JP5345649B2 - Variable gate field effect transistor (FET) and electrical and electronic device comprising this FET - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電界効果トランジスタ(Field Effect Transistor:FET)に係り、特に、金属絶縁体遷移(Metal−Insulator Transition:MIT)素子やサーミスタ素子を用いてFETのゲート電圧を変化させることで、安定的に動作できる高効率及び低発熱のFETに関する。 The present invention relates to a field effect transistor (FET), and more particularly, by changing a gate voltage of an FET using a metal-insulator transition (MIT) element or a thermistor element, thereby stabilizing the field effect transistor (Field Effect Transistor: FET). The present invention relates to a high-efficiency and low-heat-generating FET that can operate at high speed.
電子部品のうち代表的なスイッチは、3端子素子であるトランジスタであり、トランジスタは、pn接合原理を用いたバイポーラトランジスタと、キャパシタを利用するFETとに分類される。高速信号増幅用FETは、電気電子装置(Electrical and Electronic Apparatus)の前端−後端(Front−End)でRF信号増幅、DC−DCコンバータ、DCスイッチング用素子として使われている。このようなFETは、高速スイッチング時にソース及びドレイン伝導層に熱が発生し、その熱がゲート絶縁体に伝達されてソース及びドレイン間のチャンネル電流が減少することが、FETの代表的な問題点として指摘されている。 A representative switch among electronic components is a transistor which is a three-terminal element, and the transistor is classified into a bipolar transistor using a pn junction principle and an FET using a capacitor. The high-speed signal amplification FET is used as an element for RF signal amplification, a DC-DC converter, and a DC switching at the front end-front end (Front-End) of an electrical and electronic apparatus (Electrical and Electronic Apparatus). A typical problem with such FETs is that heat is generated in the source and drain conductive layers during high-speed switching, and that heat is transferred to the gate insulator to reduce the channel current between the source and drain. As pointed out.
かかる問題のため、FETは、高速の信号増幅が不可能である。それにより、FETの高速増幅のために、温度センサー、メモリ、D−A(Digital−to−Analog)コンバータなどの周辺素子と、このような周辺素子を制御するマイクロプロセッサーとが必要であり、このような周辺装置を動作させるために複雑なシステム概念のプログラムが要求される。 Due to such a problem, the FET cannot perform high-speed signal amplification. Therefore, peripheral elements such as a temperature sensor, a memory, a DA (Digital-to-Analog) converter, and a microprocessor for controlling such peripheral elements are required for high-speed amplification of the FET. In order to operate such a peripheral device, a complicated system concept program is required.
本発明が解決しようとする課題は、熱によるFETのソース及びドレイン間の電流減少問題を効果的に解決し、また、FETの温度を低めることができる可変ゲートFET(Variable Gate FET)及びこのFETを備える電気電子装置を提供するところにある。 The problem to be solved by the present invention is to effectively solve the problem of current reduction between the source and drain of the FET due to heat, and to reduce the temperature of the FET, and a variable gate FET (variable gate FET) and the FET An electrical and electronic device comprising:
前記課題を解決するために本発明は、FETと、前記FETの表面または発熱部分に取り付けられ、回路的には、前記FETのゲート端子に連結されており前記ゲート端子の電圧を変化させるゲート制御素子と、を備え、前記FETの温度が所定温度以上に上昇しているときに、前記ゲート制御素子が、前記ゲート端子の電圧を変化させて、前記FETのソース及びドレイン間のチャンネル電流を制御する可変ゲートFETを提供する。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides an FET and a gate control that is attached to the surface of the FET or a heat generating portion and is connected to the gate terminal of the FET in terms of circuit and changes the voltage of the gate terminal. The gate control element controls the channel current between the source and drain of the FET by changing the voltage of the gate terminal when the temperature of the FET is higher than a predetermined temperature. A variable gate FET is provided.
本発明の一実施形態において、前記ゲート制御素子は、臨界温度で急激な金属絶縁体遷移(Metal−Insulator Transition:MIT)が発生するMIT素子を含むことができる。かかる前記MIT素子は、前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、前記急激なMIT薄膜にコンタクトする2個の電極薄膜と、を備え、2個の前記電極薄膜のうちのいずれか一つである第1電極薄膜は、前記ゲート端子に連結され、他の一つの第2電極薄膜は、制御用電圧源またはグラウンドに連結される。一方、前記FETのドレイン電極には駆動電圧源が連結され、前記FETのソース電極には駆動素子が連結され、前記FETのゲートには、ゲート電圧源及び前記MIT素子が共通に連結される。 In one embodiment of the present invention, the gate control device may include an MIT device that generates a metal-insulator transition (MIT) at a critical temperature. The MIT element includes an MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature, and two electrode thin films that are in contact with the abrupt MIT thin film, and one of the two electrode thin films. The first electrode thin film is connected to the gate terminal, and the other second electrode thin film is connected to a control voltage source or ground. Meanwhile, a driving voltage source is connected to the drain electrode of the FET, a driving element is connected to the source electrode of the FET, and a gate voltage source and the MIT element are commonly connected to the gate of the FET.
