JP5415545B2 - 可変周波数ドライブ内のエネルギー回収デバイス - Google Patents

Description

本発明は、回収されたエネルギーを蓄積（store）するためのモジュールを組み込んだエネルギー回収デバイス（energy recovery device）を備える可変速ドライブ（variable speed drive）に関する。このような可変速ドライブは、特に、持ち上げ用機器（lifting application）又は位置調整用機器（position regulating application）のように頻繁に加速及び減速のある機器内の電気モータを動作させるために使用される。

エネルギー回収デバイスは通常、モータがブレーキングモード（又は回収モード）にある際にエネルギーを蓄積し、その後、モータが運転モードにある際にこうして回収されたエネルギーを戻すことができるよう機能し、オプションとしては、可変速ドライブへのネットワーク給電（network supply）の短時間の給電停止（outage）の場合に、バックアップエネルギーを供給できるよう機能する。

ＵＳ６７４２６３０、ＵＳ６９３８７３３、ＷＯ２００６／０１６００２、又はＥＰ１５８６５２７Ａ１のような先行文献は、可変速ドライブに関連するエネルギー回収の解決策を既に提示している。既存のトポロジーは一般に、追加の電力コンバータとエネルギー蓄積モジュールに基づいており、電力コンバータは、可変速デバイスのＤＣ電力バスに並列に連結されている。エネルギー蓄積モジュールは、１つ以上の「スーパーキャパシタ」、又は「スーパーキャパシタ」とバッテリの組み合わせを備えているものが多い。

用語「スーパーキャパシタ」又は「ウルトラキャパシタ」は、従来のキャパシタよりも大量で、例えば電気化学型のバッテリと同程度の電気エネルギーを蓄積可能であるが、電気化学型のバッテリと比べて、従来のキャパシタのような大量の充電電流及び放電電流をもたらすことも可能なハードウェア部品（hardware item）を指す。

本明細書では、用語「能動スイッチ」は、トランジスタ、サイリスタ、又はトライアックのように、開（opening）及び／又は閉（closing）が制御されるスイッチを表す。逆に、用語「受動スイッチ」は、ダイオードのように、自発的（spontaneously）に動作するスイッチを表す。

既存の解決策は、ＤＣバス電圧を、可変速ドライブに給電するネットワークにより出力され整流器に供給される電圧よりも高い値に増幅（又は上昇）させることができない。同様に、ＤＣバス電圧は、ＤＣバス電圧の振動を減少させるよう調整し、モータ電流のひずみ率（degree of distortion）を低減することができず、よって、インバータの出力に印加される電圧が最大となるときのトルクリップルを低減することができない。さらに、整流器により吸収される電流は、電流の全調和ひずみ率（degree of total harmonic distortion of current（ＴＨＤＩ））を３０％未満とすることができない。さらに、エネルギー回収デバイス内で使用されるスイッチの使用率（usage factor）は、最適化されない。

よって、本発明の目的は、エネルギーを節約し、可変速ドライブの性能を向上させるエネルギー回収デバイスを備え、かつ上記の欠点を示さない、可変速ドライブを提供することである。特に、エネルギー回収デバイスは、以下のことを可能にする必要がある。

− 可変速ドライブがブレーキングモードで動作しているときに電気エネルギーを回収及び蓄積し、この蓄積されたエネルギーを可変速ドライブに戻す。

− 可変速ドライブへの入力における給電ネットワークの位相（phase）において、電流の全調和ひずみ率（ＴＨＤＩ）を約３０％に減らす。

− バスキャパシタを備えない可変速ドライブ（Ｃレストポロジー）の場合であっても、外部給電ネットワークの乱れ（disturbance）にもかかわらず、ネットワーク周波数（約５０Ｈｚ）のレベルにおいて、このＤＣバス電圧の変動（variation）を取り除く（リップルフリー機能）。ＤＣバスの電圧の調整によって、特に、モータのトルク及び磁束（flux）をより良好に制御することを可能とする。

− 必要に応じて、可変速ドライブの整流器モジュールにより配電される電圧を増加させて（上昇（boost）機能）、ＤＣバスの電圧を供給し、これによりエネルギーの保持を可能とする。この増加は、整流器モジュールの出力の電圧に対するＤＣバスの電圧の比率である増幅率（amplification factor）により表される。

