JP5385221B2 - 雑音信号推定装置、雑音信号推定の方法、及び光受信機 - Google Patents

Description

本発明は、光信号に含まれる雑音信号を推定する雑音信号推定装置及びその方法、並びに光信号を受信する光受信機に関する。

伝送網の容量を拡大するために、１９８０年代から光伝送システムが導入されており、また、大容量化のために１９９０年代後半から複数波長の光信号を同時に伝送する高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ：Ｄｅｎｓｅ Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送技術が導入されてきている。このような光伝送システムの光受信機は図１５に示すように、光電変換回路で受信した光信号を電気の信号へ変換した後、増幅して識別判定部でビットの０、１の識別判定を行う。

長距離の光伝送システムでは、伝送路の損失で劣化した信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を補償するために光増幅器を多段に接続した多中継伝送が必須となっている。しかし、各々の光増幅器では増幅自然放出光（ＡＳＥ：Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）が発生し、多段に接続された光増幅器を中継する度にＡＳＥが累積し、光受信機において、ＡＳＥ自身または信号光と相互作用によって信号雑音を発生させる。このため、光受信端ではＡＳＥに起因する信号雑音によりＳＮＲが劣化する。

Ａ．Ｈ．Ｇｕａｕｃｋ ｅｔ ａｌ．，"１０×１１２−Ｇｂ／ｓＰＤＭ １６−ＱＡＭ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ ６３０ｋｍ ｏｆ ｆｉｂｅｒ ｗｉｔｈ ６．２−ｂ／ｓ／Ｈｚ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，"ｉｎ Ｐｒｏｃ． ＯＦＣ２００９， ＰＤＰＢ８，２００９．

近年、陸上基幹系の光伝送システムや海底光伝送システムでは、変調方式として、受信感度改善が得られるＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ、或いはＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＢＰＳＫと呼ぶこともある）や、多値変調信号を生成するＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭなどが検討されるようになってきた。多値信号フォーマットでは周波数効率（単位周波数あたりのビット数）が大きくなり、（１）式で表されるシャノン＝ハートレーの定理で示される伝送容量（または周波数効率）の限界に近づく。

ここで、Ｃは伝送容量、Ｂはビットレート、ＳＮＲは信号対雑音比を表す。このシャノン＝ハートレーの定理で示される限界値に近づいた場合に伝送容量を増加させるためにはＳＮＲを大きくする必要がある。これまでに、周波数効率は最大で６．２ｂｉｔ／Ｈｚ程度の検討がなされているが（非特許文献１）、この場合、ＳＮＲは２０ｄＢ程度以上必要となり、さらに伝送容量（または周波数効率）を増加させるためには、さらなるＳＮＲの改善が必要となる。しかしながら、光増幅器を使用した光伝送システムでは前述したようにＡＳＥに起因する信号雑音があるため、ＳＮＲの改善が困難な状況となっている。

光増幅器で増幅された光信号をフォトダイオードなどで受信した場合の雑音は、主に、（１）信号ショット雑音、（２）ＡＳＥショット雑音、（３）信号−ＡＳＥビート雑音、（４）ＡＳＥ−ＡＳＥビート雑音の成分からなる。ところで、長距離・大容量光伝送システムではＤＷＤＭ伝送が用いられるが、この場合、受信端において多重化された複数の光信号を狭帯域の光フィルタで１波長ずつに分波することになるため、受信光パワーに占めるＡＳＥの割合は小さくなる。このため、前述の主要な雑音４成分のうちＡＳＥにのみ関係する、（２）ＡＳＥショット雑音、（４）ＡＳＥ−ＡＳＥビート雑音は信号雑音としてあまり影響せず、（１）信号ショット雑音、（３）信号−ＡＳＥビート雑音が主要な雑音成分となり、これら両者を比較しても（３）信号−ＡＳＥビート雑音が支配的な雑音成分となる。

