JP5397264B2

JP5397264B2 - 放熱型流量センサのヒータ駆動回路

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Publication number: JP5397264B2
Application number: JP2010039089A
Authority: JP
Inventors: 博海有吉
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-02-24
Filing date: 2010-02-24
Publication date: 2014-01-22
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Also published as: JP2011174814A

Description

本発明は、ヒータ抵抗の発熱を制御する、放熱型流量センサのヒータ駆動回路に関するものである

従来、放熱型流量センサのヒータ抵抗の発熱を制御するヒータ駆動回路として、例えば特許文献１に示される構成が提案されている。

特許文献１では、流体温度補償用抵抗体と発熱用抵抗体温度モニターが、それぞれ他の抵抗体に連結されてブリッジ回路を構成している。そして、ブリッジ回路の出力が増幅器で差動増幅され、増幅器の出力によってスイッチング用トランジスタのベース電位が制御され、当該スイッチング用トランジスタに接続された発熱用抵抗体に印加される駆動電圧が制御されるようになっている。

特公平５−８４８６７号公報

図１は、特許文献１に示されたフローセンサ（特許文献１の図６参照）のうち、ヒータ駆動回路の部分に相当する図である。

図１に示されるヒータ駆動回路１０では、発熱用抵抗体（以下、ヒータ抵抗１１と示す）の熱を受けて抵抗値が変化する発熱用抵抗体温度モニター１２（以下、傍熱抵抗１２と示す）と第１抵抗１３とが、傍熱抵抗１２を低電位側（グランド電位側）として直列に接続され、流体の温度によって抵抗値が変化する流体温度補償用抵抗体１４（以下、温度計測抵抗１４と示す）と第２抵抗１５とが、温度計測抵抗１４を低電位側（グランド電位側）として直列に接続されてブリッジ回路が構成されている。

このブリッジ回路における、傍熱抵抗１２と第１抵抗１３の接続点の電位（中点電位Ｖｉ）は、増幅器１６（以下、アンプ１６と示す）の反転入力端子に入力され、温度計測抵抗１４と第２抵抗１５の接続点の電位（中点電位Ｖｋ）は、アンプ１６の非反転入力端子に入力されるようになっている。また、傍熱抵抗１２及び温度計測抵抗１４がいずれも正の温度係数を有している。

そして、アンプ１６の出力に基づいて、ヒータ抵抗１１に接続されたスイッチング用トランジスタ１７（以下、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７と示す）が駆動され、傍熱抵抗１２と温度計測抵抗１４との温度差が一定となるように、ヒータ抵抗１１の発熱が制御される構成となっている。

また、傍熱抵抗１２の抵抗値をＲｉ、温度計測抵抗１４の抵抗値をＲｋ、第１抵抗１３の抵抗値をＲ１、第２抵抗１５の抵抗値をＲ２とすると、無通電状態（同一温度）で、Ｒｋ＞Ｒｉであり、且つ、電源電圧投入直後において、温度計測抵抗１４側の中点電位Ｖｋのほうが、傍熱抵抗１２側の中点電位Ｖｉよりも高い（Ｖｋ＞Ｖｉ）状態となるように、Ｒ１，Ｒ２が設定（例えばＲ１＝Ｒ２）されている。

このようなヒータ駆動回路１０では、同一温度でＲｋ＞Ｒｉであり、電源電圧Ｖｃｃの投入時、ヒータ抵抗１１から傍熱抵抗１２への熱伝導に時間がかかるため、ヒータ抵抗１１の温度は低い。したがって、図２に示されるように、電源電圧投入直後からしばらくの間は、中点電位Ｖｋのほうが中点電位Ｖｉよりも高く（Ｖｋ＞Ｖｉ）、特に電源電圧投入直後ほど中点電位Ｖｋ，Ｖｉの電位差（Ｖｋ−Ｖｉ）が大きい状態となる。

このため、電源電圧投入直後は、ヒータ抵抗１１に印加される電位Ｖｅはほぼ電源電圧Ｖｃｃとなる。そして、ヒータ抵抗１１の発熱により、傍熱抵抗１２の温度が上昇し、これにより中点電位Ｖｉが上昇して中点電位Ｖｋと等しくなると、以後は、中点電位Ｖｋ，Ｖｉの等しい状態を維持するように、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７の駆動が制御される。なお、アンプ１６が位相補償用コンデンサを有するため、図２では、便宜上、中点電位Ｖｉが中点電位Ｖｋと等しくなった以後のＶｅを、電源電圧Ｖｃｃとグランド電位との間の所定電位でほぼ一定と示している。