この目的のために、本発明は、正ライン及び負ラインが設けられたＤＣ電力供給バスと、前記ＤＣバスにより給電され、電気負荷に可変電圧を供給するインバータモジュールとを備える可変速ドライブについて記述する。前記可変速ドライブは、複数の入力端子及び複数の出力端子を備える第１のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記第１のコンバータの前記複数の出力端子は、前記ＤＣバスの前記正ラインに直列接続されている第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、複数の入力端子、複数の第１の出力端子、及び複数の第２の出力端子を備える第２のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記第２のコンバータの前記複数の入力端子は、前記ＤＣバスの前記正ラインと前記負ラインとの間に接続されている第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のコンバータの前記複数の入力端子、及び前記第２のコンバータの前記複数の第１の出力端子に並列接続されたフィルタリングキャパシタと、前記第２のコンバータの前記複数の第２の出力端子に並列接続された電気エネルギー蓄積モジュールとを備える。

一の特徴によれば、前記電気エネルギー蓄積モジュールは、１つ以上のスーパーキャパシタを備える、又は、前記電気エネルギー蓄積モジュールは、フィルタリングインダクタと直列接続された１つ以上のスーパーキャパシタを備える。

別の特徴によれば、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、能動スイッチ及び受動スイッチを備える非絶縁単方向コンバータ（non-isolated monodirectional converter）である。前記第１のコンバータの前記受動スイッチは、前記第１のコンバータの前記複数の出力端子の間に接続されたダイオードであり、直列に連結された前記能動スイッチ及び前記受動スイッチにより形成されたアセンブリは、前記第１のコンバータの前記複数の入力端子に並列接続されている。

別の特徴によれば、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、非絶縁双方向コンバータ（non-isolated bidirectional converter）であり、前記非絶縁双方向コンバータは、前記ＤＣバスの前記正ラインと前記負ラインとの間に直列に連結された４つの能動スイッチにより構成されたセルを備え、前記セルは、前記第２の能動スイッチと前記第３の能動スイッチとの間の中央中間点（central mid-point）と、前記第３の能動スイッチと前記第４の能動スイッチとの間の高位中間点（high mid-point）と、前記第１の能動スイッチと前記第２の能動スイッチとの間の低位中間点（low mid-point）とを備える。

前記ＤＣバスの前記正ラインと前記中央中間点は、前記第２のコンバータの前記複数の第１の出力端子を形成し、前記高位中間点と前記低位中間点は、前記第２のコンバータの前記複数の第２の出力端子を形成している。

別の特徴によれば、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータはさらに、前記ＤＣバスの前記正ラインと前記中央中間点との間に直列に設置された２つの電圧制御ダイオードと、前記低位中間点と前記２つの電圧制御ダイオードの中間点との間に直列に連結された負荷キャパシタとを備える。

別の特徴によれば、前記可変速ドライブは、前記ＤＣバスの前記正ラインと前記負ラインとの間に連結されたフィルタリングアセンブリをさらに備え、前記フィルタリングアセンブリは、直列に連結された２つのキャパシタにより構成され、前記フィルタリングアセンブリの前記２つのキャパシタのうちの１つは、フィルタリングキャパシタに相当する。

有利には、本発明は、スーパーキャパシタをエネルギー蓄積モジュールとして使用する解決策であって、スーパーキャパシタの端子間の最小電圧が、望ましい増幅率に直接的に関係しない（上昇機能）解決策について記述する。実際、スーパーキャパシタの端子間の電圧が増幅率に影響する場合には、この電圧は、通常動作モード（モータモード）において、この増幅率に従うのに十分な最小値を有する必要がある。しかしながら、負荷ブレーキングモード及びエネルギー回帰モード（energy return mode）では、スーパーキャパシタの端子間の電圧は、一般にこの最小電圧値の約２倍にまで増加する。よって、これは、ハードウェア部品、特に、能動スイッチを、高い電圧値に耐えるように寸法設定する必要があることを暗に示している。これは、このようなデバイス内で使用されるハードウェア部品のかなりのコストをもたらす。

その他の特徴及び利点は、以下の詳細な説明において、例として与えられ、添付の図面により示された実施形態を参照して現れている。

本発明による可変速ドライブの構成の単純化された例を示す。 第１のＤＣ／ＤＣコンバータの好適な実施形態を詳細に示す。 第２のＤＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態を示す。 第２のＤＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態を示す。 ＤＣバス電圧及び整流電圧（rectified voltage）の図を表す。 可変速ドライブの動作の様々なモードを示す。 図１の構成の変形例を詳細に示す。 第２のＤＣ／ＤＣコンバータの能動スイッチの制御の例を概略的に示す。

