JP5415010B2 - 能動発電機制御シーケンス - Google Patents

Description

本発明はパワーエレクトロニクスの分野に、とりわけ、同期電源周波数よりも高域で動作する同期発電機による発電に関する。より具体的には、本発明は、発電機のｍ個の位相を電源に接続された負荷のｎ（ｎ＜ｍ）個の位相の交流電圧に変換する動作の際に、負荷のｎ個の位相を（ｍ×ｎ）マトリクスの形に配列された複数の制御可能な双方向スイッチを介して交互に接続することにより、発電機のｎ個の位相をつねに負荷に接続させ、発電機の（ｍ−ｎ）個の位相は負荷に接続させない形式のマトリクスコンバータの作動方法に関する。本発明はさらに上記方法の使用と上記方法を実施するためのマトリクスコンバータにも関わる。

発電の際、出力が規定通りならば、タービン回転速度を上げることでタービンのサイズとコストを下げることができる。同様に、効率も改善することができる。すでに、７０ＭＷまでの発電タービンは、より高い回転速度での動作が可能となるように、歯車装置を介して発電機に結合されている。しかし、出力を大きくするにつれて、歯車装置の使用は安全上の理由からますます困難になる。このような場合、タービンは同期速度で動かされる。

歯車装置の使用は以下の欠点を有している。
・速度伝達比が固定されている。
・雑音レベルが、４０ＭＷの場合には１００ｄｂ超、７０ＭＷの場合には１１５ｄｂ超である。
・負荷の如何を問わず機械損失が存在する。
・オイルによる冷却および潤滑に関する要件が厳しい。

整流器／インバータの形態の静止型周波数変換器またはサイクロコンバータ（パワーエレクトロニクス機器）を使用することが１つの代替案である。その場合、以下の利点が期待される。
・体積と回転速度の積が一定であることに伴い、発電機のコストが低下する。
・発電機が５０Ｈｚと６０Ｈｚの両方で規格化される。
・速度が可調整なため、タービンの部分負荷効率の回復が可能である。
・少なくとも部分負荷時に関しては、歯車装置に関連する損失が減る。
・雑音が大幅に低減する。
・冷却がクリーン（オイル不用）である。
・可能出力に上限がない。その結果、タービンを小さくすることでタービンのコストを大幅に低下させることができる。これは歯車装置によっては得られない選択肢である。
・発電機をスタータモータとして使用することができる（ガスタービン使用の場合）。

発電の場合でも駆動の場合でも、静止型周波数変換器またはサイクロコンバータの損失の低減は大幅なコスト削減をもたらす。損失の低減は何よりも投資コストに影響する。というのも、冷却がコンバータの全コストのかなりの部分を占めるからである。

さらに、冷却要求が緩和されることで、電子機器をよりコンパクトにするという選択肢が得られるため、パワーエレクトロニクス機器を発電所または発電機ユニットにも容易に組み込むことができるようになる。パワーエレクトロニクス機器を発電機ユニット内にコンパクトに組み込めば、接続ラインが短くなり、冷却装置の共用ができ、全体的な体積も小さくなる（建築費の削減）といった更なる利点が得られる。

数十ＭＷまでの大規模な駆動の場合、これらの利点は損失の低減からも生じるため、タービンを直接機械的に駆動するのに比べて競争上の利点が得られる。

整流器／インバータで用いられる間接変換（ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ）は、三相電源（電動機の場合には電源、発電の場合には発電機）から一定の向きの直流電流または一定の向きの直流電圧を発生させることで生じる。その後、この直流電流または直流電圧はインバータによって再び交流に変換される。

電流のリップル成分またはスパイクを減少させるために、インダクタンス（電流変換器）またはキャパシタバンク（電圧変換器）が中間回路に接続される。

最近は、整流器／インバータにサイリスタが使用される。サイリスタの自然転流が可能ならば、コンバータにおける損失は低減する。しかし、例えば誘導電動機であれば、無効電力を吸収してしまう。この無効電力を電源から使用可能にするには、いつでも所望の時点にコンバータの特定の枝路の電流をスイッチオフすることができなければならない。この場合、強制転流が生じるため、損失は増大する。電力機器（発電機または電動機）では、相電流はチョッパ制御された直流電流である。電機子反作用は一定の速度および振幅で回転せずに、転流サイクルに従って跳び回る。６パルスまたは１２パルスコンバータは電機子反作用に対して６または１２の異なる角度位置をもつ。その結果、電力機器に強く脈動するトルクと大きな付加損失が生じ、電力機器が劣化しかねない。１２パルスコンバータの場合、この作用は６パルスコンバータの場合の１／４である。