このように、電源電圧投入からＶｋ＝Ｖｉとなるまでは、ヒータ抵抗１１に電流が流れる。特に電源電圧投入直後では、電位差（Ｖｋ−Ｖｉ）が大きいため、ヒータ抵抗１１に過大な電流が流れる。なお、図２では、便宜上、電源電圧投入後からＶｋ＝Ｖｉとなるまでの電位Ｖｅを一定としている。

ところで、ヒータ抵抗１１は、シリコンなどの半導体基板上に構成されたメンブレンに形成されており、半導体基板におけるメンブレンの周囲部位に対して熱的に遮断された構造となっている。したがって、上記したようにヒータ抵抗１１の電位Ｖｅが電源電圧Ｖｃｃになると、過大な電流がヒータ抵抗１１に流れて、ヒータ抵抗１１の温度は瞬時に上昇する。

このときのヒータ抵抗１１の温度は、ヒータ抵抗１１の通常動作時の温度よりはるかに高く、場合によっては５００℃以上になることもありえる。従来のヒータ駆動回路１０では、このような温度上昇によりヒータ抵抗１１が劣化し、ヒータ駆動回路１０の信頼性が低下するという問題があった。

本発明は上記問題点に鑑み、ヒータ抵抗の劣化を抑制することができる放熱型流量センサのヒータ駆動回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成する為に、請求項１に記載の発明は、
通電による発熱するヒータ抵抗と、
ヒータ抵抗の熱を受けて抵抗値が変化する傍熱抵抗と第１抵抗とが直列に接続され、流体の温度によって抵抗値が変化する温度計測抵抗と第２抵抗とが直列に接続されて構成されたブリッジ回路と、
ブリッジ回路における、傍熱抵抗と第１抵抗の接続点の電位（以下、中点電位Ｖｉと示す）と、温度計測抵抗と第２抵抗の接続点の電位（以下、中点電位Ｖｋと示す）とを差動増幅する差動増幅器と、
ヒータ抵抗に接続され、差動増幅器の出力に基づいてヒータ抵抗への通電状態を制御するヒータ抵抗駆動用トランジスタと、を備え、
傍熱抵抗と温度計測抵抗との温度差が一定となるように、ヒータ抵抗の発熱を制御する放熱型流量センサのヒータ駆動回路であって、
温度計測抵抗に対して遅延用コンデンサが並列に接続され、
温度計測抵抗の抵抗値と遅延用コンデンサの容量で決定される時定数τ１が、ヒータ抵抗から傍熱抵抗への熱伝導の時定数τ２、すなわち傍熱抵抗の抵抗値の温度上昇による変化の時定数τ２、と同じとされていることを特徴とする。

本発明によれば、電源電圧を投入すると、遅延用コンデンサを設けた効果により、中点電位Ｖｋが０Ｖから時定数τ１をもって立ち上がる。これに対し、傍熱抵抗には遅延用コンデンサが接続されていないため、中点電位Ｖｉは、電源電圧投入とともに所定値（≠０Ｖ）を有することとなる。したがって、電源電圧投入直後から中点電位Ｖｋが上昇して中点電位Ｖｉを超えるまでは、ヒータ抵抗には電流が流れない。

また、中点電位Ｖｋが上昇して中点電位Ｖｉを超えると、ヒータ抵抗駆動用トランジスタがオンとなり、中点電位Ｖｋ，Ｖｉの差に応じてヒータ抵抗に電流が流れて発熱する。そして、熱伝導によって傍熱抵抗の抵抗値が変化し、中点電位Ｖｉが上昇する。この熱伝導は時定数τ２をもつので、中点電位Ｖｉも時定数τ２で上昇する。このとき、中点電位Ｖｋも、時定数τ２と同じ時定数τ１で上昇するので、中点電位Ｖｋ，Ｖｉは僅かな差を有した状態で、ともに同じ時定数で上昇することとなる。