この信号−ＡＳＥビート雑音のパワー密度は、次式（２）で示される。

上記式（２）において、ｅは電荷、ｈはプランク定数、νは信号光周波数、Ｐ_inは光増幅器へ入力する信号光パワー、Ｇは光増幅器の利得である。なお、光増幅器が多段に接続されている場合は、各光増幅器へ入力する信号光パワー及び利得は同じと仮定する。また、ｎ_spは反転分布パラメータであり、増幅に関わる誘導放出の上準位、下準位の占有数Ｎ₂、Ｎ₁を用いて、ｎ_sp＝Ｎ₂／（Ｎ₂−Ｎ₁）で定義されるパラメータである。

帯域Ｂ₀の光フィルタでＤＷＤＭ信号を分波したときの信号−ＡＳＥビート雑音について図１６によって説明する。図１６に示すように、信号−ＡＳＥビート雑音のスペクトルは、信号−ＡＳＥビート雑音のパワー密度とＢ₀／２で囲まれる領域、すなわち光フィルタの帯域Ｂ₀／２以下の領域に一様に分布することとなる。

図１５に示す従来の光受信機では、光電変換回路１０１によって光電変換した信号に対して増幅器１０２で所望の増幅を行った後、アナログの低域通過フィルタ（帯域をＢｅとする）１０３で不要な帯域の雑音を取り除き、識別判定回路１０４により雑音除去後の信号について識別判定を行っている。この低域通過フィルタ１０３で雑音除去すると、信号−ＡＳＥビート雑音パワーＮ_spは、次式（３）に示す値となり、その結果、信号電流をＩ_sとすると受信端でのＳＮＲは次式（４）で示す値となる。

しかしながら、Ｂ_eはＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）強度変調信号、ＲＺ化された位相変調、強度変調を伴わない位相変調信号ではビットレート以上に、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）強度変調やＮＲＺ化された位相変調信号ではビットレートの半分以上に設定する必要があるため、上記の低域通過フィルタ１０３では、Ｂｅ以下の雑音は除去しきれない。したがって、光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音が十分に補正できていない状況にあった。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音を補正して受信信号のＳＮＲを改善した光受信機、これに用いられる雑音信号推定装置および雑音信号推定方法を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載された雑音信号推定装置は、受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に含まれる雑音を推定する雑音信号推定装置であって、前記ディジタル電気信号の絶対値を計算する絶対値計算部と、前記算出された絶対値について、前記光信号の単位時間スロット内の一つの値を検出する値検出部と、前記検出した値のうちで低域信号のみを通過させる低域通過フィルタ部と、前記値検出部の出力値と前記低域通過フィルタ部の出力値との差分値を計算する差分演算部と、前記差分値のうち、前記絶対値計算部で絶対値を計算する際に符号が変換された値に対応する差分値の符号を変換して雑音成分として出力するする符号変換部とを備えることを特徴とする。

請求項２の雑音信号推定装置は、請求項１に記載の雑音信号推定装置において、前記低域通過フィルタ部は、前記検出した値の移動平均値を計算して出力することを特徴とする。

請求項３の雑音信号推定装置は、請求項１に記載の雑音信号推定装置において、前記光信号の単位時間スロット内のピーク値を検出するか、または前記値検出部は、前記光信号の単位時間スロット内の所定の時刻の値を検出するかのいずれかであることを特徴とする。

請求項４の雑音信号推定装置は、請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号推定装置において、前記差分演算部出力値について時間的補間演算を行う補間演算部をさらに備えることを特徴とする。

請求項５の雑音信号推定方法は、受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に含まれる雑音を推定する雑音信号推定方法であって、前記ディジタル電気信号の絶対値を計算する絶対値計算段階と、前記算出された絶対値について、前記光信号の単位時間スロット内の一つの値を検出する値検出段階と、前記検出した値うちで低域信号のみを通過させる低域通過フィルタ段階と、前記値検出段階で検出した値と前記低域通過フィルタ段階の出力値との差分値を計算する差分演算段階と、前記差分値のうち、前記絶対値計算段階で絶対値を計算する際に符号が変換された値に対応する差分値の符号を変換して雑音成分として出力する符号変換段階とを備えることを特徴とする。