電圧変換器は、本質的にスイッチング損失の大きいＧＴＯも使用すれば、ＩＧＢＴまたはＩＧＣＴも使用する。個々の素子の電力はサイリスタの電力よりも低いため、結果として、規定電圧または規定電流に必要とされる素子の数は多くなる。パルス幅変調技術は電流曲線の形状を改善し、高調波を低減するので、電圧変換器に使用するとよい。スイッチング周波数は高ければ高いほどよいが、損失と誘電疲労に関してはその限りではない。電流曲線の形状はだいたい正弦波形とすることができるので、電力機器の電力の低下は防止される。

直接変換（ＡＣ／ＤＣ）は、例えば、いわゆるサイクロコンバータを用いることで可能である。直接変換は電力機器の観点からすれば大きな利点である。というのも、上記の電流はチョッパ制御された直流電流というよりも、大体において正弦波形だからである。直接変換は電力機器内に付加的に生じる損失を減らし、また脈動トルクを防止する。

しかし、サイクロコンバータを使用すると、実現可能な周波数範囲が入力周波数の０−１／３に制限されてしまう。不均衡な動作のため、１／３の限界を超えると、３倍までの寸法過大が生じる。

直接変換を実現する別の方法はいわゆるマトリクスコンバータを使用することである。マトリクスコンバータでは、多相電源（発電機または電源）の各相が双方向スイッチ（例えば、非特許文献１を参照せよ）により多相負荷（電源、受動負荷、電動機等）の各相に接続される、あるいは接続可能である。上記スイッチは適切な個数のサイリスタから構成されており、位相ごとに異なる電圧と相電流とに耐え、電流反転を可能にする。これらのスイッチは真に双方向性の素子と見なすことができるものであり、任意選択により、スナバのような追加配線や、逆並列素子に駆動パルスを供給する電源を共同で使用することが可能である。

これらのスイッチは（ｍ×ｎ）マトリクスの形に配列される。ここで、ｍは電源の相数であり、ｎは負荷の相数である。このため、入力相と出力相を望み通りに任意に接続することが可能である。しかし、その一方で、マトリクスのあるスイッチング状態を許容してしまうと、例えば短絡が生じるという欠点もある。さらに、ある相から別の相へ転流を行い、スイッチング損失をできるだけ小さくすることが望ましい。

特許文献１には、マトリクスコンバータとその作動方法が記載されており、この作動方法では、相間の転流は部分的に自然転流として行われ、自然転流が可能でない場合には、強制転流を用いる。この種の選択をすれば、スイッチング損失は自然転流により減少するが、強制転流から生じるスイッチング損失は依然として残る。さらに、強制転流を行う場合があるため、マトリクス上のすべての位置において、スイッチオフの可能な素子を使用することを余儀なくされる。このため、スイッチングのコストが著しく増大してしまう。

しかし、自然転流のみを用いてマトリクスコンバータを作動させることは可能である。これは、ある条件が満たされたときにのみ、発電機の選択された既接続の位相から発電機の選択された未接続の位相へのスイッチングを許可することで実現される。このようなマトリクスコンバータとその作動形態は特許文献２および対応する特許文献３にも開示されている。

しかし、マトリクスコンバータの安価で信頼のできる制御を可能にするこの作動形態は周波数の制御にしか使用できず、電圧の制御には使用できない。したがって、電圧は大規模発電において一般的な励起システムを用いて制御される。

能動発電機に対するトリガパルスの生成に使用される、いわゆる「クロック」シーケンスでは、一定の時間幅でマトリクスコンバータの転流が要求され、発電機の相数は転流のたびに１単位ずつ増える。

電流と電圧の条件の間に不整合があるため、周期的に遅延する転流もある。この方法の強みは、転流周波数が正しい出力周波数を得るための正に最小値であることと、損失散逸が最小であることから生じる。

クロックシーケンスは、その性質上、閉ループ制御からの要求と衝突しかねない転流の遅延をもたらす。実際には、転流が可能でない期間中に転流が予想されたり、遅延されるのならば、何も起こらない。閉ループ制御の挙動がやや混沌とすることはありうる。
加えて、上で述べたように、クロックシーケンスでは電圧の微調整はできない。電圧は励起によって変化させるしかない。
ＵＳ Ａ ５，５９４，６３６ ＤＥ−Ａ−１００ ５１ ２２２ ＥＰ−Ｂ−１ １９９ ７９４ N. Mohan et al., Power Electronics, 2nd Edition, John Wiley & Sons, New York pp 11-12