そして、時定数τ１によって中点電位Ｖｋが所定の電位まで上昇しきり、熱伝導により、中点電位Ｖｉが時定数τ２をもってさらに上昇して中点電位Ｖｋと一致すると、ヒータ抵抗駆動用トランジスタがオフとなる。以後は、中点電位Ｖｋ，Ｖｉが等しい状態を維持するように、すなわち、傍熱抵抗と温度計測抵抗との温度差が一定となるように、ヒータ抵抗の発熱が制御される。

このように本発明によれば、電源電圧投入直後に、ヒータ抵抗に過大な電流が流れるのを抑制することができる。したがって、異常発熱によるヒータ抵抗の劣化を抑制し、ひいてはヒータ駆動回路の信頼性低下を抑制することができる。

具体的には、請求項２に記載のように、ブリッジ回路では、傍熱抵抗を低電位側として傍熱抵抗と第１抵抗とが直列に接続されるとともに、温度計測抵抗を低電位側として温度計測抵抗と第２抵抗とが直列に接続され、ヒータ抵抗駆動用トランジスタがｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、該バイポーラトランジスタのベースが差動増幅器の出力端子に接続された構成を採用することができる。

上記ブリッジ回路の構成においては、請求項３に記載のように、ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴであり、ヒータ抵抗駆動用トランジスタのゲートが差動増幅器の出力端子に接続された構成を採用することもできる。

また、請求項４に記載のように、ブリッジ回路では、第１抵抗を低電位側として傍熱抵抗と第１抵抗とが直列に接続されるとともに、第２抵抗を低電位側として温度計測抵抗と第２抵抗とが直列に接続され、ヒータ抵抗駆動用トランジスタがｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであり、ヒータ抵抗駆動用トランジスタのベースが差動増幅器の出力端子に接続された構成を採用することもできる。

上記ブリッジ回路の構成においては、請求項５に記載のように、ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴであり、ヒータ抵抗駆動用トランジスタのゲートが差動増幅器の出力端子に接続された構成を採用することもできる。

遅延用コンデンサは、請求項６に記載のように、ヒータ抵抗、傍熱抵抗、温度計測抵抗、第１抵抗、及び第２抵抗の形成されたセンサチップに形成されても良いし、請求項７に記載のように、上記センサチップにディスクリート部品として実装されても良い。

従来のヒータ駆動回路を示す図である。図１に示すヒータ駆動回路において、電源電圧投入後の各電位の変化を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係るヒータ駆動回路を備えた放熱型流量センサの概略構成を示す回路図である。図３に示す放熱型流量センサのうちのセンサチップを示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）のＩＶＢ−ＩＶＢ千に沿う断面図である。図３に示すヒータ駆動回路において、電源電圧投入後の各電位の変化を示すタイミングチャートである。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。なお、以下の実施形態において、従来技術として示した構成（図１参照）と同一もしくは均等である部分には、同一符号を付与する。

図３は、本実施形態に係るヒータ駆動回路を備えた放熱型流量センサの概略構成を示している。この放熱型流量センサは、例えば車載内燃機関の吸気管に配置され、吸気管内を流れる流体の流量（吸入空気量）を検出するために用いられるものである。そして、検出された吸入空気量は、燃料噴射量の制御に用いられる。

図３に示すように、放熱型流量センサは、ヒータ駆動回路１０と、流体の流量を検出するセンサ回路２０と、を備えている。

ヒータ駆動回路１０は、流量に応じてヒータ抵抗１１を発熱させ、傍熱抵抗１２と温度計測抵抗１４との温度差が一定になるように制御する回路である。このヒータ駆動回路１０の構成は、上記した図１とほぼ同じ構成となっている。すなわち、ヒータ抵抗１１、傍熱抵抗１２、第１抵抗１３、温度計測抵抗１４、第２抵抗１５、アンプ１６、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７を有している。

ヒータ抵抗１１は、電流が流されることによって発熱する抵抗体である。傍熱抵抗１２は、ヒータ抵抗１１の熱が、後述するセンサチップ３０のメンブレン３１の部分を介して伝達され、この熱を受けて抵抗値が変化する抵抗体である。また、温度計測抵抗１４は、周囲の温度（流体の温度）によって抵抗値が変化する抵抗体である。