図１を参照すると、周波数変換型の可変速ドライブは、外部の三相給電ネットワーク５により給電される。可変速ドライブは、整流電圧Ｖ_ＩＮを出力するよう配電する整流器モジュール１２を備え、整流器モジュール１２は、正ライン１６及び負ライン１７により構成されるＤＣ電力供給バスを形成するよう意図されている。好適には、整流器モジュール１２は、複数のダイオードを使用し、サイリスタは不要である。整流電圧Ｖ_ＩＮは、整流器モジュール１２を要することなく、外部ＤＣ給電源から直接的に生じることも考えることができる。好適には、低い値の追加のフィルタリングインダクタ１３が、整流器１２の正端子の出力に直列に配置される。

そして、可変速ドライブは、ＤＣバスにより給電され、可変電圧を外部の電気負荷Ｍ（特に同期又は非同期電気モータ）に配電するインバータモジュール１４を備える。このようなインバータモジュール１４は通常、可変速ドライブ用の制御ユニット（図示せず）から生じる複数の制御信号により動作する複数の電力トランジスタを備える。また、可変速ドライブは通常、ＤＣバスの正ライン１６と負ライン１７との間（例えば、インバータモジュール１４のそば）に接続されたバスキャパシタＣ_Ｂを備える。このバスキャパシタＣ_Ｂの端子間のＤＣ電圧は、バス電圧Ｖ_Ｂと呼ばれる。

可変速ドライブは、電気負荷Ｍが運転（又はモータブレーキング）となる場合に電気エネルギーを回収及び蓄積し、その後、蓄積された電気エネルギーを戻すよう意図されたエネルギー回収デバイスを備える。本発明によれば、エネルギー回収デバイスは、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３０と、フィルタリングキャパシタＣｆと、電気エネルギーを蓄積するモジュールＣｓとを備える。

図２を参照すると、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、２つの入力端子２０ａにより形成された入力段と、２つの出力端子２０ｂにより形成された出力段とを備える。図３及び図４を参照すると、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、２つの入力端子３０ａにより形成された入力段と、２つの第１の出力端子３０ｂにより形成された第１の出力段と、２つの第２の出力端子３０ｃにより形成された第２の出力段とを備える。

第１のコンバータ２０の出力段２０ｂは、フィルタリングインダクタ１３とバスキャパシタＣ_Ｂとの間において、ＤＣバス正ライン１６に直列に連結されている。一方の出力端子２０ｂは、フィルタリングインダクタ１３に、又はインダクタ１３がない場合には整流器モジュール１２の正出力に連結されている。他方の出力端子２０ｂは、バスキャパシタＣ_Ｂに連結されている。２つの端子２０ｂの間には、インダクタ１３の端子間の電圧を無視し、Ｖ_Ｂ＝Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_０となる電圧Ｖ_０が存在する。第１のコンバータ２０の入力端子２０ａは、フィルタリングキャパシタＣｆと並列接続されている。

好適には、第１のコンバータ２０は、図２に示す単純な非絶縁単方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。第１のコンバータ２０は、入力として、フィルタリングキャパシタＣｆの電圧Ｖｆを受信し、出力として、ＤＣバスの正ライン１６に電圧Ｖ_０を配電する。第１のコンバータ２０は単純に、能動スイッチ２１と直列に受動スイッチ２２を備える。能動スイッチは例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、又はその他のタイプのパワートランジスタ２１であり、受動スイッチは、アノードが能動スイッチ２１側に配置されたダイオード２２である。パワートランジスタ２１は、可変速ドライブ制御ユニットから生じる制御信号Ｓ_２１により動作する。制御信号Ｓ_２１は、特に第１のコンバータ２０の出力電圧Ｖ_０を変化させることが可能なパルス幅変調（ＰＷＭ）信号である。

第１のコンバータ２０の出力段２０ｂは、ダイオード２２の端子に直接接続され、第１のコンバータ２０の入力段２０ａは、直列に連結されたパワートランジスタ２１及びダイオード２２により形成されたアセンブリの端子に直接接続されている。よって、ダイオード２２は、ＤＣバスの正ライン１６に直列に連結されており、ダイオード２２の端子間の電圧Ｖ_Ｄは、第１のコンバータ２０の出力電圧Ｖ_０に等しい。

パワートランジスタ２１が開いている場合（ＯＦＦ状態）、ＤＣバスの電流は、ダイオード２２内を流れる。よって、ダイオードの端子間の電圧Ｖ_Ｄはゼロとなり、よって、Ｖ_０＝０、Ｖ_Ｂ＝Ｖ_ＩＮとなる。パワートランジスタ２１が閉じている場合（ＯＮ状態）、電流はトランジスタ２１内を流れ、電圧Ｖ_Ｄは、フィルタリングキャパシタＣｆの電圧（Ｖ_Ｃｆと呼ばれる）に等しくなり、よって、Ｖ_Ｂ＝Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_Ｃｆとなる。よって、出力電圧Ｖ_０は、０とＶ_Ｃｆとの間で変化し、常に正又はゼロとなる。その結果、パワートランジスタ２１の制御信号Ｓ_２１に応じて動作することで、電圧Ｖ_Ｃｆの助力により、図５に示すように、ＤＣバスの電圧Ｖ_Ｂと、インダクタ１３内を流れる電流を調整すること及び上昇させることが可能となる。