請求項６の雑音信号推定方法は、請求項５に記載の雑音信号推定方法において、前記低域通過フィルタ段階は、前記検出した値の移動平均値を計算して出力することを特徴とする。

請求項７の雑音信号推定方法は、請求項５に記載の雑音信号推定方法において、前記値検出段階は、前記光信号の単位時間スロット内のピーク値を検出するか、または前記光信号の単位時間スロット内の所定の時刻の値を検出するかのいずれかであることを特徴とする。

請求項８の雑音信号推定方法は、請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号推定方法において、前記差分演算部出力値について時間的補間演算を行う補間演算段階をさらに備えることを特徴とする。

請求項９の光受信機は、受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に変換する処理部と、請求項１乃至３に記載の雑音信号推定装置と、前記ディジタル電気信号から前記雑音信号推定装置から出力される雑音成分を除去する手段とを備えたこと特徴とする。

請求項１０の光受信機は、請求項９に記載の光受信機において、光信号の１ビットの遅延干渉部とバランス型光検出部を備えることを特徴とする。

本発明は、光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音を補正して受信信号のＳＮＲを改善できるという利点を有する。

本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機の第１の実施形態を示すブロック図である。 本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機と従来の光受信機の受信特性を測定する測定系を説明する図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光受信機の光復調素子、光電変換回路、増幅器の構成を示すブロック図である。 本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機のアイ開口率を示す図である。 従来の光受信機のアイ開口率を示す図である。 ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された光信号を本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機と従来の光受信機で受信したときのアイ開口率の光ＳＮＲ依存性を示す図である。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機と従来の光受信機で受信したときのアイ開口率の光ＳＮＲ依存性を示す図である。 本発明の第１の実施形態で低域通過フィルタ部を異なる構成とした場合に、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された光信号を受信したときのアイ開口率の光ＳＮＲ依存性を示す図である。 本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機の第２の実施形態を示すブロック図である。 本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機の第３の実施形態を示すブロック図である。 本発明の雑音推定装置を搭載した光受信機の第４の実施形態を示すブロック図である。 本発明の光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。 本発明の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。 従来の光受信機を用いた光伝送システムの伝送特性（Ｑファクター）を示す図である。 従来の光受信機の構成を示すブロック図である。 信号−ＡＳＥビート雑音低減の概念を示す雑音スペクトル図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。本発明の雑音推定装置は、光受信機において用いられる雑音推定装置であって、従来の光受信機の低域通過フィルタの帯域Ｂ_eより小さい帯域を有するフィルタで雑音成分を抽出している。以下の実施形態で説明する光受信機では、この雑音推定装置で抽出した抽出成分によって雑音を含んだ信号を補正している。この補正により、雑音信号の帯域をＢ_eからさらに制限することができるので、この雑音推定装置を搭載した光受信機の受信端でのＳＮＲは次式（５）または式（６）に示す値となる。

すなわち、受信端におけるＳＮＲがＢ_e／（Ｂ_e−Ｂ_c）またはＢ_e／Ｂ_cのファクターで改善できる。この雑音信号の分布する領域を図示したのが図１６である。

（第１の実施形態）
本実施の形態では、雑音推定装置は、受信信号の各時間スロットのピーク値を検出し、低域通過フィルタを通過させ、ピーク値との差分を雑音成分として抽出する構成とすることにより、従来の光受信機では阻止できない周波数Ｂ_e以下の雑音成分を抽出することを可能としている。

図１に第１の実施形態の雑音推定装置を搭載した光受信機の概略構成を示す。本実施形態の光受信機３０は、光復調素子１２、光電変換部１、増幅器２、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器３、遅延部４、絶対値化部５、ピーク検出部６、低域通過フィルタ部７、差分演算部８、補間演算部９、符号反転部１０、識別判定部１１から構成される。また、光変調方式によっては、光電変換器１の前の光復調素子１２を省略してもよく、低域通過フィルタ１１と識別判定部１１との間に、歪等化、周波数オフセット補償、搬送波位相推定などをディジタル演算で行うディジタル演算部を別に設けてもよい。