傍熱抵抗１２と第１抵抗１３とは、傍熱抵抗１２を低電位側（グランド電位側）、第１抵抗１３を高電位側（定電位Ｖｒ側）として直列に接続され、温度計測抵抗１４と第２抵抗１５とは、温度計測抵抗１４を低電位側（グランド電位側）、第２抵抗１５を高電位側（定電位Ｖｒ側）として直列に接続されている。そして、これら直列に接続されたものが並列に接続されてブリッジ回路が構成されている。

ブリッジ回路における、傍熱抵抗１２と第１抵抗１３の接続点の電位（以下、中点電位Ｖｉと示す）は、アンプ１６の反転入力端子に入力され、温度計測抵抗１４と第２抵抗１５の接続点の電位（以下、中点電位Ｖｋと示す）は、アンプ１６の非反転入力端子に入力されるようになっている。

アンプ１６は、中点電位Ｖｉ，Ｖｋの差（Ｖｋ−Ｖｉ）を増幅して出力する（差動増幅する）ものであり、特許請求の範囲に記載の差動増幅器に相当する。このアンプ１６には、図示しない位相補償用コンデンサが内蔵されている。

ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７は、アンプ１６の出力に応じて駆動制御されることで、電源電圧Ｖｃｃからヒータ抵抗１１に電流を流す役割を果たすものである。このヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７は、アンプ１６の出力に応じた大きさの電流を流す。すなわち、ヒータ抵抗１１は、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７によって流される電流の大きさに応じて発熱する。本実施形態では、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを採用しており、ベースがアンプ１６の出力端子と接続され、エミッタがヒータ抵抗１１と接続されている。このヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７は、中点電位Ｖｋが中点電位Ｖｉよりも大きいとき（Ｖｋ＞Ｖｉ）に、アンプ１６の出力（ベース電位）に応じた大きさの電流を流す。

さらに、本実施形態では、ヒータ駆動回路１０が、温度計測抵抗１４に対して並列に接続された遅延用コンデンサ１８を有している。この遅延用コンデンサ１８は、一端がグランドに接続され、他端が温度計測抵抗１４と第２抵抗１５との接続点とアンプ１６の非反転入力端子とを繋ぐ配線に接続されている。そして、温度計測抵抗１４の抵抗値と遅延用コンデンサ１８の容量で決定される時定数τ１が、ヒータ抵抗１１から傍熱抵抗１２への熱伝導の時定数τ２、すなわち傍熱抵抗１２の抵抗値の、温度上昇による増加の時定数τ２、と同じとなっている。

センサ回路２０は、４つの抵抗２１〜２４からなるブリッジ回路とアンプ２５を有している。ブリッジ回路を構成する４つの抵抗２１〜２４の抵抗値は同じである。

抵抗２１〜２４のうち、抵抗２１と抵抗２４とが、抵抗２４を低電位側（グランド電位側）として直列に接続され、抵抗２２と抵抗２３とが、抵抗２２を低電位側（グランド電位側）として直列に接続されている。そして、これら直列に接続されたものが並列に接続されてブリッジ回路が構成されている。ブリッジ回路の接続点のうち、一方はブリッジ回路を駆動するための定電位Ｖｒに接続され、他方はグランドに接続されている。

また、抵抗２１と抵抗２４との接続点の電位をＶａとし、抵抗２３と抵抗２２との接続点の電位をＶｂとすると、電位Ｖａがアンプ２５の非反転入力端子に入力され、電位Ｖｂがアンプ２５の反転入力端子に入力されるようになっている。

アンプ２５は、ブリッジ回路から入力される電位Ｖａ，Ｖｂの差（Ｖａ−Ｖｂ）を増幅して出力する（差動増幅する）ものである。アンプ２５の出力が放熱型流量センサの出力Ｖｏｕｔとして外部に出力される。

また、上記したヒータ抵抗１１、傍熱抵抗１２、第１抵抗１３、温度計測抵抗１４、第２抵抗１５は、すべて同一種類の材質、同じ温度係数（本実施形態では正の温度係数）を有している。また、傍熱抵抗１２の抵抗値をＲｉ、温度計測抵抗１４の抵抗値をＲｋ、第１抵抗１３の抵抗値をＲ１、第２抵抗１５の抵抗値をＲ２とすると、無通電状態（同一温度）でＲｋ＞Ｒｉであり、且つ、電源電圧Ｖｃｃの投入後において、時定数τ１で０Ｖから立ち上がる中点電位Ｖｋが、電源電圧Ｖｃｃの投入直後の中点電位Ｖｉ（ヒータ抵抗１１が発熱しない状態での中点電位Ｖｉ）を上回るように、すなわち、ヒータ抵抗１１に電流が流れるように、Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が設定（本実施形態では、同一温度でＲ１＝Ｒ２）されている。