フィルタリングキャパシタＣｆは、どのようなタイプのキャパシタでも構わない。フィルタリングキャパシタＣｆは、第１のコンバータ２０の入力端子２０ａに並列接続されると共に、第２のコンバータ３０の第１の出力端子３０ｂに並列接続されている。さらに、フィルタリングキャパシタＣｆの一端は、ＤＣバスの正ライン１６に連結されている。その結果、第１のコンバータ２０の入力端子２０ａは、第２のコンバータ３０の第１の出力端子３０ｂに直接接続されている。このフィルタリングキャパシタＣｆは特に、第１のコンバータ２０と第２のコンバータ３０との間の電位源（source of potential）として機能する。

図３及び図４を参照すると、第２のコンバータ３０は、非絶縁型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。しかしながら、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを使用することも可能である。第２のコンバータ３０の入力端子３０ａは、第１のコンバータ２０の下流、即ち、第１のコンバータ２０とインバータモジュール１４との間において、ＤＣバスの正ライン１６と負ライン１７との間に接続されている。よって、第２のコンバータ３０は、入力として、ＤＣバスの電圧Ｖ_Ｂを受信する。第２のコンバータ３０の第１の出力端子３０ｂは、前述のように、フィルタリングキャパシタＣｆに接続されると共に、第１のコンバータ２０の入力端子２０ａに接続されている。

第２のコンバータ３０の第２の出力端子３０ｃは、電気エネルギー蓄積モジュールＣｓに接続されている。よって、第２のコンバータ３０は、出力として、Ｖ_Ｃｆと呼ばれる電圧を蓄積モジュールＣｓに配電する。蓄積モジュールは例えば、１つのスーパーキャパシタＣｓ又は直列の複数のスーパーキャパシタを備え、大量の電気エネルギーの蓄積と、高い充電／放電電流を可能にする。蓄積モジュールは、バッテリ、はずみ車（flywheel）、又は超伝送磁気エネルギー蓄積（ＳＭＥＳ）のような、その他の蓄積要素を備えることも可能である。

図３及び図４の例では、蓄積モジュールは加えて、スーパーキャパシタＣｓと直列に連結されたフィルタリングインダクタ３５を備える。このフィルタリングインダクタ３５は特に、スーパーキャパシタＣｓの充電中又は放電中における第２のコンバータ３０内での周波数の切り替えにより、スーパーキャパシタＣｓ内を流れる電流の変動を制限することが可能である。さらに、（例えば数１０ＫＨｚのオーダーの）高周波数に関し、インダクタ３５は、スーパーキャパシタＣｓを電圧源から電流源へと変換することを可能にする。

図３は、第２のコンバータ３０の第１の実施形態を示す。第２のコンバータ３０は、４つの能動スイッチ３１、３２、３３、３４により構成されるスイッチングセルを備え、能動スイッチ３１、３２、３３、３４は、ＤＣバスの正ライン１６と負ライン１７との間に互いに直列接続されている。第１のスイッチ３１は、負ライン１７と第２のスイッチ３２との間に接続（hook up）されている。第２のスイッチ３２は、第３のスイッチ３３に連結され、第４のスイッチ３４は、第３のスイッチ３３とＤＣバスの正ライン１６との間に接続されている。

好適な態様では、能動スイッチ３１、３２、３３、３４は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、又はＪＦＥＴタイプのパワートランジスタのような双方向電流スイッチであり、各々のスイッチには、フリーホイールダイオード（free wheel diode）が並列に設けられている（図示せず）。能動スイッチ３１、３２、３３、３４はそれぞれ、可変速ドライブ制御ユニットから生じる制御信号Ｓ_３１、Ｓ_３２、Ｓ_３３、Ｓ_３４により動作する。制御信号Ｓ_３１、Ｓ_３２、Ｓ_３３、Ｓ_３４は、例えば、パスル幅変調（ＰＷＭ）信号である。

４つの能動スイッチ３１、３２、３３、３４は、図３に示すように、これらの間に複数の中間接続点（intermediate connection point）を形成している。中央中間点Ｐ_ＭＣは、スイッチングセルの中央において、第２のスイッチ３２と第３のスイッチ３３との間に位置している。低位中間点Ｐ_ＭＢは、第１のスイッチ３１と第２のスイッチ３２との間に位置しており、高位中間点Ｐ_ＭＨは、第３のスイッチ３３と第４のスイッチ３４との間に位置している。