光電変換部１ に入力した光信号は、増幅器２で増幅される。ここでは、前置増幅器、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）増幅器、電力増幅器などをまとめて一つのブロックで表現している。また、増幅器帯域特性により、増幅器が従来の光受信機の低域透過フィルタの効果も併せて持っている。

増幅された光信号は、Ａ／Ｄ変換器３でディジタル信号に変換された後、本信号と雑音補正信号とに分岐される。本信号はタイミング調整回路を備えた遅延部４で遅延を受ける。一方、雑音補正信号はまず絶対値化部５で全ての値の符号が正に変換された後、ピーク検出部６により各信号パルスのピーク値を検出する。このときピーク値検出はほぼ光変調信号のボーレート（シンボルレート）でサンプリングされることと等価になる。

サンプリングされたピーク値は低域透過フィルタ部７を通過する。本実施形態では、低域透過フィルタとしてＮ点移動平均（Ｎ＝１０）を用いており、過去１０点の移動平均値が演算される。

低域透過フィルタ部７で移動平均がとられた信号は、差分演算部８で現在のピーク値からその移動平均値が差し引かれる。この演算により、差分演算部８の出力値は信号−ＡＳＥビート雑音による揺らぎの高周波成分（雑音成分）となる。

差分演算部８から各ピークごとの雑音成分が出力されると、補間演算部９は、ピーク間の雑音成分の値を線形補間、３次スプライン補間、３次エルミート内挿等により補間する。補間演算部９の出力信号は符号反転部１０において、絶対値化部５で符号を反転した値とその補間値に対応する雑音成分の符号のみを反転して雑音補正値として出力する。本信号の遅延部４の出力値から符号反転部１０から出力される雑音補正値（雑音成分）が差し引かれることにより、本信号から雑音成分が差し引かれることとなる。雑音成分が差し引かれた受信信号は、識別判定部１１でビットの０、１が判定される。

ここで、波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＰＳＫで変調された光信号を、図２で示すような測定系、すなわち、光増幅器１３で増幅後に、本実施形態の光受信器３０で受信する構成の受信特性を説明する。光復調素子１２と光電変換素子１は図３に示すようにそれぞれ、１ビット分の光遅延干渉回路による光復調器とバランス型フォトダイオード１５によって処理された後、増幅器２に入力され、上述した光受信機３０における処理によりビットの０、１が判定される。

図４および図５はそれぞれ本発明の光受信機及び従来の光受信機を使用した場合のアイパターンを示す。光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は−５ｄＢｍの場合、光信号対雑音比（ＳＮＲ）は、１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）である。図４に示すように、従来の光受信機では、信号−ＡＳＥビート雑音による揺らぎが大きくアイパターンがかなり閉じてしまい、アイ開口率は０．２９であった。一方、図５に示すように、本発明の光受信機では雑音補正信号による補正の効果で信号−ＡＳＥビート雑音による揺らぎが抑制されアイ開口率は０．７１であった。このように、本光受信機のアイ開口率は、従来の光受信機のアイ開口率に比べて大幅に改善できていることが判る。

図６は光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本光受信機３０のアイ開口率（ａ）と従来の光受信機のアイ開口率（ｂ）とを示すグラフである。いずれの光ＳＮＲにおいても本発明の光受信機では従来の光受信機と比較してアイ開口率、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。

また、図７には変調方式を２１．５Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫ（４値信号）としたときに光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対する本光受信機３０のアイ開口率（ｃ）と従来の光受信機のアイ開口率（ｄ）を示すグラフである。ＲＺ−ＤＰＳＫと同様に本光受信機３０では４値信号の変調フォーマットに対しても、従来の光受信機と比較してアイ開口率、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。

