JP5375519B2 - 非線形歪検出回路、光受信機、光伝送システム、および非線形歪検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、非線形歪検出回路、光受信機、光伝送システム、および非線形歪検出方法に関する。

通信ネットワークにおいては、光ファイバを伝送路とした光通信が多く用いられている。近年のネットワークを流れる情報量の増大化に対応するため、光伝送システムの長距離化および大容量化が求められている。しかしながら、光伝送システムの伝送距離および伝送容量は、光ファイバ内の波形歪により制限されている。波形歪には、線形歪と非線形歪とがある。

線形歪には、波長分散、偏波モード分散等が含まれる。線形歪は、光ファイバを伝送した光信号を受信する光受信装置においてデジタルコヒーレント技術およびデジタル信号処理による等化技術、もしくは光学的補償技術を用いることによって補償することができる。非線形歪には、相互位相変調、自己位相変調等が含まれる。光受信装置での非線形歪の補償について、例えば非特許文献１に記載がある。

Kazuo Kikuchi, Optical Express 16, 889-896 (2008)

非特許文献１の技術によれば、光ファイバにおいて生じた非線形歪を光受信装置で補償することができる。しかしながら、非特許文献１の技術では、非線形歪を検出しているわけではない。その結果、非線形歪補償精度に限界がある。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、非線形歪補償に用いることができる非線形歪を検出することができる非線形歪検出回路、光受信機、光伝送システム、および非線形歪検出方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、明細書開示の非線形効果量検出回路は、光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定部と、電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定部と、第１推定部および第２推定部が推定する信号品質の差分を求めることによって、非線形効果量を取得する非線形効果量取得部と、を備えるものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の光受信機は、光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定部と電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定部と第１推定部および第２推定部が推定する信号品質の差分を求めることによって非線形効果量を取得する非線形効果量取得部とを備える非線形歪検出回路と、非線形歪検出回路によって検出された非線形歪が減少するように等化器を制御する制御器と、を備えるものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の光伝送システムは、光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定部と電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定部と第１推定部および第２推定部が推定する信号品質の差分を求めることによって非線形効果量を取得する非線形効果量取得部とを備える非線形歪検出回路と、非線形歪検出回路によって検出された非線形歪が減少するように等化器を制御する制御器とを備える光受信機と、光伝送路を経由して光受信機に信号を送信する光送信機と、を備えるものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の非線形歪検出方法は、光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定ステップと、電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定ステップと、第１推定ステップおよび第２推定ステップにおいて推定される信号品質の差分を求めることによって非線形効果量を取得する非線形効果量取得ステップと、を含むものである。

明細書開示の非線形歪検出回路、光受信機、光伝送システム、および非線形歪検出方法によれば、非線形歪補償に用いることができる非線形歪を検出することができる。

光伝送システムを説明するための図である。 光受信機のブロック図である。 等化器の構成例を説明するためのブロック図である。 非線形効果モニタのブロック図である。 制御器による制御の一例を説明するためのフローチャートである。 非線形効果モニタによって検出される非線形効果モニタ量と実際の信号品質劣化量との関係についてのシミュレーション結果について説明するための図である。 非線形効果モニの検出結果に基づいて制御器が等化器を制御した場合の信号品質について説明するための図である。 受信信号の信号配置点近辺での広がりについて説明するための図である。 実施例２に係る光受信機のブロック図である。 実施例３に係る光受信機のブロック図である。 実施例４に係る光受信機のブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、実施例について説明する。

図１は、光伝送システム１００を説明するための図である。図１を参照して、光伝送システム１００は、光送信機１０１、縦続された複数の伝送スパン１０２を有する光伝送路、および光受信機１０３を含む。光送信機１０１は、電気信号に基づいて変調した光信号を光伝送路に出力する。初段の伝送スパン１０２は、光送信機１０１から光信号を受信する。この光信号は、途中の複数段の伝送スパン１０２を経由する。最後段の伝送スパン１０２は、光受信機１０３に光信号を送信する。光受信機１０３は、光信号を電気信号に変換して電気信号を出力する。