上記構成のうち、ヒータ駆動回路１０を構成するヒータ抵抗１１、傍熱抵抗１２、第１抵抗１３、温度計測抵抗１４、第２抵抗１５、及び遅延用コンデンサ１８と、センサ回路２０を構成する４つの抵抗２１〜２４が、１つのセンサチップ３０に作り込まれている。

図４（ａ）に示されるように、センサチップ３０にはメンブレン３１が形成されている。このメンブレン３１は、図４（ｂ）に示されるように、センサチップ３０の一部が薄肉化されることにより構成されている。具体的には、シリコンなどの半導体基板の一面上にシリコン酸化膜などの絶縁膜が形成され、半導体基板の一部がエッチングなどにより除去されることで半導体基板からリリースされた絶縁膜の部分が、メンブレン３１となっている。

本実施形態では、図４（ａ）に示すように平面長方形のセンサチップ３０を採用しており、センサチップ３０の短手方向（以下、短手方向と示す）が流体の流れに沿う方向となっている。メンブレン３１は、センサチップ３０の長手方向（以下、長手方向と示す）において一端側に形成されている。

センサチップ３０におけるメンブレン３１上には、ヒータ抵抗１１、傍熱抵抗１２、及び抵抗２１〜２４が形成されている。メンブレン３１における短手方向の中央には、ヒータ抵抗１１が長手方向に延びて形成されている。また、このヒータ抵抗１１を短手方向において挟むように、傍熱抵抗１２が、平面略コの字状に形成されている。さらに、短手方向において、傍熱抵抗１２の上流側部分よりも流体の上流側に、傍熱抵抗１２側から抵抗２２、抵抗２１が順に形成され、傍熱抵抗１２の下流側部分よりも流体の下流側に、傍熱抵抗１２側から抵抗２３、抵抗２３が順に形成されている。

また、センサチップ３０におけるメンブレン３１を除く部位には、長手方向においてヒータ抵抗１１とほぼ同じ位置であり、短手方向においてメンブレン３１よりも流体の上流側に、温度計測抵抗１４が形成されている。それ以外にも、第１抵抗１３、第２抵抗１５、及び遅延用コンデンサ１８が形成されている。

なお、本実施形態では、遅延用コンデンサ１８がセンサチップ３０に形成される例を示したが、遅延用コンデンサ１８としてチップコンデンサなどのディスクリート部品を用いることもできる。

一方、放熱型流量センサのうち、アンプ１６、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７、及びアンプ２５は、回路チップに作り込まれている。そして、当該回路チップと図４に示したセンサチップ３０とにより、１つの放熱型流量センサとなっている。

このように構成される放熱型流量センサでは、ヒータ駆動回路１０によりヒータ抵抗１１が加熱制御されると、センサ回路２０の各抵抗２１〜２４が加熱される。流体が流れない場合、４つの抵抗２１〜２４の抵抗値は同じなので、これらの抵抗２１〜２４で構成されるブリッジ回路は平衡に保たれる。一方、流体が流れる場合、上流側に形成されている抵抗２１、２２と下流側に形成されている抵抗２３、２４とに温度差、すなわち抵抗値の差が生じ、ブリッジ回路が非平衡状態となる。すなわち、流体の流量によりメンブレン３１上の温度分布が変化し、流量が大きくなると電位差（Ｖａ−Ｖｂ）が大きくなるため、流量が検知される。そして、流量に応じたブリッジ回路の電位差（Ｖａ−Ｖｂ）がアンプ２５にて増幅されて出力Ｖｏｕｔとして外部に出力される。

次に、図３に示される放熱型流量センサを構成するヒータ駆動回路１０の作動について説明する。

上記したように、温度計測抵抗１４には遅延用コンデンサ１８が並列接続されている。したがって、電源電圧Ｖｃｃを投入すると、遅延用コンデンサ１８の充電のため、中点電位Ｖｋは、図５に示すように０Ｖから時定数τ１をもって立ち上がる。