本発明の課題はマトリクスコンバータの制御方法を改善することである。

上記課題は、発電機のｎ個の位相を電源に接続された負荷のｎ_r個の位相をもつ交流電圧に変換する動作の際に、前記負荷のｎ_r個の位相を（ｎ×ｎ_r）マトリクスの形に配列された制御可能な複数の双方向スイッチを介して交互に接続することにより、前記発電機のｎ_r個の位相をつねに前記負荷に接続させ、前記発電機の（ｎ−ｎ_r）個の位相は前記負荷に接続せさない形式のマトリクスコンバータの作動方法において、時点ｔにおける前記発電機の位相ｋからグリッドの位相ｃへのスイッチングを制御するために、破線である区分的に連続な周期関数ｋ（ｔ）を用い、各区間ｉを開始時点ｔ_iと脈動率ω₁により定め、制御のためにｋ（ｔ）の値を最も近い整数値に丸めるようにすることにより解決される。

本発明が提案する「高度クロック」方法とは、直ちに行うことのできる転流に対して要求を発生させるという考え方であり、この方法は転流周波数が低いという利点を維持しつつ、出力電圧の整形をも可能にする。

その（主な）目的は以下の特徴を備えたシーケンスを発生させることである。
１．転流が直ちに行われる
２．電圧の位相が制御される（グリッド周波数における成分）
３．電圧の位相を変えずに電圧の振幅を同調させることができる
４．「安全角」管理および／またはＴＨＤ（全高調波歪み）同調が可能である
転流が直ちに行われるシーケンスを得ることは容易であり、単に転流が可能になるまで要求を遅延させればよい。実際には、適正な閉ループ制御に必要とされるような制御された出力電圧をこのようにして得ることは不可能である。

具体的には、本発明は、発電機のｎ個の位相を電源に接続された負荷のｎ_r（ｎ_r＜ｎ）個の位相をもつ交流電圧に変換にする動作の際に、負荷のｎ_r個の位相を（ｎ×ｎ_r）マトリクスの形に配列された制御可能な複数の双方向スイッチを介して交互に接続することにより、発電機のｎ_r個の位相はつねに負荷に接続させ、発電機の（ｎ−ｎ_r）個の位相は負荷に接続されないマトリクスコンバータの作動方法を提案するものである。

発電機の位相ｋからグリッドの位相ｃへのスイッチングを制御するために線形増加関数ｋ（ｔ）を使用する従来技術とは対照的に、本発明は、時点ｔにおける発電機の位相ｋからグリッドの位相ｃへのスイッチングを制御するために、区分的に連続な周期関数ｋ（ｔ）を提案する。この関数ｋ（ｔ）は破線であり、各区間ｉは開始時点ｔ_iと脈動率ω₁により定められ、制御のためにｋ（ｔ）の値は最も近い整数値に丸められる。
この目的に適した１つの関数は次のように定義される。
ここで、θ_oiはｋ（ｔ）を連続関数にするためのオフセット角であり、ｎは発電機の相数であり、ｃはコンバータの位相であり、φ_gは発電機電圧の位相ズレであり、φ_cはコンバータ電圧の位相ズレである。

大電力変換での使用のほとんどにおいて、グリッドの半周期を２〜５の区間に、好ましくは３または４の区間に分割するだけで十分であることが分かっている。実際、提案された制御のコンテキストでは、できるだけ多くの発電機位相を有していると有利である。したがって、６つより多くの、例えば２７個，５４個、あるいはもっと多くの位相を有していると有利である。

これら区間の特に有利な径数付けは一般に次の通りである。
・第１の区間の開始点ｔ₁は出力電流が零交叉を通過する瞬間となるように選ばれ、第１の脈動率ω₁は発電機の脈動率以上となるように選ばれる。
・第２の区間の開始点ｔ₂は発電機電圧が実質的にその最大値に達し始める瞬間となるように選ばれ、および／または、第２の区間の脈動率ω₂は零または少なくとも正となるように選ばれる。
・第３の区間の開始点ｔ₃は発電機電圧が実質的にその最大値から下がり始める瞬間となるように選ばれる。
・第３の区間の開始点ｔ₃と第２の区間の開始点ｔ₂の間の時間差は０．５〜５ｍｓの範囲内である。