各伝送スパン１０２は、伝送路１０４、光増幅器１０５、および波長分散補償モジュール１０６を備えている。伝送路１０４は、例えば、光ファイバである。光増幅器１０５は、例えば、希土類添加光ファイバ増幅器、ラマン増幅器等であり、伝送路１０４において減衰した光信号を増幅する。波長分散補償モジュール１０６は、伝送路１０４において生じた波長分散を補償する。

図２（ａ）および図２（ｂ）は、光受信機１０３のブロック図である。図２（ａ）を参照して、光受信機１０３は、コヒーレント光フロントエンド部１０、アナログ／デジタルコンバータ２０、主信号処理部３０、非線形効果モニタ４０、および制御器５０を含む。図２（ｂ）を参照して、コヒーレント光フロントエンド部１０は、光部品と電子部品とが集積化されたものであり、偏波制御部１１、９０°ハイブリッド１２、２つの光電変換器（Ｏ／Ｅ）１３、および局発光発信器１４を含む。

光受信機１０３が受信した光信号は、偏波制御部１１に入力される。本実施例に適用可能な光信号の変調方式は、特に限定されるものではない。光信号として、例えば、ｍＰＳＫ信号を用いる。偏波制御部１１は、光信号から所望の偏光方向の光信号を出力する。９０°ハイブリッド１２は、局発光発信器１４の発振信号に基づいて検波し、位相が互いに９０°異なるＩ相信号およびＱ相信号を出力する。

一方の光電変換器１３は、Ｉ相信号を電気信号に変換して一方のアナログ／デジタルコンバータ２０に対して出力する。他方の光電変換器１３は、Ｑ相信号を電気信号に変換して他方のアナログ／デジタルコンバータ２０に対して出力する。アナログ／デジタルコンバータ２０は、受信したアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する。デジタル電気信号に変換されたＩ相信号およびＱ相信号は、主信号処理部３０に入力される。

主信号処理部３０は、等化器３１、副等化器３２、搬送波位相復元部３３、識別演算部３４、およびエラー訂正演算部３５を備える。等化器３１は、線形光波形歪および非線形光波形歪を補償する。

図３は、等化器３１の構成例を説明するためのブロック図である。図３を参照して、等化器３１は、複数の線形歪補償部３０１および複数の非線形歪補償部３０２を有する。１つの線形歪補償部３０１と１つの非線形歪補償部３０２とは対であり、１つの歪補償部３０３を形成する。なお、線形歪補償部３０１および非線形歪補償部３０２のいずれが前段であっても後段であってもよい。等化器３１は、複数の歪補償部３０３が縦続接続された構成を有する。したがって、等化器３１においては、線形歪補償部３０１と非線形歪補償部３０２とが交互に配置されている。その結果、等化器３１は、入力された信号に対して線形歪補償と非線形歪補償とを交互に行って、歪補償した信号を出力する。

副等化器３２は、等化器３１で補償できなかった小さい歪を補償し、歪補償した信号を搬送波位相復元部３３に送信する。搬送波位相復元部３３は、受信した信号の位相差を検出して復元し、識別演算部３４に送信する。識別演算部３４は、搬送波位相復元部３３から受信した信号をしきい値と比較することにより、シンボルごとに信号を識別する。エラー訂正演算部３５は、エラーが起こったときに判定できる冗長部分と実際のデータとを比較して、エラーが起こっている場合にはエラー訂正する。

非線形効果モニタ４０は、光受信機１０３が受信した光信号の非線形光波形歪を検出する。非線形効果モニタ４０の詳細は、後述する。制御器５０は、非線形効果モニタ４０によって検出された非線形光波形歪に基づいて、等化器３１の線形歪補償部３０１および非線形歪補償部３０２を制御して非線形光波形歪を補償する。

主信号処理部３０は、例えば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）によって構成される。なお、上記ＡＳＩＣには、アナログ／デジタルコンバータ２０、非線形効果モニタ４０、および制御器５０の少なくともいずれかが含まれていてもよい。なお、ＡＳＩＣの代わりに、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を用いてもよい。

続いて、非線形効果モニタ４０の詳細について説明する。図４は、非線形効果モニタ４０のブロック図である。図４を参照して、非線形効果モニタ４０は、第１推定部４１、第２推定部４２、および加算器４３を備える。第１推定部４１は、誤り訂正数／信号品質指標変換部４０１を備える。第２推定部４２は、加算器４０２，４０８、２乗器４０３、平均化部４０４，４０７、遅延部４０５、乗算器４０６、および信号品質指標演算部４０９を備える。

