作できる電気機械に具体的に応用した、ｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第５の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 通常は走行モードでのみ動作するが、場合に応じて発電モードで動作させる必要のある電気機械に具体的に応用した、共振式ｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第６の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。 通常は走行モードでのみ動作するが、場合に応じて発電モードで動作させる必要のある電気機械に具体的に応用した、各副ｄｃラインについて別なｄｃ／ｄｃコンバーターを備えた第７の電圧クランプ／エネルギー回収回路を示す概略図である。

ＳＣ１：第１コイル、
ＳＣ２：第２コイル、
ＳＣ３：第３コイル、
ＧＴＯ１：スイッチ、
ＧＴＯ２：スイッチ、
ＧＴＯ３：スイッチ、
ＧＴＯ４：スイッチ、
ＧＴＯ５：スイッチ、
ＧＴＯ６：スイッチ、
ＰＣＣ１：第１共通結合点、
ＰＣＣ２：第２共通結合点、
ＬＤＣ：ｄｃリンクインダクター、
Ｄ１、Ｄ２：ダイオード、
ＤＣ：ｄｃライン、
Ｌ１、Ｌ２：インダクター。

Claims (43)

1. 電気機械の固定子巻き線に使用する回路であって、固定子巻き線が多数のコイルを同数の共通結合点によって結合したものからなる回路において、
   同数のスイッチング段を有し、共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に各スイッチング段を接続した電子整流回路であって、
   陰極を前記第１主ｄｃラインに接続し、ゲートコントロールによってオン又はオフ状態にできる第１逆阻止半導体パワー素子と、
   陽極を前記第２主ｄｃラインに接続し、ゲートコントロールによってオン又はオフ状態にできる第２逆阻止半導体パワー素子とを備え、
   さらに、前記第１逆阻止半導体パワー素子および前記第２逆阻止半導体パワー素子のそれぞれが、各々の前記ゲートコントロールによるオン状態に応答して、前記第１および第２主ｄｃラインの直流電流を前記固定子巻き線に流れる直流電流として生成する前記電子整流回路と、
   電圧クランプ回路であって、
   共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２副ｄｃラインとの間に各クランプ段を接続し、陰極を前記第１副ｄｃラインに接続した第１ダイオードおよび陽極を前記第２副ｄｃラインに接続した第２ダイオードを有する同数のクランプ段と、
   前記第１主ｄｃラインと前記第１副ｄｃラインとの間に接続した第１キャパシターと、
   前記第２主ｄｃラインと前記第２副ｄｃラインとの間に接続した第２キャパシターとで構成する電圧クランプ回路と、
   前記第１および第２のキャパシターを選択的に放電する手段とを有することを特徴とする回路。
   
2. 第１および第２のキャパシターを選択的に放電する手段が、第１および第２のキャパシターに保存されたエネルギーを回収するエネルギー回収回路である請求項１記載の回路。
   
3. 上記エネルギー回収回路が、第１および第２の主ｄｃラインの一つに対して第１キャパシターを選択的に放電し、そして第１および第２の主ｄｃラインのもう一つに対して第２キャパシターを選択的に放電するｄｃ／ｄｃコンバーター手段を有する請求項２記載の回路。
   
4. 電圧クランプ回路が、さらに、第１および第２の副ｄｃラインの間に接続された第３キャパシターを有する請求項１〜３のいずれか１項記載の回路。
   
5. 電圧クランプ回路が、さらに、複数の第１キャパシターを第１主ｄｃラインと第１副ｄｃラインとの間に接続し、そして複数の第２キャパシターを第２主ｄｃラインと第２副ｄｃラインとの間に接続したものである請求項１〜４のいずれか１項記載の回路。
   
6. さらに、第１および第２のｄｃ端子を有し、これら第１および第２のｄｃ端子の間に直列サイリスターおよび抵抗器を接続した請求項１〜５のいずれか１項記載の回路。
   
7. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続した第１半導体パワー素子および第１インダクター、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続した第２半導体パワー素子および第２インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、かつ陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する請求項３記載の回路。
   
8. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続し、そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続した請求項７記載の回路。
   
9. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第３半導体パワー素子がダイオードである請求項７または８記載の回路。
   
10. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第３半導体パワー素子がサイリスターである請求項７または８記載の回路。
    
11. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第１副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続した第１半導体パワー素子および第１インダクター、第２副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続した第２半導体パワー素子および第２インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、かつ陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する請求項３記載の回路。
    
12. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続し、そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続した請求項１１記載の回路。
    
13. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第３半導体パワー素子がダイオードである請求項１１または１２記載の回路。
    
14. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第３半導体パワー素子がサイリスターである請求項１１または１２記載の回路。
    
15. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第２主ｄｃラインに接続した第１インダクター、第１主ｄｃラインに接続した第２インダクター、第１副ｄｃラインと第１インダクターとの間に接続した第１半導体パワー素子、第２副ｄｃラインと第２インダクターとの間に接続した第２半導体パワー素子、第１副ｄｃラインと第２インダクターとの間に接続した第３半導体パワー素子、第２副ｄｃラインと第１インダクターとの間に接続した第４半導体パワー素子、陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続した第５半導体パワー素子、および陰極を第２半導体パワー素子と第２インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第４半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続した第６半導体パワー素子を有する請求項３記載の回路。
    
16. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１および第３の半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続し、そしてｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第２および第４の半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続した請求項１５記載の回路。
    
17. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第３および第４の半導体パワー素子がサイリスターである請求項１５または１６記載の回路。
    
18. エネルギー回収回路のｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、共振式ｄｃ／ｄｃコンバーター手段である請求項３記載の回路。
    
19. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続された第１インダクターおよび第１キャパシター、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続された第２インダクターおよび第２キャパシター、第１半導体パワー素子および第３インダクターが第１キャパシターと並列に接続されるように、第１副ｄｃラインと、第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部との間に直列接続された第１半導体パワー素子および第３インダクター、第２半導体パワー素子と第４インダクターが第２キャパシターと並列に接続されるように、第２副ｄｃラインと、第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部との間に直列接続された第２半導体パワー素子および第４インダクター、および陰極を第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部に接続した第３半導体パワー素子を有する請求項１８記載の回路。
    
20. 第１半導体パワー素子の陽極を第３インダクターに接続し、そして第１半導体パワー素子の陰極を第１インダクターと第１キャパシターとの間の接合部に接続した請求項１９記載の回路。
    
21. 第２半導体パワー素子の陰極を第２副ｄｃラインに接続し、そして第２半導体パワー素子の陽極を第４インダクターに接続した請求項１９または２０記載の回路。
    
22. 第１半導体パワー素子の陽極を第１副ｄｃラインに接続し、そして第１半導体パワー素子の陰極を第３インダクターに接続した請求項１９〜２１のいずれか１項記載の回路。
    
23. 第２半導体パワー素子の陰極を第４インダクターに接続し、そして第２半導体パワー素子の陽極を第２インダクターと第２キャパシターとの間の接合部に接続した請求項１９〜２２のいずれか１項記載の回路。
    
24. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の第１、第２および第３の半導体パワー素子がサイリスターである請求項１９〜２３のいずれか１項記載の回路。
    
25. エネルギー回収回路が、第１および第２の主ｄｃラインの一つに対して第１キャパシターを選択的に放電する第１ｄｃ／ｄｃコンバーター手段、および第１および第２の主ｄｃラインのもう一つに対して第２キャパシターを選択的に放電する第２ｄｃ／ｄｃコンバーター手段を有する請求項２記載の回路。
    
26. 第１ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第１副ｄｃラインと第２主ｄｃラインとの間に直列接続された第１半導体パワー素子および第１インダクター、および陰極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接続し、そして陽極を第２主ｄｃラインに接続した第２半導体パワー素子を有する請求項２５記載の回路。
    