本発明の別の好ましい実施形態によれば、マトリクスコンバータは、発電機からのエネルギーを負荷に変換する動作の際、自然転流のみが生じるように、発電機の選択された既接続の位相から発電機の選択された未接続の位相へのスイッチングのみを許可する。

さらに、本発明は上記方法を実行するマトリクスコンバータにも関しており、当該マトリクスコンバータは、（ｎ×ｎ_r）マトリクスの形に配列された複数の可制御双方向スイッチを含んでおり、該スイッチは、制御ユニットにより制御され、ｎ個の入力をｎ_r個の出力に選択的に接続するものであり、入力の電流の符号を判定する第１の手段と入力間の電圧の符号を判定する第２の手段とが設けられており、該第１および第２の手段は制御システムと能動接続されており、該制御システムは前記スイッチをトリガする区分的に連続な周期関数ｋ（ｔ）を使用することを特徴としている。

前記スイッチは該スイッチのスイッチ状態に関する情報を制御システムに伝達する信号線を介して制御システムに接続されていることが好ましい。

本発明はまた、上記のような少なくとも１つのマトリクスコンバータと、ロータおよびステータを含む少なくとも１つの発電機とを含んだ発電機ユニットにも関する。

本発明のさらなる実施形態は従属請求項にその概略が示されている。

図面を参照すると、図１には、自然転流のみを許可するよう設計および制御された６つの入力相と３つの出力相とを持つマトリクスコンバータの概略的な回路図が示されている。なお、図面は本発明の有利な実施形態を説明するためのものであり、本発明の実施形態を限定するものではない。このようなマトリクスコンバータはDE-A-100 51 222および対応するヨーロッパ特許出願にも開示されている。

これらの文献に記載されているマトリクスコンバータとその作動形態は本明細書で示す実施例の基礎を成す。マトリクスコンバータ１０は、発電機１１が発生させる電圧の周波数を負荷１２が要求する周波数に変換するために使用した場合、時系列で発電機１１の位相Ｇ１，．．，Ｇ６を負荷１２の３つの位相Ｌ１，．．，Ｌ３に接続する。なお、負荷１２とはすなわち発電機に接続されたグリッドである。

このために必要な電力素子１３は逆並列スイッチモードサイリスタの形態の双方向スイッチ１４を含んでいる。これらのスイッチ１４は（６×３）マトリクスの形に配列されている。制御システム１７はスイッチ１４を選択するために設けられており、クロック１８から時間信号（クロック周波数）を受信する。スイッチ１４のスイッチング状態（ＯＮ，ＯＦＦ）は監視され、それぞれ第１の信号線２０を介して制御システム１７に報告される。スイッチ１４はそれぞれ制御システム１７によって制御線１９を介して選択される。

発電機１１の個々の位相Ｇ１，．．，Ｇ６の各々に電流測定器１５が配置されており、これら電流測定器１５はそれぞれ相電流の符号を第２の信号線２１を介して制御システム１７に報告する。さらに、発電機１１の位相Ｇ１，．．，Ｇ６の間には電圧測定器１６が配置されており、該電圧測定器はそれぞれの位相差電圧の符号を第３の信号線２２を介して制御システム１７に報告する。

特許文献２に開示されているように、マトリクスコンバータ１０内での転流に関する基準を導き出してもよい。この転流基準は、特に、スイッチオフするべき位相とスイッチオンすべき位相の間の位相差電圧とスイッチオフすべき位相における相電流との積の符号に基づくものである。この積が負ならば、こられ２つの位相の間の転流が許可される。そうでなければ、転流は禁止される。転流は、規定の時間の経過後に転流が生じている場合および転流基準が満たされている場合に、制御システム１７によってトリガされる。転流には発電機１１の「自由な」位相が必要であり、かつ、短絡を避けるには、どのような場合でもいくつかのスイッチ１４は活動化していなければならないので、制御システム１７は位相Ｇ１，．．，Ｇ６のうちのどれが自由であるか、すなわち、位相Ｇ１，．．，Ｇ６のうちのどの位相において対応するすべてのスイッチ１４が開いているか、すなわち電力を伝達していないかをつねに知っていなければならない。実行すべき転流に適したスイッチがスイッチオンされるためには、制御システム１７は出力相Ｌ１，．．，Ｌ３のうちのどの位相に対して転流すべき位相がスイッチされるのかも知っていなければならない。上に述べた転流基準は、転流時点ｔ₀において、転流元である位相Ｇｘの電流ｉＧｘの絶対値が低下しつつあり、かつ、転流先である位相Ｇｙの電流ｉＧｙの絶対値が増大しつつあるのでなければ、発電機１１の２つの位相の間の自然転流を成功裡に実行することはできないという物理的な前提に基づいている。この必要条件は、転流先の位相は転流元の位相よりも高い起電力および転流元の位相と同じ方向を有すべきことを意味している。しかし、起電力はアイドリング中にしか測定できないので、転流基準は容易に利用または測定が可能な量を用いて確立されるべきである。