加算器４０２には、搬送波位相復元部３３と識別演算部３４とから信号が入力される。ここで、搬送波位相復元部３３に入力されるＩ相信号およびＱ相信号は、下記式（１）で表される位相のスカラ量（０〜２π）で表すことができる。
ｄ_ｋ＋θ_ｋ＋ｎ_ｋ＋δ_ｋ （１）
ｄ_ｋ：ｋ番目シンボルの変調データ（例えば４値（０°〜２７０°））
θ_ｋ：ｋ番目シンボルの位相ノイズおよびオフセット
ｎ_ｋ：ｋ番目シンボルのホワイトガウシアンノイズ
δ_ｋ：ｋ番目シンボルの非線形ノイズ

搬送波位相復元部３３は、上記式（１）から、信号処理によって推定された位相角を差し引いた信号を出力する。具体的には、推定された位相角をθ_ｋ ^{（ｅｓｔ）}と定義する。また、θ_ｋ−θ_ｋ ^{（ｅｓｔ）}＝Δθ_ｋと表す。この場合、搬送波位相復元部３３の出力信号は、下記式（２）で表すことができる。
ｄ_ｋ＋Δθ_ｋ＋ｎ_ｋ＋δ_ｋ （２）

識別演算部３４は、変調データｄ_ｋを出力する。加算器４０２は、搬送波位相復元部３３の出力値から識別演算部３４の出力値を差し引いた信号出力する。したがって、加算器４０２の出力信号は、下記式（３）で表すことができる。
Δθ_ｋ＋ｎ_ｋ＋δ_ｋ （３）

２乗器４０３は、加算器４０２の出力値を２乗して平均化部４０４に対して出力する。２乗器４０３の出力信号は、下記式（４）で表すことができる。
Δθ_ｋ ^２＋ｎ_ｋ ^２＋δ_ｋ ^２＋２Δθ_ｋｎ_ｋ＋２ｎ_ｋδ_ｋ＋２Δθ_ｋδ_ｋ （４）

平均化部４０４は、２乗器４０３の出力信号の平均値を信号Ｓ１として加算器４０８に対して出力する。ここで、ホワイトガウシアンノイズｎ_ｋは、１シンボルごとに相関がない。したがって、複数シンボルにわたって平均値を算出すると、上記式（４）のうち、２Δθ_ｋｎ_ｋおよび２ｎ_ｋδ_ｋはゼロとみなすことができる。また、非線形ノイズδ_ｋもランダムであるので、複数シンボルにわたって平均値を算出すると、上記式（４）のうち２Δθ_ｋδ_ｋもゼロとみなすことができる。

遅延部４０５は、２乗器４０３の出力信号を１シンボル遅延させて出力する。乗算器４０６は、加算器４０２の出力信号と遅延部４０５の出力信号との乗算結果を平均化部４０７に対して出力する。乗算器４０６の出力信号は、下記式（５）で表すことができる。
Δθ_ｋΔθ_ｋ＋１＋ｎ_ｋｎ_ｋ＋１＋δ_ｋδ_ｋ＋１＋Δθ_ｋｎ_ｋ＋１＋Δθ_ｋ＋１ｎ_ｋ＋ｎ_ｋδ_ｋ＋１＋ｎ_ｋ＋１δ_ｋ＋Δθ_ｋδ_ｋ＋１＋Δθ_ｋ＋１δ_ｋ （５）