27. 第２半導体パワー素子がダイオードである請求項２６記載の回路。
    
28. 第２半導体パワー素子がサイリスターである請求項２６記載の回路。
    
29. 第２ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が、第２副ｄｃラインと第１主ｄｃラインとの間に直列接続された第１半導体パワー素子および第１インダクター、および陽極を第１半導体パワー素子と第１インダクターとの間の接合部に接合し、そして陰極を第１主ｄｃラインに接続した第２半導体パワー素子を有する請求項２５〜２８のいずれか１項記載の回路。
    
30. 第２半導体パワー素子がダイオードである請求項２９記載の回路。
    
31. 第２半導体パワー素子がサイリスターである請求項２９記載の回路。
    
32. 可動部分、固定子、多数のコイルを同数の共通結合点によって結合した固定子巻き線、および請求項１〜３１のいずれか１項の回路を有する電気機械であって、結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に電子整流回路の各スイッチング段を接続し、そして共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の副ｄｃラインとの間に電圧クランプ回路の各クランプ段を接続したことを特徴とする電気機械。
    
33. 第１および第２の副ｄｃライン間の電圧が電気機械の全ての動作条件においてほぼ一定である、請求項３２記載の電気機械の制御方法。
    
34. 第１および第２の副ｄｃライン間の電圧が電気機械の動作条件に応じて変動する、請求項３２記載の電気機械の制御方法。
    
35. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の半導体パワー素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）法か、あるいはパルス周期変調（ＰＰＭ）法によって制御する、請求項７〜１７のいずれか１項記載の回路を制御する方法。
    
36. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段の半導体パワー素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）法か、あるいはパルス周期変調（ＰＰＭ）法によって制御する、請求項１９〜２４のいずれか１項記載の回路を制御する方法。
    
37. 第１および第２のｄｃ／ｄｃコンバーター手段の半導体パワー素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）法か、あるいはパルス周期変調（ＰＰＭ）法によって制御する、請求項２５〜３１記載のいずれか１項の回路を制御する方法。
    
38. 電気機械の固定子巻き線に使用する電子整流回路からエネルギーを回収する方法であって、
    前記固定子巻き線が多数のコイルを同数の共通結合点によって結合したものからなり、前記電子整流回路が同数のスイッチング段を有し、各スイッチング段が共通結合点のそれぞれ一つと第１および第２の主ｄｃラインとの間に接続されると共に、
    陰極を前記第１主ｄｃラインに接続し、ゲートコントロールによってオン又はオフ状態にできる第１逆阻止半導体パワー素子、および、
    陽極を前記第２主ｄｃラインに接続し、ゲートコントロールによってオン又はオフ状態にできる第２逆阻止半導体パワー素子とを備え、
    さらに、前記第１逆阻止半導体パワー素子および前記第２逆阻止半導体パワー素子のそれぞれが、各々の前記ゲートコントロールによるオン状態に応答して、前記第１および第２主ｄｃラインの直流電流を前記固定子巻き線に流れる直流電流として生成する前記電子整流回路とを備え、
    スイッチング段の前記第１または第２の逆阻止半導体パワー素子のうち一つがゲートコントロールによってオフ状態になった時に、前記第１または第２の逆阻止半導体パワー素子のうちの一つを使用してキャパシターを充電する工程、および、
    このキャパシターを選択的に放電する工程、を有することを特徴とする方法。
    
39. 上記キャパシターに保存されたエネルギーを回収するエネルギー回収回路によって上記キャパシターを選択的に放電する請求項３８記載の方法。
    
40. 上記キャパシターをｄｃ／ｄｃコンバーター手段によって選択的に放電する請求項３８または３９記載の方法。
    
41. ｄｃ／ｄｃコンバーター手段が共振式ｄｃ／ｄｃコンバーター手段である請求項４０記載の方法。
    
42. 上記キャパシターを第１および第２の主ｄｃラインのうち一つに対して選択的に放電する請求項３８〜４１のいずれか１項記載の方法。
    
43. さらに、上記キャパシター上の電圧をモニターし、電気機械の動作特性に関する情報を判定する工程を有する請求項３８〜４２記載のいずれか１項記載の方法。

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