低域通過フィルタ部７は、移動平均を算出する構成に限らず、任意のフィルタ構成を利用可能である。例えば、低域通過フィルタ部７として、０〜１ＧＨｚで通過域最大減衰量０．５ｄＢ、２ＧＨｚ以上で阻止域最小減衰量８０ｄＢのディジタル低域通過フィルタを用いることもできる。このディジタル低域通過フィルタを用いたときに光受信機へ入力する信号光の光ＳＮＲに対するアイ開口率を、本光受信機３０のアイ開口率と従来の光受信機のアイ開口率とを比較してそれぞれ図８中の実線ｅ、実線ｆに示す。図８から判るように、いずれの光ＳＮＲにおいても本発明の光受信機では従来の光受信機と比較してアイ開口率、すなわち信号対雑音比が大幅に改善できている。

以上説明したように、本願発明の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音を抑制し、従来の光受信機より受信信号のＳＮＲを改善することができる。

（第２の実施形態）
本実施形態の雑音推定装置を搭載した光受信機３１の構成を図９に示す。本実施形態にかかる光受信機３１は、第１の実施形態のピーク検出部６に代えて、受信信号の時間スロット内の特定の時刻の値を検出する値検出部１４を設けた構成としている。この構成により、受信信号の各時間スロット内の特定の時刻の値を一つ検出して低域通過フィルタを通過させ、検出した特定の時刻の値との差分を雑音成分として抽出することにより、従来の光受信機では阻止できない周波数Ｂ_e以下の雑音成分を抽出することを可能としている。

光受信機３１において、値検出部１４は、絶対値化部５から出力された信号の各信号パルスの時間スロット内の同時刻の値を検出する。例えば時間スロットの中心となる時刻の値を検出する。このときの検出値検出は光変調信号のボーレート（シンボルレート）でサンプリングされることと等価になる。サンプリングされた検出値は低域通過フィルタ部７を通過する。本実施形態では、低域透過フィルタとしてＮ点移動平均（Ｎ＝１０）を用いており、過去１０点の移動平均値が演算され、差分演算部８で現在の検出値からその移動平均値が差し引かれる。この演算により、差分演算部８の出力値は信号−ＡＳＥビート雑音による揺らぎの高周波成分（雑音成分）となる。

差分演算部８で算出された雑音成分は、第１の実施形態と同様に信号処理される。ピーク間の値が補間演算部９で線形補間、３次スプライン補間、３次エルミート内挿等により補間される。補間演算部９の出力信号は符号反転部１０において、絶対値化部５で符号が反転した値とその補間値に対応する雑音成分の符号のみを反転して雑音補正値として出力する。本信号の遅延部４の出力値から符号反転部１０から出力される雑音補正値（雑音成分）が差し引かれることにより、本信号から雑音成分が差し引かれることとなる。雑音成分が差し引かれた受信信号は、低域通過フィルタ１１によりさらに不要な帯域の雑音が除去された後、識別判定部１１でビットの０、１が判定される。 本実施形態では時間スロット内の特定の時刻の値を検出するので、時間スロット内でパルスピークがない、すなわちＲＺ化されていないＤＰＳＫなどの位相変調や周波数変調信号にも適用できる。

本実施形態の光受信機で波長１５５０ｎｍ、１０．７Ｇｂａｕｄ ＤＰＳＫ（ＲＺ化されていないＤＰＳＫ）で変調された光信号を光増幅器１３で増幅後に受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図２に示す測定系で測定した結果を示す。光受信機の入力信号の光パワー（平均パワー）は、−５ｄＢｍで光信号対雑音比（ＳＮＲ）は１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）、Ｑファクターは従来の光受信機を用いたときに比較して本実施形態の光受信機では２．５ｄＢの改善が確認できた。

（第３の実施形態）
本実施形態の雑音推定装置を搭載した光受信機の構成を図１０に示す。本実施形態にかかる光受信機３２は、図１に示した第１の実施形態の光受信機３０において補間演算部９がない構成としている。

ＯＫＫ（Ｏｎ／Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式のＲＺ変調やＮＲＺ変調信号では、補間演算を行わなくとも、検出した各時間スロットのピーク値のみを用いてビットの０、１判定が可能となるため、各時間スロットのピーク値に対してのみ雑音補正を行う。本実施形態の光受信機３２では、０のビットに対応する時間スロットでは光が無い状態となるため、低域通過フィルタ部７での移動平均演算は位相変調や周波数変調時より平均する時間スロットを多く取ったうえで０のビットの時間スロットの値は無視するように演算を行う。