一方、中点電位Ｖｉは、傍熱抵抗１２に遅延用コンデンサが接続されていないため、図５に示すように、電源電圧Ｖｃｃの投入とともに所定値（≠０Ｖ）を有することとなる。この所定値は、このときの温度に応じた傍熱抵抗１２の抵抗値Ｒｉにより、Ｖｒ×Ｒｉ／（Ｒ１＋Ｒｉ）で決定される。

したがって、電源電圧Ｖｃｃの投入直後においては、Ｖｉ＞Ｖｋの関係が成立することとなる。このため、アンプ１６からの出力は負の信号となり、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７としてのｎｐｎ型バイポーラトランジスタはオフ状態となる。そして、ヒータ抵抗１１に印加される電位Ｖｅがほぼ０Ｖとなり、ヒータ抵抗１１には電流が流れない。

上記したように、中点電位Ｖｋは時定数τ１をもって立ち上がり、中点電位Ｖｉは、ヒータ抵抗１１に電流が流れて発熱しない限り上記所定値をほぼ維持する。したがって、時定数τ１をもって上昇する中点電位Ｖｋが中点電位Ｖｉと等しくなり、そして中点電位Ｖｉを超えるまでは、ヒータ抵抗１１に電流が流れない。

中点電位Ｖｋが上昇して中点電位Ｖｉを超える（Ｖｋ＞Ｖｉ）と、アンプ１６からの出力は正の信号となり、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７としてのｎｐｎ型バイポーラトランジスタがオン状態となる。そして、ヒータ抵抗１１に電流が流れてヒータ抵抗１１が発熱する。

このとき、ヒータ抵抗１１の熱は、センサチップ３０のメンブレン３１の部分を通じて、傍熱抵抗１２に伝達される。この熱伝導によって傍熱抵抗１２の抵抗値Ｒｉは上昇し、中点電位Ｖｉも上昇する。この熱伝導は時定数τ２をもつので、中点電位Ｖｉも時定数τ２で上昇する。しかしながら、無通電状態でＶｋ＞Ｖｉとなっており、中点電位Ｖｋは、時定数τ２と同じ時定数τ１（τ１＝τ２）で上昇する。したがって、中点電位Ｖｋが中点電位Ｖｉを超えてからも、図５に示すように、中点電位Ｖｋ，Ｖｉは僅かな電位差を有した状態で、ともに同じ時定数で上昇する。

遅延用コンデンサ１８の充電が完了すると、中点電位Ｖｋの時定数τ１での上昇がとまり、これにより中点電位Ｖｋは所定電位となる。一方、中点電位Ｖｉは、ヒータ抵抗１１からの熱伝導により時定数τ２をもって上昇するため、所定電位となった中点電位Ｖｋと一致することとなる。なお、中点電位Ｖｋの所定電位とは、遅延用コンデンサ１８の充電が完了した時点での、流体の温度に依存する温度計測抵抗１４の抵抗値Ｒｋと第２抵抗１５の抵抗値Ｒ２により、Ｖｒ×Ｒｋ／（Ｒ１＋Ｒｋ）で決定される。

このように、中点電位Ｖｉが中点電位Ｖｋと一致すると、以後は、図５に示すように、中点電位Ｖｋと中点電位Ｖｉが等しい状態を維持するように、すなわち、傍熱抵抗１２と温度計測抵抗１４との温度差が一定となるように、ヒータ抵抗１１の発熱が制御される。なお、アンプ１６が位相補償用コンデンサを有するため、図５では、便宜上、中点電位Ｖｉが中点電位Ｖｋと等しくなった以後（Ｖｋ≒Ｖｉの期間）のＶｅを、電源電圧Ｖｃｃとグランド電位との間の所定電位でほぼ一定と示している。

このように本実施形態に係る放熱型流量センサのヒータ駆動回路１０によれば、温度計測抵抗１４に遅延用コンデンサ１８を並列に接続したので、中点電位Ｖｋ上昇して中点電位Ｖｉを超えると、ヒータ抵抗１１に電流が流れるとともに、中点電位Ｖｋ，Ｖｉが僅かな電位差を有した状態でともに同じ時定数で上昇する。この結果、電位差（Ｖｋ−Ｖｉ）が、従来の電源電圧投入直後の電位差（Ｖｋ−Ｖｉ）よりも小さくなり、ヒータ抵抗１１に過大な電流が流れるのを抑制することができる。すなわち、異常発熱によるヒータ抵抗１１の劣化を抑制し、ひいてはヒータ駆動回路１０の信頼性低下を抑制することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを採用する例を示したが、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを採用することもできる。