特許文献２で広範に論じられているように、自然転流のみを選択するための転流基準を得ることもできる。この転流基準は下式で与えられる。
ここで、Ｋ_ijklは発電機の位相の相互インダクタンスと負荷のインダクタンスとに依存する定数である。したがって、発電機と負荷の自己インダクタンスと相互インダクタンスによって決まる定数Ｋ_ijklが既知ならば、容易に測定可能な量である相電流Ｉ_kと位相差電圧Ｖ_k−Ｖ_lの符号から、発電機の位相ｋと位相ｌの間の意図した自然転流が実行可能であるか否かをつねに判定することができる。条件ないしルール（１）は電流および電圧の符号にのみ依存し、それらの実際値には依存しない。したがって、転流条件に必要な情報は非常に簡単な検出器または測定器によって得ることができる。

この判定プロセスは、図１のマトリクスコンバータ１０の場合であれば、スイッチ１４の選択に導くが、非常に単純なものである。
・まず、クロック１８が、所望の周波数と、もし利用可能ならば、何らかのフィードバック情報とに従って、新たな転流をどの時点で行うべきかを、すなわち、どの時点で現在負荷１２に接続されている位相を他の位相に替えるべきかを制御システム１７に通知する。
・スイッチ１４と位相Ｇ１，．．，Ｇ６の連続的な監視の結果、制御システム１７は、どの位相が自由であるか、すなわち、電流を伝達しないのかということと、次いで安全に転流させうるのはどの位相であるのかを知る。１回または２回の転流が可能ならば、対応するスイッチ１４はトリガされる。すでに上で述べたように、３つの位相の同時転流は防止される。第２および第３の転流（それ自体は可能）はいずれも安全に実行可能となるまで延期される。

マトリクスコンバータを制御する方法を決めるためには、まず転流の周波数を評価しなければならない。標準的な条件の下でこれがどのようにして行われるのかに関して、以下にその原理の概略を述べる。
まず始めに、いくつかの関係式を定義する：
時点ｔにおいて、発電機の位相ｋはコンバータの位相ｃに接続される。したがって、電圧の等式を次のように書くことができる。
φ_gとφ_cはそれぞれ発電機電圧とコンバータ電圧の位相ズレである。
この式には２つの解がある：
すなわち、
可能な転流周波数は２つあることが分かる。第１の解は低い方の転流周波数に、したがって転流の回数が少ないことに対応するので、第１の解を保持する。

負の周波数を避けるために、次式を用いる：
これで、コンバータ制御のための転流の時点は次のようにして求めることができる：
コンバータ電圧Ｖ_cが発電機電圧Ｖ_gと同相ならば、時点ｔと電源位相ｃに接続すべき発電機位相ｋとの関係は次の通りである：
正規の転流間隔δｔを導入すると
転流は時点ｔ_kにおいて生じる：
ここで、（ｋ−１／２）δｔ：正規の区間
εｋ：転流ｋのδｔだけのシフト［ｐｕ単位系］
ｋ０：電源位相のδｔだけの大域的なシフト［ｐｕ単位系］（１相については０）
発電機周波数ｆが電源周波数ｆ_rよりも高い場合には、電源の各相は昇順で順次発電機位相に転流する。

発電機位相Ｇ_ｋは、期間［ｔ_k−１；ｔ_k］の間、１つの電源位相に接続されている。コンバータ出力電圧は次の式により与えられる：
これはクロックの目標曲線である。

それとは逆に、周波数が上昇する場合には、転流の順序を逆にしなければならない。すなわち、位相ｋから位相（ｋ＋１）へではなく、位相（ｋ−１）へ転流させる。期間［ｔ_k−１；ｔ_k］の間、位相Ｇ_kに代わって位相Ｇ_k'が接続される。ただしここで、ｋ’＝（２−ｋ） modulo ｎ。コンバータ出力電圧は下式の通りとなる。
この式に転流周波数の符号を導入すれば、両方のケースを組み合わせることができる。
注意：両方のケースにおいて、位相Ｇ１は、転流が正規であれば、期間［−δｔ／２；δｔ／２］の間Ｎ₁に接続される。