ＤＣバスの正ライン１６と、スイッチングセルの中央中間点Ｐ_ＭＣは、第２のコンバータ３０の第１の出力端子３０ｂを形成している。スイッチングセルの高位中間点Ｐ_ＭＨと低位中間点Ｐ_ＭＢは、第２のコンバータ３０の第２の出力端子３０ｃを形成している。その結果、２つの第２の出力端子３０ｃは、スイッチ３１及び３４を介して、ＤＣバスに連結されている。

第２のコンバータ３０のこの単純な実施形態は、非常に経済的であるという利点と、４つの能動スイッチ３１、３２、３３、３４の制御を調整することで、バス電圧Ｖｂに対する出力電圧Ｖ_Ｃｆ及びＶ_Ｃｓを調整するものの、受動ハードウェア部品は使用しないという利点を示す。それにもかかわらず、電圧Ｖ_Ｃｆ及びＶ_Ｃｓは共に結合（couple）されており、その結果、スーパーキャパシタＣｓを通過する電流は、平均周波数（約１から５ｋＨｚ）を有するＡＣ成分を含んでおり、ＡＣ成分の振幅は、第１のコンバータ２０の増幅率に依存する。これは、スーパーキャパシタＣｓ内において追加の損失を発生させる可能性があり、よって、エネルギー回収デバイスの有効性を低減する可能性がある。しかしながら、この欠点は、スーパーキャパシタ技術の急速な進展と共に重要でなくなるであろう。

エネルギー回収デバイスの様々な場合の動作が、図６ａから図６ｄに示されている。

− 通常の動作モード（図６ａ−モータモード）は、可変デバイスが、外部ネットワーク５により整流器１２を介して給電され、ネットワーク５により供給されたエネルギーを使用して負荷Ｍを駆動させるモードに相当する。バス電圧Ｖ_Ｂは、第１のコンバータ２０により出力される電圧Ｖ_０の寄与により、一定、かつ、整流電圧Ｖ_ＩＮよりも高く維持される。よって、図５に示すように、電圧Ｖ_０の役割は、整流モジュール１２の整流電圧Ｖ_ＩＮを増加させること（上昇機能）、及び整流電圧Ｖ_ＩＮのリップルを除去すること（リップルフリー機能）である。第１のコンバータ２０の別の重要な機能は、外部ネットワーク５の供給電圧の変動の可能性にもかかわらず、インダクタ１３内を流れる電流をほぼ一定に維持することである。このモードでは、スーパーキャパシタＣｓと可変速ドライブとの間でのエネルギー交換がない。電圧Ｖ_Ｃｆは、（制御信号Ｓ_３１、Ｓ_３２、Ｓ_３３、Ｓ_３４の助力のある）第２のコンバータ３０により、バス電圧Ｖ_Ｂの例えば半分の値に調整される。

− 図６ｂは、ブレーキングモードに相当し、ブレーキングモードでは、可変速ドライブは、（下降状態のエレベータモータのように）負荷Ｍが運転している際に、負荷Ｍにより供給された電気エネルギーを回収及び蓄積する。この回収されたブレーキングエネルギーにより、スーパーキャパシタＣｓを充電することが可能となる。第２のコンバータ３０の役割は、バス電圧Ｖ_Ｂを調整すること、及びスーパーキャパシタＣｓの端子間の電圧Ｖ_Ｃｓを増加させることである。このモードでは、制御信号Ｓ_２１は、能動スイッチ２１を開状態に維持する。
− 図６ｃは、エネルギーが負荷Ｍにより消費されず回収されないモード（待機モード）に相当する。
− 図６ｄは、回帰モードに相当し、回帰モードでは、ブレーキングモードの間にスーパーキャパシタＣｓ内に蓄積されたエネルギーが、第２のコンバータ３０により可変速ドライブへと戻される。このモードでは、スーパーキャパシタＣｓ内に蓄積されたエネルギーが、負荷Ｍへと送り戻され、よって、Ｖ_Ｃｓは、最小値Ｖ_{Ｃｓｍｉｎ}に到達するまで減少する。このモードでは、制御信号Ｓ_２１は、能動スイッチ２１を開状態に維持する。Ｖ_Ｃｓが最小値Ｖ_{Ｃｓｍｉｎ}に到達した場合には、負荷Ｍは、再び外部ネットワーク５から給電されることが必要となり、よって、可変速ドライブは、通常動作モード６ａに戻る。