波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＯＫＫ変調された光信号を光増幅器１３で増幅後に本実施形態の光受信機３２で受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図２に示す測定系で測定した結果、（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は−５ｄＢｍで光信号対雑音比（ＳＮＲ）は１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）本実施形態の光受信機では２．５ｄＢの改善が確認できた。なお、この受信特性を測定した光受信機３２では、光復調素子１２は用いておらず、光電変換素子は単一のフォトダイオード及び増幅器から構成されている。

（第４の実施形態）
本実施形態の雑音推定装置を搭載した光受信機の構成を図１１に示す。本実施形態にかかる光受信機３３は、図９に示した第２の実施形態の光受信機３１において補間演算部９がない構成としている。

第３の実施形態と同様に、ＯＫＫ（Ｏｎ／Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式の変調信号では、補間演算を行わなくとも、検出した各時間スロットの値のみを用いてビットの０、１判定が可能となるため、時間スロット内の特定の時刻の値に対してのみ雑音補正を行う。

本実施形態の光受信機３２では、０のビットに対応する時間スロットでは光が無い状態となるため、低域通過フィルタ部７での移動平均演算は位相変調や周波数変調時より平均する時間スロットを多く取ったうえで０のビットの時間スロットの値は無視するように演算を行う。

波長１５５０ｎｍ、４３Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＯＫＫ変調された光信号を光増幅器１３で増幅後に本実施形態の光受信機３３で受信したときの受信特性を第１の実施形態と同様に図２に示す測定系で測定した結果、（光受信機入力信号光パワー（平均パワー）は−５ｄＢｍで光信号対雑音比（ＳＮＲ）は１５ｄＢ（波長分解能０．１ｎｍ）として測定）本実施形態の光受信機では２．５ｄＢの改善が確認できた。なお、この受信特性を測定した光受信機３３では、光復調素子１２は用いておらず、光電変換素子は単一のフォトダイオード及び増幅器から構成されている。

（第５の実施形態）
本実施形態では、上記第１の実施形態乃至第４の実施形態で説明した光受信機を用いて光伝送システムを構成している。

光伝送システムは図１２に示した構成を用いた。信号送信端において、複数の光送信器１５はそれぞれＬ帯１５７１．６５ｎｍ（１９０．７５ＴＨｚ）−１６０４．８８ｎｍ（１９６．８０ＴＨｚ）に配置された５０ＧＨｚ間隔８０波のうち一波長の信号光を発生すると共に、内部に備えた光変調器により、１２．４Ｇｂａｕｄ ＲＺ−ＤＱＰＳＫで信号光を変調する。各波長の信号光はアレイ導波路回折格子１６で合波された後、後置光増幅器１７で増幅され、伝送ファイバ１９に−２ｄＢｍ／ｃｈのパワーで入力される。伝送ファイバ１８は標準シングルモードファイバ８０ｋｍ長で、各光中継装置２０で分布ラマン増幅用の励起光が伝送ファイバに入力されると共に、光増幅器で、減衰した信号光は増幅される。光中継装置１９による中継は１０箇所で行った。信号受信端では分布ラマン増幅用の励起光が送信されると共に、信号光を増幅する前置光増幅装置２０で信号光が増幅された後、各信号波長での−３ｄＢ透過帯域が約３０ＧＨｚのアレイ導波路回折格子２１で各信号光に分波された後、第１の実施形態乃至第４の実施形態で説明した光受信機３０（３１、３２、３３）で検出・識別判定後、誤り訂正され信号のビットが判定される。