本発明によれば、この目標曲線は次に高度クロックシーケンスを得るために適応調整される。

上で述べたように、クロックの目標曲線は下式で定義される。
ここで、ｋは時点ｔにグリッド位相ｃに接続されるべき位相のインデックスである。上記関係式から、
ｋの現在値は容易に次のように計算できる。
したがって、相数は時間とともに線形に増大する（直線）。相数は最も近い整数に丸められる。

高度クロックシーケンスの目標曲線は次のようにして組み立てられる。
高度クロックシーケンスは位相対時間関数ｋ（ｔ）をもつ。この関数ｋ（ｔ）はもはや直線ではなく、区間の連なりからなる破線である。各区間は開始時点ｔ_iと脈動率ω_iにより定められる。関数ｋ（ｔ）は連続である。
脈動率は区間の持続する間は一定であり、出力電圧は余弦波状の弧となる。出力電圧も連続関数である。
ｋ（ｔ）が連続関数であるため、「サイクロ」シーケンスの場合のような零交叉する跳びが存在しない。
その結果生じる転流の回数は基本クロックと同じ程度に少ない。したがって、転流損失が少なく、出力電圧が「サイクロ」シーケンスの高周波部分の平滑化作用によって低下させられることもない。
シーケンスを少数の直線区間により定義することの利益は、簡単な式で、すなわち、事前に計算したフーリエ変換によって、高調波歪みを予測することができることにある。より洗練された波形も可能である。
シーケンスは周期的である。シーケンスはグリッドの半周期にわたって定義されなければならない。したがって、高度クロック管理はより短い時間で行われる。

必要な区間はいくつか
・グリッド半周期につき２つの区間ならば、転流が直ちに行われ、しかも出力電圧の位相も制御されるようなシーケンスを生成することが可能である。
・グリッド半周期につき３つの区間ならば、さらに電圧の振幅を同調させることが可能である。
・グリッド半周期につき４つの区間ならば、第４の区間は電圧をさらに整形するために、例えば、転流の行われる時点が電流の零交叉に近づき過ぎないようにするために使用することができる。

以下では、高度クロックはグリッドの半周期につき４つの区間で定義されている。必要および適切ならば、追加区間を加えてもよい。

高度クロックの相数ｋ（ｔ）は
である。ここで、θ_oiはｋ（ｔ）を連続関数にするために必要なオフセット角である。

図２には、相応する結果が、すなわち、高度クロックを用いて得られた出力電圧波形３２が、電流波形３１および発電機電圧波形３３と対比して示されている。なお、この例では、ｔ₄＝ｔ₅である。

図２のプロットは、発電機位相が非常に多数あると仮定した上での電圧波形を示したものである。時間パラメータも示されている。曲線のパラメータは次のように定義されている。
・ｔ₁は出力電流の零交叉時点である。ｔ₁からｔ₂までは、脈動率はω₁である。この期間の間、次の位相への転流は不可能であるから、ω₁は発電機の脈動率ωに等しいか、それよりも高くなくてはならない。
・ｔ₂はｔ₁後に発電機電圧が初めてその最大値に達する時点である。その後、通常の転流（ｉ->ｉ＋１）を再度行ってもよい。ｔ₂からｔ₃までは、脈動率はω₁である。この期間の間、電圧は発電機電圧のピーク値に近くなると予想される。電圧はω₂がゼロであるとき最大である。ω₂がゼロに設定されていない場合でも、ＴＨＤの改善という理由から、ω₂は好ましくは少なくとも正でなければならない。
・ｔ₃は高電圧区間の終了時点である。区間ｔ_p＝ｔ₃−ｔ₂の持続時間は電圧の二乗平均平方根に大きな影響力をもつ。ｔ₃からｔ₄までは、脈動率はω₃である。
・ｔ₄は自由パラメータである。ｔ₄後の脈動率はω₄である。この区間の考えられる利用法の１つは電流の零交叉の前に転流を防止することである。この場合、ω₄＝ω₁である。
・ｔ₅＝ｔ₁＋π／ωはいま考察しているグリッド半周期の終了時点である。これはｔ₁の次の値に等しい。

径数付け、高調波関数
高度クロックシーケンスは、区間が４つの場合には８個のパラメータ、すなわち、４つの特性時間と４つの脈動率によって決定される。一般に、高度クロックシーケンスは区間の数の２倍のパラメータによって決定される。パラメータのうちのあるものは動作条件により固定されているが、他のものは制限なく自由である。