平均化部４０７は、乗算器４０６の出力信号の平均値を信号Ｓ２として加算器４０８に対して出力する。ここで、上記と同様にホワイトガウシアンノイズｎ_ｋは１シンボルごとに相関がないので、複数シンボルにわたって平均値を算出すると、ｎ_ｋｎ_ｋ＋１、Δθ_ｋｎ_ｋ＋１、ｎ_ｋδ_ｋ＋１、およびｎ_ｋ＋１δ_ｋはゼロとみなすことができる。また、非線形ノイズδ_ｋもランダムであるので、複数シンボルにわたって平均値を算出すると、Δθ_ｋ＝Δθ_ｋ＋１と近似すれば、上記式（５）のうちΔθ_ｋδ_ｋ＋１およびΔθ_ｋ＋１δ_ｋもゼロとみなすことができる。なお、非線形ノイズδ_ｋは、ランダムではあるが、複数シンボルにわたって相関を有するので、複数シンボルにわたって平均値を算出しても、上記式（５）のうちδ_ｋδ_ｋ＋１はゼロにならないことがある。その結果、信号Ｓ１から信号Ｓ２を差し引いて出力する加算器４０８の出力信号は、下記式（６）で表すことができる。
Ｓ１−Ｓ２＝ａｖｅｒａｇｅ（ｎ_ｋ ^２＋δ_ｋ ^２−δ_ｋδ_ｋ＋１） （６）

ここで、フレーム内の誤り訂正数から誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を算出し、ノイズに起因する位相角の広がりａｖｅｒａｇｅ（ｎ_ｋ ^２＋δ_ｋ ^２）に換算することができる。上記式（６）から、ノイズに起因する位相角の広がりを差し引くことによって、ａｖｅｒａｇｅ（δ_ｋδ_ｋ＋１）が得られる。ここで、δ_ｋ＋１＝δ_ｋ＋Δ_ｋとし、ａｖｅｒａｇｅ（Δ_ｋ）＝０とすると、ａｖｅｒａｇｅ（δ_ｋδ_ｋ＋１）＝ａｖｅｒａｇｅ（δ_ｋ（δ_ｋ＋Δ_ｋ））＝ａｖｅｒａｇｅ（δ_ｋ ^２＋δ_ｋΔ_ｋ）＝ａｖｅｒａｇｅ（δ_ｋ ^２）となる。したがって、非線形効果の大きさに比例した量（以下、非線形効果モニタ量と称する。）を検出することができる。このように、ホワイトガウシアンノイズには１シンボルごとに相関がなくかつ非線形ノイズには数シンボルにわたって相関があることを利用することによって、非線形効果モニタ量を分離することができる。

本実施例においては、信号品質指標としてＱ値を用いる。具体的には、誤り訂正数／信号品質指標変換部４０１は、ＢＥＲをＱ値に変換する。Ｑ値は、√２ｅｒｆｃ^−１（２×ＢＥＲ）と表すことができる。信号品質指標演算部４０９は、加算器４０８の出力から信号品質指標（Ｑ値）を演算する。この場合、Ｑ＝（１／２）×１／（Ｓ１−Ｓ２）と表すことができる。加算器４３は、信号品質指標演算部４０９によって得られたＱ値から誤り訂正数／信号品質指標変換部４０１によって得られたＱ値を差し引く。それにより、非線形効果の大きさに比例した量を検出することができる。

本実施例によれば、識別演算部３４の前後の信号と誤り訂正数とを用いて、非線形効果モニタ量を取得することができる。したがって、既存の光受信機の主信号処理部を用いて非線形効果モニタ量を取得することができる。

加算器４３の出力結果は、制御器５０に入力される。制御器５０は、非線形効果モニタ４０によって検出される非線形効果モニタ量が減少するように、等化器３１を制御する。それにより、高精度に非線形歪を補償することができる。また、非線形効果モニタ４０によって検出される非線形効果モニタ量が最小となるように等化器３１を制御することによって、非線形歪を最大限に補償することができる。

なお、精度向上のため、誤り訂正数／信号品質指標変換部４０１は、誤り訂正数ｎがしきい値Ｎを超えるまで積算してもよい。この場合、平均化部４０４，４０７は、誤り訂正数ｎがしきい値Ｎを超えるまでの平均値を出力することが好ましい。

図５は、制御器５０による制御の一例を説明するためのフローチャートである。図５を参照して、制御器５０は、等化器３１に初期値を設定する（ステップＳ１）。次に、制御器５０は、非線形効果モニタ４０から非線形効果モニタ量を取得する（ステップＳ２）。次いで、制御器５０は、非線形効果モニタ量を少なくするパラメータ制御方向を推定する（ステップＳ３）。次に、制御器５０は、等化器３１のパラメータを、非線形効果モニタ量が少なくなるように制御する（ステップＳ４）。