本発明の一実施形態において、前記ゲート制御素子は、温度増加によって抵抗が減少するサーミスタ素子を含む。かかる前記サーミスタ素子の2個の端子のうちのいずれか一つは、前記FETのゲートに連結され、他の一つは、制御用電圧源またはグラウンドに連結される。 In one embodiment of the present invention, the gate control element includes a thermistor element whose resistance decreases with increasing temperature. One of the two terminals of the thermistor element is connected to the gate of the FET, and the other is connected to a control voltage source or ground.
本発明の一実施形態において、前記FETとゲート制御素子は、一つのチップにパッケージングされうる。また、前記可変ゲートFETは、前記FETから発生した熱を伝達する熱伝達媒介体を備え、前記FETとゲート制御素子は、それぞれパッケージングされ、パッケージングされた前記FETとゲート制御素子は、前記熱伝達媒介体を通じて熱伝達されるように結合される。 In one embodiment of the present invention, the FET and the gate control element may be packaged in one chip. The variable gate FET includes a heat transfer medium that transfers heat generated from the FET, the FET and the gate control element are packaged, and the packaged FET and gate control element are They are coupled to transfer heat through a heat transfer medium.
前記課題を解決するために本発明はまた、駆動素子と、前記駆動素子に連結されており、前記駆動素子に供給される電流を制御する少なくとも一つの前記可変ゲートFETと、を備える電気電子装置を提供する。 In order to solve the above-mentioned problems, the present invention also includes a drive element, and at least one variable gate FET connected to the drive element and controlling a current supplied to the drive element. I will provide a.
本発明の一実施形態において、前記ゲート制御素子は、前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、前記急激なMIT薄膜にコンタクトする2個の電極薄膜と、を備え、2個の前記電極薄膜のうちのいずれか一つである第1電極薄膜は、前記ゲート端子に連結され、他の一つの第2電極薄膜は、制御用電圧源またはグラウンドに連結される。 In one embodiment of the present invention, the gate control element includes an MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature, and two electrode thin films that are in contact with the abrupt MIT thin film. The first electrode thin film, which is one of the thin films, is connected to the gate terminal, and the other second electrode thin film is connected to a control voltage source or ground.
本発明の一実施形態において、前記可変ゲートFETは複数であり、複数個の前記可変ゲートFETのそれぞれの前記FETは、アレイ構造に配されてFETアレイ素子を構成し、前記FETアレイ素子のそれぞれのFETに前記ゲート制御素子が連結される。 In one embodiment of the present invention, there are a plurality of the variable gate FETs, and each of the plurality of the variable gate FETs is arranged in an array structure to constitute an FET array element, and each of the FET array elements The gate control element is connected to the FET.
本発明の一実施形態において、前記電気電子装置は、前記可変ゲートFETが使われる、RF信号増幅用素子、DC−DCスイッチング素子、パワーサプライ用スイッチング素子、マイクロプロセッサーの高速信号処理用スイッチング素子、電子機器のパワー制御用スイッチング素子、リチウムイオン充電用スイッチング素子、LED制御用スイッチング素子、ディスプレイピクセル制御用スイッチ素子、メモリセル制御用スイッチング素子、音響機器で音響及び音声信号増幅用スイッチング素子、フォト・リレー、及び光スイッチのうち少なくとも一つを含む。 In one embodiment of the present invention, the electrical and electronic device includes an RF signal amplification element, a DC-DC switching element, a power supply switching element, a microprocessor high-speed signal processing switching element, in which the variable gate FET is used. Electronic device power control switching device, lithium ion charging switching device, LED control switching device, display pixel control switching device, memory cell control switching device, acoustic and audio signal amplification switching device for audio equipment, photo At least one of a relay and an optical switch is included.
本発明の可変ゲートFET及びこのFETを備える電気電子装置は、MIT素子またはサーミスタ素子を用いて、FETで発生した熱によって、FETのゲートに印加される電圧を変化させて、FETのソース及びドレイン間の電流を増大させ、またFETの温度を低めることで、FETの動作を安定して維持させることができる。 The variable gate FET of the present invention and the electric / electronic device including the FET use a MIT element or a thermistor element to change the voltage applied to the gate of the FET by the heat generated in the FET, and thereby the source and drain of the FET. The operation of the FET can be stably maintained by increasing the current between them and decreasing the temperature of the FET.