脈動率は例えば次のように定めてよい。
・電圧利用を最大化するためにω₂＝０
・ｔ₁〜ｔ₂およびｔ₄〜ｔ₅からの転流要求を避けるためにω₄＝ω₁＝ω
・ω₃は次の式から得られる。
ω₁（ｔ₂−ｔ₁)＋ω₃（ｔ₄−ｔ₃）＋ω₄（ｔ₅−ｔ₄）＝π
（正しい周波数を得るため）または一般的に
特性時間に関しては
・ｔ₁：モニタ／設定からの電流の零交叉時点
・ｔ₂：方程式Ｓ_I＝０を解くことにより得られる
・ｔ₃およびｔ₄は自由パラメータであるが、選ばれた方がｔ₂の値を決定する
例えばｔ₄＝ｔ₅とした上記径数付けの場合、高調波関数は下式により与えられる。

提案した方法は電圧同調の機能も可能にする。最も重要なパラメータは脈動率がω₂であるｔ₂からｔ₃までの区間の持続時間ｔ_p＝ｔ₃−ｔ₂である。

同調の可能性を示す図３では、パラメータｔ_pは小さい幅で０ｍｓから３ｍｓまで変化している。

図４は図２と基本的に同じであるが、位相が２７個ある構成の場合を示している。

図４の波形では、出力電圧は、ほんどの時間、発電機電圧よりも高い。次の表１は図４の曲線の増幅率を示したものである。

完全に自然な転流に使用しうる６つの入力相と３つの出力相から成るマトリクスコンバータによる転流を概略的に示したものである。 出力の電流波形と高度クロックによる出力電圧波形を、時間および区間時間の値の関数として示したものである。 ｔ_pのさまざまな値に対して、出力の電流波形と高度クロックによる出力電圧波形を時間の関数として示したものである。 図３と同じであるが、位相が２７個ある構成の場合を示したものである。

符号の説明

１０ マトリクスコンバータ
１１ 発電機
１２ 負荷／電源（動作モードによる）
１３ 電力素子
１４ スイッチ（双方向）
１５ 電流測定器
１６ 電圧測定器
１７ 制御システム
１８ クロック
１９ 制御線
２０，．．，２２ 信号線
３１ 出力電流波形
３２ 高度クロックによる電圧波形
３３ （発電機）電圧
ｋ 実際の発電機位相
ｋ（ｔ） 位相対時間関数
ｔ_i 区間の開始時点
ω_i 区間の脈動率
θ_oi オフセット角
ｃ 実際のコンバータ位相
φ_g 発電機電圧の位相ズレ
φ_c コンバータ電圧の位相ズレ
ｎ 発電機の相数
ｎ_r 電源の相数
ｆ，ω 発電機の周波数と脈動率
ｆ_r，ω_r 電源の周波数と脈動率
ｆ_c，ω_c 転流の周波数と脈動率
Ｓ_c 転流周波数の符号（１または−１）
δｔ 正規の転流間隔
ｆ₀ 基本周波数（ｆとｆ_rの最大公約数）
Ｎ 基本周期内の転流の回数
Ｇ１，．．，Ｇ６ 位相（発電機）
Ｌ１，．．，Ｌ３ 位相（負荷／電源、動作モードによる）

Claims (12)