次いで、制御器５０は、非線形効果モニタ４０の出力が規定値μよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５において「Ｎｏ」と判定された場合、制御器５０は、ステップＳ２から再度実行する。ステップＳ５において「Ｙｅｓ」と判定された場合、制御器５０は、フローチャートの実行を終了する。図５のフローチャートによれば、非線形効果モニタ４０によって検出される非線形効果モニタ量を小さく制御することができる。それにより、非線形歪を補償することができる。

図６（ａ）および図６（ｂ）は、非線形効果モニタ４０によって検出される非線形効果モニタ量と実際の信号品質劣化量との関係についてのシミュレーション結果について説明するための図である。図６（ａ）において、横軸は実際の非線形効果量を示し、左側の縦軸は非線形効果モニタ４０によって検出された非線形効果モニタ量を示し、右側の縦軸は信号品質劣化量を示す。図６（ａ）で説明されるように、実際の非線形効果量に対する非線形効果モニタ量と信号品質劣化量とはよく対応している。また、図６（ｂ）で説明されるように、非線形効果モニタ量と信号品質劣化量とは、一対一の関係を維持する。

図７（ａ）および図７（ｂ）は、非線形効果モニタ４０の検出結果に基づいて制御器５０が等化器３１を制御した場合の信号品質について説明するための図である。図７（ａ）は非線形効果モニタ４０の検出結果の推移を説明するための図であり、図７（ｂ）は信号品質の推移を説明するための図である。図７（ａ）および図７（ｂ）の横軸は非線形効果モニタ４０の検出結果に基づく制御器５０による非線形歪補償を開始してからの経過時間を示す。図７（ａ）の縦軸は非線形効果モニタ量を示し、図７（ｂ）の縦軸は信号品質を示す。

図７（ａ）および図７（ｂ）を参照して、時間の経過とともに、非線形効果モニタ量が減少するに従って信号品質が期待信号品質に収束されていることがわかる。以上のことから、本実施例に係る非線形効果モニタ４０を用いることによって、非線形光波形歪を検出することができ、その検出結果に基づいて非線形歪を補償することができる。その結果、高精度に非線形歪を補償することができる。

なお、非線形効果モニタ４０の算出速度を向上させるために、主信号処理部３０に雑音を付加する機構が備わっていてもよい。また、エラー訂正演算部３５が二段に分離している場合には、誤り訂正数は、一段目のデコーダから抽出してもよく、二段目のデコーダから抽出してもよく、双方の訂正数を統合して生成されたものでもよい。エラー訂正演算部３５が二段に分離している例として、軟判定ＦＥＣと硬判定ＦＥＣとが連接された構成が挙げられる。

また、本実施例においては信号品質指標としてＱ値を用いたが、それに限られない。例えば、受信信号の信号配置点近辺での広がりを用いてもよい。図８（ａ）は、受信信号の信号配置点近辺での広がりについて説明するための図である。図８（ａ）において、横軸はＩ相を示し、縦軸はＱ相を示す。信号配置点は、４つの位相（π／４、３π／４、５π／４、７π／４）となり、信号配置点周りの受信信号の分布はガウス分布では以下の式（７）で表わされる。

式（７）で表わされるように、信号配置点周りの揺らぎ量（信号品質）を表すパラメータはσである。「Theodre S. Rappaport, “Wireless Communications-principles & Practice”, Pearson Education, Inc, (1996).」によれば、揺らぎがＸ_０を超える確率（Ｑ値−信号品質）は、下記式（８）〜式（１０）で表わすことができる。なお、揺らぎＸ_０は、図８（ｂ）で表わすことができる。

さらに、最適な信号識別点Ｚを選択すれば、「山本杲也著、光ファイバ通信技術、日刊工業新聞社（１９９５）」により、Ｑ値は、信号誤り率（ＢＥＲ）とＱ＝√２ｅｒｆｃ^−１（２×ＢＥＲ）との関係で結ばれる。したがって、信号配置点周りの揺らぎ、Ｑ値、および信号誤り率は、本質的に同じものを示す別の指標として用いることができる。