それにより、本発明の可変ゲートFETは高速、高電力及び低発熱のスイッチング素子であって、RF信号増幅用素子、DC−DCスイッチング素子、パワーサプライ用スイッチング素子、マイクロプロセッサーで高速信号処理用スイッチング素子、電子機器のパワー制御用スイッチング素子、リチウムイオン充電用スイッチング素子、LED制御用スイッチング素子、ディスプレイピクセル制御用スイッチング素子、メモリセル制御用スイッチング素子、音響機器で音響及び音声信号増幅用スイッチング素子、フォト・リレー、及び光スイッチなどのスイッチング素子に利用でき、またかかるスイッチング素子を含む携帯電話、ノート型パソコン、コンピュータ、メモリなどのあらゆる電気電子装置に有効に活用できる。 Accordingly, the variable gate FET of the present invention is a high-speed, high-power and low-heat switching element, which is an RF signal amplification element, a DC-DC switching element, a power supply switching element, and a microprocessor for high-speed signal processing switching. Switching element for power control of electronic devices, switching element for lithium ion charging, switching element for LED control, switching element for display pixel control, switching element for memory cell control, switching element for acoustic and audio signal amplification in acoustic equipment, It can be used for a switching element such as a photo relay and an optical switch, and can be effectively used for all electric and electronic devices such as a mobile phone, a notebook computer, a computer, and a memory including the switching element.
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施形態を詳細に説明する。以下の説明である構成要素が他の構成要素の上部に存在すると記述される時、これは他の構成要素の真上に存在することでもあり、その間に第3の構成要素が介されることでもある。また、図面で各構成要素の厚さやサイズは説明の便宜及び明確性のために誇張され、説明と関係ない部分は省略された。図面上で同一符号は同じ要素を示す。一方、使われる用語は単に本発明を説明するための目的で使われたものであり、意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使われたものではない。また、本発明を説明するに当って、関連する公知の機能または構成についての具体的な説明が本発明の趣旨を不要に不明にしうると判断される場合には、それについての詳細な説明は省略する。 Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. When it is described that a component in the following description is present on top of another component, this may also be directly above the other component, with a third component interposed therebetween. is there. In the drawings, the thickness and size of each component are exaggerated for convenience of description and clarity, and portions not related to the description are omitted. The same reference numerals in the drawings denote the same elements. On the other hand, the terms used are merely used to describe the present invention, and are not used to limit the scope of the present invention described in the meaning limitation or the claims. Further, in describing the present invention, if it is determined that a specific description of a related known function or configuration can unnecessarily obscure the spirit of the present invention, a detailed description thereof will be given. Omitted.
図1は、N型FETの動作を説明するための基本回路図である。 FIG. 1 is a basic circuit diagram for explaining the operation of an N-type FET.
図1を参照すれば、一般的にFET 10(以下、‘FET’)は3端子スイッチであって、ゲート電圧源VGからゲートGに印加される電圧を調節して、FET 10のソースS及びドレインD間のチャンネルをオン−オフさせることで、駆動電圧源VDからの電流を駆動素子(図示せず)に供給する機能を発揮する。FET 10は、N型FETとP型FETとに分類され、本図面ではN型FETを図示している。
Referring to FIG. 1, the FET 10 (hereinafter, “FET”) is generally a three-terminal switch, and the voltage applied to the gate G from the gate voltage source V G is adjusted to adjust the source S of the
FET 10は、ゲートにゲート電圧が加えられ、その電圧により誘起される電荷をソース及びドレイン電圧により流して、駆動素子に電流を供給させる。このようなFET 10は、ソース及びドレイン電圧を高めて大きい電流を流すことで、パワーFETとして利用されうる。また、FET 10は、低いソース及びドレイン電圧に適切なゲート電圧を印加することで、高速のスイッチングを行う高速スイッチング素子として利用されることもある。
In the
しかし、このようなFET 10は、高速スイッチング時にソース及びドレインチャンネル層に熱が発生し、その熱がゲート絶縁体に伝達されてソース及びドレイン間のチャンネル電流が減少することで、駆動素子(図示せず)の誤作動を引き起こす。ここで、丸で囲まれたAは、駆動素子の代わりにFET 10に連結させた電流計である。
However, the
図2は、図1の回路でゲート電圧VGSによるソース及びドレイン電圧VDSに対するドレイン電流IDを示すグラフであって、FETとしてN−MOS IRF640を使用して得たグラフである。 FIG. 2 is a graph showing the drain current ID with respect to the source and drain voltage V DS by the gate voltage V GS in the circuit of FIG. 1, and is a graph obtained by using the N-MOS IRF 640 as the FET.