第１実施形態（図３）では、前述のように、電圧Ｖ_Ｃｆ及びＶ_Ｃｓは共に結合されている。図８は、可変速ドライブ制御ユニット内で実行される、電圧Ｖ_Ｃｆ及びＶ_Ｃｓの制御／調整アルゴリズムの例を概略的に示す。このアルゴリズムにより、第２のコンバータ３０の４つの能動スイッチ用の制御信号を生成することが可能となる。

第１の制御ブロック４１は、入力として、電圧Ｖ_Ｃｓの基準設定値（reference setpoint）Ｖ_{Ｃｓ−ｒｅｆ}とこの電圧Ｖ_Ｃｓの測定量（measurement）Ｖ_{Ｃｓ−ｍｅｓ}との差（discrepancy）を受信する。この差を最小化するため、第１の制御ブロック４１の出力は、蓄積モジュールＣｓ内を流れる電流Ｉ_ＣｓのＤＣ成分の評価量（evaluation）Ｉ_{Ｃｓ−ｏｆｆｓｅｔ}を供給する。この電流Ｉ_{Ｃｓ−ｏｆｆｓｅｔ}は、電流Ｉ_Ｃｓの平均値に相当する。電流Ｉ_{Ｃｓ−ｏｆｆｓｅｔ}は、モータモードの間はゼロであり、（Ｃｓを充電する）ブレーキングモードの間は正であり、（Ｃｓを放電させる）回帰モードの間は負である。

第２の制御ブロック４２は、入力として、電圧Ｖ_Ｃｆの基準設定値Ｖ_{Ｃｆ−ｒｅｆ}とこの電圧Ｖ_Ｃｆの測定量Ｖ_{Ｃｆ−ｍｅｓ}との差を受信する。この差を最小化するため、第２の制御ブロック４２の出力は、蓄積モジュールＣｓ内を流れる電流Ｉ_ＣｓのＡＣ成分のピーク電流の評価量Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}を供給する。このピーク電流Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}は、モータモードでは、フィルタリングキャパシタＣｆ内を流れる電流に応じて動作するよう正である必要があり、これにより、電圧Ｖ_Ｃｆを調整することができる。電流Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}は、ブレーキングモード及び回帰モードではゼロである。

その後、電流Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}は、関数Ｆ（ｔ）と乗算される。関数Ｆ（ｔ）は例えば、単純な二乗関数Ｆ（ｔ）＝ｓｇｎ（ｓｉｎ２πＦｔ）である。ただし、ｆは、電流Ｉ_ＣｓのＡＣ成分の周波数を表し、ｓｇｎ（ｘ）は、ｘ＞０の場合には１に等しく、ｘ＜０の場合には−１に等しい。

そして、合計（Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}＊ｓｇｎ（ｓｉｎ２πＦｔ））＋Ｉ_{Ｃｓ−ｐｅａｋ}は、電流Ｉ_Ｃｓの基準設定値Ｉ_{Ｃｓ−ｒｅｆ}を与える。第３の制御ブロック４３は、入力として、この基準設定値Ｉ_{Ｃｓ−ｒｅｆ}と電流Ｉ_Ｃｓの測定量Ｉ_{Ｃｓ−ｍｅｓ}との差を受信する。その後、第３の制御ブロック４３の出力は、第４の制御ブロック４４内で使用される。第４の制御ブロック４４の機能は、出力変数Ｄ１及びＤ２により、４つの能動スイッチ３１、３２、３３、３４用の制御信号を生成することである。

第１実施形態（図３）では、特にスイッチのフリーホイールダイオードが原因で、能動スイッチの切り替え期間において、最初の２つのスイッチ（第１のスイッチ３１と第２のスイッチ３２）により形成されるアセンブリのとりうる状態は２つしかない。これらの２つの状態は、一方は状態Ａでは、スイッチ３１が開き（ＯＦＦ）、スイッチ３２が閉じ（ＯＮ）、他方、即ち、状態Ｂでは、スイッチ３１が閉じ、スイッチ３２が開く。同様に、能動スイッチの切り替え期間において、最後の２つのスイッチ（第３のスイッチ３３と第４のスイッチ３４）により形成されるアセンブリのとりうる状態は２つしかなく、即ち、一方の状態Ａでは、スイッチ３３が開き、スイッチ３４が閉じ、他方の状態Ｂでは、スイッチ３３が閉じ、スイッチ３４が開く。

変数Ｄ１、Ｄ２はそれぞれ、最初の２つのスイッチ３１、３２と、最後の２つのスイッチ３３、３４が、状態Ａにある間の時間のパーセンテージを表す。例えば、Ｄ１＝４０％の場合、これは、切り替え期間のうちの４０％の時間の間、第１の２つのスイッチ３１、３２が状態Ａにあり、残りの６０％の時間の間、第１の２つのスイッチ３１、３２が状態Ｂにあることを規定する。よって、これら２つの変数Ｄ１、Ｄ２により、第２のコンバータ３０の４つの能動スイッチを簡単に制御することが可能となる。