図９（ａ）は、実施例２に係る光受信機１０３ａのブロック図である。光受信機１０３ａは、偏波ダイバシチ方式の光受信機である。図９（ａ）を参照して、光受信機１０３ａは、コヒーレント光フロントエンド部１０の代わりにコヒーレント光フロントエンド部１０ａを備える。

図９（ｂ）は、コヒーレント光フロントエンド部１０ａのブロック図である。図９（ｂ）を参照して、光信号は、偏波ビームスプリッタ１５に入力される。偏波ビームスプリッタ１５は、光信号を２つの偏光方向の光信号に分岐する。偏波ビームスプリッタ１６は、局発光発信器１４の発振光信号を２つの偏光方向の光信号に分岐する。９０°ハイブリッド１２、光電変換器１３、およびアナログ／デジタルコンバータ２０により、それぞれの偏波光信号がＩ相およびＱ相のデジタル電気信号に変換され、主信号処理部３０に入力される。

光受信機１０３ａにおいては、実施例１に係る非線形効果モニタ４０を偏波ごとに設けて偏波ごとの非線形効果モニタ量を取得することができる。それにより、高精度に非線形歪を補償することができる。

図１０（ａ）は、実施例３に係る光受信機１０３ｂのブロック図である。光受信機１０３ｂは、セルフコヒーレント方式の光受信機である。図１０（ａ）を参照して、光受信機１０３ｂは、コヒーレント光フロントエンド部１０の代わりにコヒーレント光フロントエンド部１０ｂを備え、主信号処理部３０の代わりに主信号処理部３０ｂを備える。

図１０（ｂ）は、コヒーレント光フロントエンド部１０ｂのブロック図である。図１０（ｂ）を参照して、光受信機１０３ｂに入力された光信号は、ビームスプリッタ１７で２つに分岐される。一方の分岐光は、ビームスプリッタ１８でさらに２つに分岐される。ビームスプリッタ１８で分岐された光信号は、それぞれ遅延干渉計１９に入力される。一方の遅延干渉計１９は、光信号を自己遅延干渉させることによって、光信号に含まれるＩ相を抽出する。例えば、入力された信号を分岐して一方を１ビット遅延させて他方と干渉させることによって、Ｉ相を抽出することができる。他方の遅延干渉計１９は、光信号を自己遅延干渉させることによって、光信号に含まれるＱ相を抽出する。遅延干渉計１９が出力した光信号は光電変換器１３に入力される。

ビームスプリッタ１７で分岐された光信号のうち他方は、遅延干渉計１９を経由せずに光電変換器１３に入力される。光電変換器１３およびアナログ／デジタルコンバータ２０の機能は実施例１と同様である。アナログ／デジタルコンバータ２０が出力したデジタル電気信号は、主信号処理部３０ｂに入力される。

主信号処理部３０ｂは、等化器３１の前段に電場再構築部３６を備えるとともに、搬送波位相復元部３３の代わりにＭＰＳＥ（Ｍｕｌｔｉ Ｓｙｍｂｏｌ Ｐｈａｓｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）部３７を備える。電場再構築部３６は、受信した信号情報から、受信した複素光電界を再構築する処理を行う。処理した信号をＩ相およびＱ相の信号として、等化器３１に対して出力する。等化器３１および副等化器３２は、入力された電気信号の歪補償を行い、歪補償を行った電気信号をＭＰＳＥ部３７に対して出力する。ＭＰＳＥ部３７は、入力された信号の多値位相評価を行い、識別演算部３４に対して出力する。

本実施例においても、識別演算部３４の前後の信号と誤り訂正数とを用いて、実施例１と同様の方法に従って非線形効果モニタ量を取得することができる。それにより、高精度に非線形歪を補償することができる。

図１１（ａ）は、実施例４に係る光受信機１０３ｃのブロック図である。光受信機１０３ｃは、偏波ダイバシチセルフコヒーレント方式の光受信機である。図１１（ａ）を参照して、光受信機１０３ｃは、コヒーレント光フロントエンド部１０の代わりにコヒーレント光フロントエンド部１０ｃを備え、主信号処理部３０の代わりに主信号処理部３０ｃを備える。