1. 発電機（１１）のｎ個の相（ｋ，Ｇ１，．．，Ｇ６）の交流電圧を、ｎｒ相の電源に接続された負荷（１２）のｎ_r（ｎ_r＜ｎ）個の相（ｃ，Ｌ１，．．，Ｌ３）の交流電圧に変換する、（ｎ×ｎ _r ）マトリクスの形に配列された制御可能な複数の双方向スイッチ（１４）を有する、マトリクスコンバータの作動方法であって、
   その変換の際に、前記発電機（１１）のｎ_r個の相をつねに前記負荷（１２）に接続させ、前記発電機（１１）の（ｎ−ｎ_r）個の相は前記負荷（１２）に接続させない形式のマトリクスコンバータ（１０）の作動方法において、
   時点ｔにおける前記発電機の相ｋから前記電源の相ｃへのスイッチングを制御するために、連続する区間関数ｋ（ｔ）を用い、なお、前記各区間ｉを開始時点ｔ_iと角周波数ω _ｉ により定め、
   制御のためにｋ（ｔ）の値を最も近い整数値に丸める、
   前記関数ｋ（ｔ）が、
   である、
   ただし、θ _0i はｋ（ｔ）を連続関数にするためのオフセット角であり、ｎは発電機の相数であり、ｃはコンバータの相であり、φ _g は発電機電圧の位相ズレであり、φ _c はコンバータ電圧の位相ズレである、
   ことを特徴とする、マトリクスコンバータ（１０）の作動方法。
2. 前記電源の電圧周波数の周期の半周期にわたって２つまたは３つの区間を用いる、請求項１記載の方法。
3. 前記電源の電圧周波数の周期の半周期にわたって４つの区間を用いる、請求項１記載の方法。
4. 第１の区間の開始点ｔ₁は出力電流が零交叉を通過する瞬間となるように選ばれ、第１の角周波数ω₁は前記発電機の角周波数ω₁に等しいか、またはω₁よりも大きくなるように選ばれる、請求項１から３のいずれか１項記載の方法。
5. 第２の区間の開始点ｔ₂は発電機電圧が実質的にその最大値に達し始める、前記ｔ ₁ の後の瞬間となるように選ばれ、および／または、第２の区間の角周波数ω₂はゼロまたは少なくとも正となるように選ばれる、請求項１から４のいずれか１項記載の方法。
6. 第３の区間の開始点ｔ₃は発電機電圧が実質的にその最大値から下がり始める瞬間となるように選ばれる、請求項１から５のいずれか１項記載の方法。
7. 第３の区間の開始点ｔ₃と第２の区間の開始点ｔ₂の間の時間差は０．５〜５ｍｓの範囲内である、請求項１から６のいずれか１項記載の方法。
8. 前記マトリクスコンバータ（１０）は、前記発電機（１１）からのエネルギーを前記負荷（１２）に変換する動作の際、自然転流のみが生じるように、前記発電機（１１）の選択された既接続の相から前記発電機（１１）の選択された未接続の相へのスイッチングのみを許可する、請求項１から７のいずれか１項記載の方法。
9. マトリクスコンバータ（１０）であって、
   （ｎ×ｎ _r ）マトリクスの形に配列された複数の制御可能な双方向スイッチ（１４）と、
   発電機（１１）のｎ個の相（ｋ，Ｇ１，．．，Ｇ６）の交流電圧を、ｎｒ相の電源に接続された負荷（１２）のｎ _r （ｎ _r ＜ｎ）個の相（ｃ，Ｌ１，．．，Ｌ３）の交流電圧に変換するために、前記スイッチ（１４）を制御するための、前記マトリクスコンバータに接続された、制御ユニット（１７）と、
   なお、前記発電機（１１）のｎ _r 個の相をつねに前記負荷（１２）に接続させ、前記発電機（１１）の（ｎ−ｎ _r ）個の相は前記負荷（１２）に接続させない、
   前記マトリクスコンバータ（１０）の入力における電流の極性を決定するための第1の手段（１５）と、
   前記マトリクスコンバータ（１０）の各入力間の電圧の極性を決定するための第２の手段（１６）と、
   を有し、前記第１の手段（１５）と前記第２の手段（１６）とは前記制御ユニット（１７）に接続されている、
   マトリクスコンバータ（１０）において、
   前記制御ユニット（１７）は、前記スイッチ（１４）をトリガするために、下記連続する区間関数ｋ（ｔ）を使用する、
   前記関数ｋ（ｔ）が、
   である、
   ただし、θ _0i はｋ（ｔ）を連続関数にするためのオフセット角であり、ｎは発電機の相数であり、ｃはコンバータの相であり、φ _g は発電機電圧の位相ズレであり、φ _c はコンバータ電圧の位相ズレである、
   ことを特徴とする、マトリクスコンバータ。
10. 前記スイッチ（１４）は信号線（２０）を介して前記制御ユニット（１７）に接続されており、前記スイッチ（１４）のスイッチ状態に関する情報は前記信号線（２０）によって前記制御ユニット（１７）に伝送される、請求項９記載のマトリクスコンバータ。
11. 前記双方向スイッチ（１４）は逆並列スイッチモードサイリスタを含んでいる、請求項９または１０記載のマトリクスコンバータ。
12. 請求項９から１１のいずれか１項記載の少なくとも１つのマトリクスコンバータ（１０）と少なくとも１つの発電機（１１）とを含む発電機ユニットであって、前記発電機（１１）がロータとステータを含むことを特徴とする発電機ユニット。