図１３は本願発明の光受信機を用いた場合のＱファクターを示している。比較のために図１４同じ光伝送システムに従来の光受信機を適用したときのＱファクターも示している。
本願発明の光受信機を使用した場合は、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界（ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．９７５．１ Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＦＥＣを用いた場合）のＱファクター９．１ｄＢを上回っており、また、エラーレートはすべてＢＥＲ１０^-12を下回っている（ＢＥＲは１０^-12以下であるが、図１１ではＢＥＲ＝１０^-12のところに点を打っている）。一方、従来の光受信機ではＡＳＥに起因する信号雑音の影響で、いずれの信号光もＱファクターはＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の適用限界のＱファクター９．１ｄＢを大きく下回ってしまい、エラーレートは最悪の波長でＢＥＲ１．３×１０^-9と非常に大きな値となった。

このように、従来の光受信機では光増幅器で発生するＡＳＥに起因する信号雑音により伝送品質が劣化してしまう伝送容量・伝送距離であっても、本願発明の光受信機を使用することで、信号のＳＮＲを保って伝送品質の劣化を抑制することができる。

３０、３１、３２、３３ 光受信機
１ 光電変換部
２、１３ 増幅器
３ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
４ 遅延部
５ 絶対値化部
６ ピーク検出部
７ 低域通過フィルタ部
８ 差分演算部
９ 補間演算部
１０ 符号反転部
１１ 識別判定部
１３ 増幅器
１４ 値検出部
２２ 光復調素子
１０１ 光電変換回路
１０２ 増幅器
１０３ 低域通過フィルタ
１０４ 識別判定部

Claims (10)

1. 受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に含まれる雑音を推定する雑音信号推定装置であって、
   前記ディジタル電気信号の絶対値を計算する絶対値計算部と、
   前記算出された絶対値について、前記光信号の単位時間スロット内の一つの値を検出する値検出部と、
   前記検出した値のうちで低域信号のみを通過させる低域通過フィルタ部と、
   前記値検出部の出力値と前記低域通過フィルタ部の出力値との差分値を計算する差分演算部と、
   前記差分値のうち、前記絶対値計算部で絶対値を計算する際に符号が変換された値に対応する差分値の符号を変換して雑音成分として出力するする符号変換部とを備えることを特徴とする雑音信号推定装置。
2. 前記低域通過フィルタ部は、前記検出した値の移動平均値を計算して出力することを特徴とする請求項１に記載の雑音信号推定装置。
3. 前記値検出部は、前記光信号の単位時間スロット内のピーク値を検出するか、または前記光信号の単位時間スロット内の所定の時刻の値を検出するかのいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の雑音信号推定装置。
4. 前記差分演算部出力値について時間的補間演算を行う補間演算部をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の雑音信号推定装置。
5. 受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に含まれる雑音を推定する雑音信号推定方法であって、
   前記ディジタル電気信号の絶対値を計算する絶対値計算段階と、
   前記算出された絶対値について、前記光信号の単位時間スロット内の一つの値を検出する値検出段階と、
   前記検出した値うちで低域信号のみを通過させる低域通過フィルタ段階と、
   前記値検出段階で検出した値と前記低域通過フィルタ段階の出力値との差分値を計算する差分演算段階と、
   前記差分値のうち、前記絶対値計算段階で絶対値を計算する際に符号が変換された値に対応する差分値の符号を変換して雑音成分として出力する符号変換段階とを備えることを特徴とする雑音信号推定方法。
6. 前記低域通過フィルタ段階は、前記検出した値の移動平均値を計算して出力することを特徴とする請求項５に記載の雑音信号推定方法。
7. 前記値検出段階は、前記光信号の単位時間スロット内のピーク値を検出するか、または前記光信号の単位時間スロット内の所定の時刻の値を検出するかのいずれかであることを特徴とする請求項５に記載の雑音信号推定方法。
8. 前記差分演算部出力値について時間的補間演算を行う補間演算段階をさらに備えることを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載の雑音信号推定方法。
9. 受信した光信号をディジタル変換したディジタル電気信号に変換する処理部と、請求項１乃至３に記載の雑音信号推定装置と、
   前記ディジタル電気信号から前記雑音信号推定装置から出力される雑音成分を除去する手段とを備えたこと特徴とする光受信機。
10. 光信号の１ビットの遅延干渉部とバランス型光検出部を備えることを特徴とする請求項９に記載の光受信機。

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