また、ヒータ駆動回路１０の中点電位Ｖｋがアンプ１６の反転入力端子に入力され、中点電位Ｖｉがアンプ１６の非反転入力端子に入力される構成を採用することもできる。この場合、ヒータ抵抗駆動用トランジスタ１７として、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタや、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴを採用すれば良い。

また、傍熱抵抗１２、温度計測抵抗１４、第１抵抗１３、第２抵抗１５が負の温度係数を有する構成を採用することもできる。この場合、傍熱抵抗１２に対して第１抵抗１３を低電位側（グランド電位側）、温度計測抵抗１４に対して第２抵抗１５を低電位側（グランド電位側）とすれば良い。

１０・・・ヒータ駆動回路
１１・・・ヒータ抵抗
１２・・・傍熱抵抗
１４・・・温度計測抵抗
１６・・・アンプ（差動増幅器）
１７・・・ヒータ抵抗駆動用トランジスタ
１８・・・遅延用コンデンサ
２０・・・センサ回路

Claims

通電により発熱するヒータ抵抗と、
前記ヒータ抵抗の熱を受けて抵抗値が変化する傍熱抵抗と第１抵抗とが直列に接続され、流体の温度によって抵抗値が変化する温度計測抵抗と第２抵抗とが直列に接続されて構成されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路における、前記傍熱抵抗と前記第１抵抗の接続点の電位と、前記温度計測抵抗と前記第２抵抗の接続点の電位とを差動増幅する差動増幅器と、
前記ヒータ抵抗に接続され、前記差動増幅器の出力に基づいて前記ヒータ抵抗への通電状態を制御するヒータ抵抗駆動用トランジスタと、を備え、
前記傍熱抵抗と前記温度計測抵抗との温度差が一定となるように、前記ヒータ抵抗の発熱を制御する放熱型流量センサのヒータ駆動回路であって、
前記温度計測抵抗に対して遅延用コンデンサが並列に接続され、
前記温度計測抵抗の抵抗値と前記遅延用コンデンサの容量で決定される時定数が、前記ヒータ抵抗から前記傍熱抵抗への熱伝導の時定数と同じとされていることを特徴とする放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記ブリッジ回路では、前記傍熱抵抗を低電位側として前記傍熱抵抗と前記第１抵抗とが直列に接続されるとともに、前記温度計測抵抗を低電位側として前記温度計測抵抗と前記第２抵抗とが直列に接続され、
前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであり、前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタのベースが前記差動増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記ブリッジ回路では、前記傍熱抵抗を低電位側として前記傍熱抵抗と前記第１抵抗とが直列に接続されるとともに、前記温度計測抵抗を低電位側として前記温度計測抵抗と前記第２抵抗とが直列に接続され、
前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴであり、前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタのゲートが前記差動増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記ブリッジ回路では、前記第１抵抗を低電位側として前記傍熱抵抗と前記第１抵抗とが直列に接続されるとともに、前記第２抵抗を低電位側として前記温度計測抵抗と前記第２抵抗とが直列に接続され、
前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであり、前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタのベースが前記差動増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記ブリッジ回路では、前記第１抵抗を低電位側として前記傍熱抵抗と前記第１抵抗とが直列に接続されるとともに、前記第２抵抗を低電位側として前記温度計測抵抗と前記第２抵抗とが直列に接続され、
前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタはｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴであり、前記ヒータ抵抗駆動用トランジスタのゲートが前記差動増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記遅延用コンデンサは、前記ヒータ抵抗、前記傍熱抵抗、前記温度計測抵抗、前記第１抵抗、及び前記第２抵抗の形成されたセンサチップに形成されていることを特徴とする請求項１〜５いずれか１項に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。
前記遅延用コンデンサは、前記ヒータ抵抗、前記傍熱抵抗、前記温度計測抵抗、前記第１抵抗、及び前記第２抵抗の形成されたセンサチップに実装されていることを特徴とする請求項１〜５いずれか１項に記載の放熱型流量センサのヒータ駆動回路。