図４は、第２のコンバータ３０の第２実施形態を示す。該第２のコンバータ３０では、追加のアームが、第２のコンバータ３０の中央中間点Ｐ_ＭＣと、ＤＣバスの正ライン１６との間に追加されている。この追加のアームは、直列に連結された２つの電圧制御ダイオード３６、３７を備え、ダイオード３６、３７のアノードは、中央中間点Ｐ_ＭＣと負荷キャパシタＣ_Ｃを向いて配置されている。このキャパシタＣ_Ｃは、第２のコンバータ３０の低位中間点Ｐ_ＭＢと、ダイオードの中間接続点Ｐ_ＭＤ（即ち、ダイオード３６、３７の間）との間に接続されている。

この追加のアームにより、電圧Ｖ_Ｃｆ及びＶ_Ｃｓを互いに分離（decouple）することが可能となり、これにより、電圧Ｖ_Ｃｆの調整を簡単化することが可能となる。実際、第２のコンバータ３０はその後、通常のモータ動作モードの間における電圧Ｖ_Ｃｆの制御用として意図された第１のブロックを示す。この第１のブロックは、第１の出力端子３０ｂに接続されており、スイッチ３１、３２と、キャパシタＣ_Ｃと、ダイオード３６、３７とを備えている。また、第２のコンバータ３０は、回収モードの間における電圧Ｖ_Ｃｆの制御用、及び蓄積モジュールＣｓのエネルギーを戻す制御用として意図された第２のブロックを示す。この第２のブロックは、第２の出力端子３０ｃに接続されており、スイッチ３１、３２、３３、及び３４を備えている。

モータモードの間において、第３のスイッチ３３及び第４のスイッチ３４は、スーパーキャパシタＣ_Ｓとのエネルギー交換がないため、開いたままとなる。第１のスイッチ３１が閉じられ、第２のスイッチ３２が開いている場合、負荷キャパシタＣ_Ｃは、ダイオード３６を介して、中央中間点Ｐ_ＭＣと負ライン１７との間の電圧Ｖ_Ｃ２により充電される。そして、第１のスイッチ３１が開き、第２のスイッチ３２が閉じられている場合には、負荷キャパシタＣ_Ｃは、ダイオード３７を介して電圧Ｖ_Ｃｆにて放電される。その結果、これにより、電圧Ｖ_Ｃｆを、平均値（例えばバス電圧の半分：Ｖ_Ｃｆ＝Ｖ_Ｃ２＝Ｖ_Ｂ／２）に簡単に調整することが可能となる。その結果、電圧Ｖ_Ｃｆは、どんな電流が第１のコンバータ２０によってＤＣバス上に注入されても一定に維持され、蓄積モジュールＣｓの電圧Ｖ_Ｃｓから分離される。

ブレーキングモード及び回帰モードの間には、４つのスイッチ３１、３２、３３、３４が使用される。可変速ドライブ制御ユニットは、４つのスイッチの開／閉シーケンスを与えるように、制御信号Ｓ_３１、Ｓ_３２、Ｓ_３３、Ｓ_３４を生成する。これらのシーケンスは、電圧Ｖ_Ｃｓに対する電圧Ｖ_Ｂの比率に依存し、電圧Ｖ_Ｃｓのリップルを最小化するよう選択される。

その結果、図４の実施形態では、余分のアームの追加が必要となるが、Ｖ_ＣｆとＶ_Ｃｓを分離することによりスイッチ３１、３２、３３、３４の制御が単純化される。

図７の変形例は、正ライン１６と負ライン１７との間に接続され、直列に接続された２つのキャパシタＣ_１、Ｃ_２により構成されるフィルタリングアセンブリを示す。中央中間点Ｐ_ＭＣは、２つのキャパシタＣ_１、Ｃ_２の間の中間点に連結されている。有利には、このフィルタリングアセンブリＣ_１、Ｃ_２は、バスキャパシタＣ_Ｂに取って代わり、実際には、キャパシタＣ_１は、前述したフィルタリングキャパシタＣｆである。その結果、中央中間点Ｐ_ＭＣと負ライン１７との間の小サイズのキャパシタＣ_２のみを追加することで、バスキャパシタＣ_Ｂを取り除くことが可能である。これは、コストと容積（bulk）の観点から有利である。