図１１（ｂ）は、コヒーレント光フロントエンド部１０ｃのブロック図である。図１１（ｂ）を参照して、光受信機１０３ｃに入力された光信号は、偏波ビームスプリッタ１５で２つの偏波方向の光信号に分岐される。分岐された光信号は、それぞれ実施例３の遅延干渉計１９、光電変換器１３およびアナログ／デジタルコンバータ２０で処理され、主信号処理部３０ｃに入力される。

主信号処理部３０ｃは、等化器３１の前段に２つの電場再構築部３６を備えるとともに、搬送波位相復元部３３の代わりにＭＰＳＥ部３７を備える。偏波方向により２つに分岐された光信号に対応するデジタル電気信号は、それぞれ電場再構築部３６に入力される。電場再構築部３６は、実施例３と同様に複素光電界の再構築処理を行い、処理した信号を等化器３１に対して出力する。その他の構成は実施例３と同様である。

本実施例においても、識別演算部３４の前後の信号と誤り訂正数とを用いて、実施例１と同様の方法に従って非線形効果モニタ量を取得することができる。それにより、高精度に非線形歪を補償することができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０ コヒーレント光フロントエンド部
１１ 偏波制御部
１２ ９０°ハイブリッド
１３ 光電変換器
１４ 局発光発信器
２０ アナログ／デジタルコンバータ
３０ 主信号処理部
３１ 等化器
３２ 副等化器
３３ 搬送波位相復元部
３４ 識別演算部
３５ エラー訂正演算部
４０ 非線形効果モニタ
４１ 第１推定部
４２ 第２推定部
４３ 加算器
５０ 制御器
１００ 光伝送システム
１０３ 光受信機
４０１ 誤り訂正数／信号品質指標変換部
４０２，４０８ 加算器
４０３ ２乗器
４０４，４０７ 平均化部
４０５ 遅延部
４０６ 乗算器
４０９ 信号品質指標演算部

Claims (10)

1. 光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定部と、
   前記電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定部と、
   前記第１推定部および前記第２推定部が推定する信号品質の差分を求めることによって、非線形効果量を取得する非線形効果量取得部と、を備えることを特徴とする非線形効果量検出回路。
2. 前記第２推定部は、シンボルごとに相関がないノイズ成分を複数シンボルの平均化によって除外した信号を用いて、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定することを特徴とする請求項１記載の非線形効果量検出回路。
3. 前記第２推定部は、前記識別演算部の前の信号から後の信号を差し引いて得られる信号の２乗の平均値から、前記識別演算部の前の信号から後の信号を差し引いて得られる信号の隣り合うシンボルの乗算値の平均値を差し引くことによって、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定することを特徴とする請求項１記載の非線形歪検出回路。
4. 前記第１推定部および前記第２推定部は、信号品質としてＱ値を用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の非線形歪検出回路。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の非線形歪検出回路と、
   前記非線形歪検出回路によって検出された非線形歪が減少するように、等化器を制御する制御器と、を備えることを特徴とする光受信機。
6. 請求項５に記載の光受信機と、
   光伝送路を経由して前記光受信機に信号を送信する光送信機と、を備えることを特徴とする光伝送システム。
7. 光伝送路から受信された光信号を光電変換して得られた電気信号のエラー訂正数に基づいて信号品質を推定する第１推定ステップと、
   前記電気信号を識別する識別演算部の前後の信号に基づいて、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定する第２推定ステップと、
   前記第１推定ステップおよび前記第２推定ステップにおいて推定される信号品質の差分を求めることによって、非線形効果量を取得する非線形効果量取得ステップと、を含むことを特徴とする非線形効果量検出方法。
8. 前記第２推定ステップは、シンボルごとに相関がないノイズ成分を複数シンボルの平均化によって除外した信号を用いて、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定するステップであることを特徴とする請求項７記載の非線形効果量検出方法。
9. 前記第２推定ステップは、前記識別演算部の前の信号から後の信号を差し引いて得られる信号の２乗の平均値から、前記識別演算部の前の信号から後の信号を差し引いて得られる信号の隣り合うシンボルの乗算値の平均値を差し引くことによって、非線形効果の影響が除外された信号品質を推定するステップであることを特徴とする請求項７記載の非線形歪検出方法。
10. 前記第１推定ステップおよび前記第２推定ステップにおいて、信号品質としてＱ値を用いることを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の非線形歪検出方法。

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