さらに、本発明により提供される構成によれば、スーパーキャパシタＣ_Ｓの放電がより大きな場合を許容することで、外部ネットワーク５の短い中断から保護することも可能となり、負荷Ｍへの給電を維持することが可能となる。

Claims (9)

1. 正ライン（１６）及び負ライン（１７）が設けられたＤＣ電力供給バスと、前記ＤＣバスにより給電され、電気負荷（Ｍ）に可変電圧を供給するインバータモジュール（１４）とを備える可変速ドライブであって、
   複数の入力端子（２０ａ）及び複数の出力端子（２０ｂ）を備える第１のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）であって、前記第１のコンバータ（２０）の前記複数の出力端子（２０ｂ）は、前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）に直列接続されている第１のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）と、
   複数の入力端子（３０ａ）、複数の第１の出力端子（３０ｂ）、及び複数の第２の出力端子（３０ｃ）を備える第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（３０）であって、前記第２のコンバータ（３０）の前記複数の入力端子（３０ａ）は、前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）と前記負ライン（１７）との間に接続されている第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（３０）と、
   前記第１のコンバータ（２０）の前記複数の入力端子（２０ａ）、及び前記第２のコンバータ（３０）の前記複数の第１の出力端子（３０ｂ）に並列接続されたフィルタリングキャパシタ（Ｃｆ）と、
   前記第２のコンバータ（３０）の前記複数の第２の出力端子（３０ｃ）に並列接続された電気エネルギー蓄積モジュール（Ｃｓ）と、
   を備えることを特徴とする可変速ドライブ。
2. 前記電気エネルギー蓄積モジュールは、１つ以上のスーパーキャパシタ（Ｃｓ）を備えることを特徴とする請求項１に記載の可変速ドライブ。
3. 前記電気エネルギー蓄積モジュールは、フィルタリングインダクタ（３５）と直列接続された１つ以上のスーパーキャパシタ（Ｃｓ）を備えることを特徴とする請求項１に記載の可変速ドライブ。
4. 前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）は、能動スイッチ（２１）及び受動スイッチ（２２）を備える非絶縁単方向コンバータであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の可変速ドライブ。
5. 前記第１のコンバータ（２０）の前記受動スイッチは、前記第１のコンバータ（２０）の前記複数の出力端子（２０ｂ）の間に接続されたダイオード（２２）であり、直列に連結された前記能動スイッチ（２１）及び前記受動スイッチ（２２）により形成されたアセンブリは、前記第１のコンバータ（２０）の前記複数の入力端子（２０ａ）に並列接続されていることを特徴とする請求項４に記載の可変速ドライブ。
6. 前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（３０）は、非絶縁双方向コンバータであり、前記非絶縁双方向コンバータは、前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）と前記負ライン（１７）との間に直列に連結された４つの能動スイッチ（３１、３２、３３、３４）により構成されたスイッチングセルを備え、前記セルは、前記第２の能動スイッチ（３２）と前記第３の能動スイッチ（３３）との間の中央中間点（Ｐ_ＭＣ）と、前記第３の能動スイッチ（３３）と前記第４の能動スイッチ（３４）との間の高位中間点（Ｐ_ＭＨ）と、前記第１の能動スイッチ（３１）と前記第２の能動スイッチ（３２）との間の低位中間点（Ｐ_ＭＢ）とを備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の可変速ドライブ。
7. 前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）と前記中央中間点（Ｐ_ＭＣ）は、前記第２のコンバータ（３０）の前記複数の第１の出力端子（３０ｂ）を形成し、前記高位中間点（Ｐ_ＭＨ）と前記低位中間点（Ｐ_ＭＢ）は、前記第２のコンバータ（３０）の前記複数の第２の出力端子（３０ｃ）を形成していることを特徴とする請求項６に記載の可変速ドライブ。
8. 前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（３０）はさらに、前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）と前記中央中間点（Ｐ_ＭＣ）との間に直列に設置された２つの電圧制御ダイオード（３６、３７）と、前記低位中間点（Ｐ_ＭＢ）と前記２つの電圧制御ダイオード（３６、３７）の中間点（Ｐ_ＭＤ）との間に直列に連結された負荷キャパシタ（Ｃｃ）とを備えることを特徴とする請求項７に記載の可変速ドライブ。
9. 前記ＤＣバスの前記正ライン（１６）と前記負ライン（１７）との間に連結されたフィルタリングアセンブリをさらに備え、前記フィルタリングアセンブリは、直列に連結された２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）により構成され、前記フィルタリングアセンブリの前記２つのキャパシタのうちの１つ（Ｃ１）は、前記フィルタリングキャパシタ（Ｃｆ）であることを特徴とする請求項１に記載の可変速ドライブ。

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