図2を参照すれば、ソース及びドレイン電圧VDSの増加によって、ドレイン電流IDも増加することが分かる。また、ゲート電圧VGSが高いほどドレイン電流IDの増加速度、すなわち、該当グラフの傾斜度も大きくなることが分かる。一方、5.5V以上のゲート電圧からはゲート電圧VGSの増加にもかかわらず、ドレイン電流IDの増加速度はほぼ同一になる。グラフ上に、ソース及びドレイン電圧VDSが約3.7Vである時、ドレイン電流IDが2Aである部分が矢印で表示されている。 Referring to FIG. 2, it can be seen that the drain current ID increases as the source and drain voltage VDS increases. It can also be seen that the higher the gate voltage V GS , the higher the rate of increase of the drain current ID , that is, the slope of the corresponding graph. On the other hand, from above the gate voltage 5.5V despite the increase in the gate voltage V GS, the rate of increase of the drain current I D is substantially the same. On the graph, when the source and drain voltage V DS is about 3.7 V, a portion where the drain current ID is 2 A is indicated by an arrow.
図3は、図1の回路でゲート電圧VGSによるソース及びドレイン電流IDSに対するFETの表面温度Tを示すグラフであって、やはりFETとしてN−MOS IRF640を使用して得たグラフである。ここで、ソース及びドレイン電流IDSは、前記図2のドレイン電流IDと同じものと見なしても構わない。 FIG. 3 is a graph showing the surface temperature T of the FET with respect to the source and drain current I DS by the gate voltage V GS in the circuit of FIG. 1, and is also a graph obtained by using the N-MOS IRF 640 as the FET. Here, the source and the drain current I DS is may be regarded the same as the drain current I D of FIG. 2.
図3を参照すれば、ソース及びドレイン電流IDSが増加するほどFETの表面温度Tが増加することが分かる。また、ゲート電圧VGSが高いほど表面温度Tグラフが右側に移動することが確認できるが、これは、ゲート電圧VGSを増加させることでFETの表面温度を低めることができると解釈できる。すなわち、Y軸の70℃付近にX軸に沿って描かれた黒色矢印を見れば、ゲート電圧VGSの増加によるソース及びドレイン電流IDSの増加にも係わらず、FETの表面温度Tは一定である。 Referring to FIG. 3, it can be seen that the surface temperature T of the FET increases as the source and drain current IDS increases. Further, it can be confirmed that the surface temperature T graph moves to the right side as the gate voltage V GS is higher, but this can be interpreted that the surface temperature of the FET can be lowered by increasing the gate voltage V GS . That is, when the black arrow drawn along the X axis near 70 ° C. on the Y axis is observed, the surface temperature T of the FET is constant despite the increase in the source and drain currents I DS due to the increase in the gate voltage V GS. It is.
例えば、ゲート電圧VGSが5.0VであるグラフAの場合、ソース及びドレイン電流IDSが2.0Aほどである部分でFETの表面温度が100℃以上になることが分かる。しかし、ゲート電圧VGSを増加させる場合(ゲート電圧VGSが5.5V以上であるグラフ)、同じ2.0Aのソース及びドレイン電流IDSでFETの表面温度が60℃ほどに低くなることが確認できる。一方、図2で、5.5V以上のゲート電圧VGSからゲート電圧VGSの増加にも係わらず、ドレイン電流IDの増加速度は増加しないことと同じ脈絡で、5.5V以上のゲート電圧VGSからFETの表面温度グラフも右側に移動せずにほぼ同一に維持される。 For example, when the gate voltage V GS is the graph A is 5.0V, the surface temperature of the FET is seen to become more 100 ° C. in partial source and drain current I DS is about 2.0A. However, when the gate voltage V GS is increased (a graph in which the gate voltage V GS is 5.5 V or more), the surface temperature of the FET may be lowered to about 60 ° C. with the same 2.0 A source and drain current I DS. I can confirm. On the other hand, in FIG. 2, despite the increase of the gate voltage V GS from 5.5V or more gate voltage V GS, the same context as the rate of increase of the drain current I D is not increased, 5.5V or more gate voltage The surface temperature graph of the FET from V GS does not move to the right side but is maintained substantially the same.
結局、図3のグラフに基づいて、FETのゲート電極に印加される電圧を高めることで、ソース及びドレイン電流IDSを増加させることができ、それと共にFETの表面温度も低めることが分かる。 Eventually, based on the graph of FIG. 3, by increasing the voltage applied to a gate electrode of the FET, it is possible to increase the source and drain current I DS, also can be seen to lower the surface temperature of the FET with it.
図4は、本発明の一実施形態による可変ゲートFETを備える電気電子装置についての回路図である。 FIG. 4 is a circuit diagram of an electrical and electronic device including a variable gate FET according to an embodiment of the present invention.
図4を参照すれば、本実施形態の電気電子装置は、可変ゲートFET 1000、及び駆動素子300を備えることができる。可変ゲートFET 1000は、FET 100、及びFET 100のゲートGに連結されたMIT素子200を備えることができる。
Referring to FIG. 4, the electrical / electronic device of the present embodiment may include a
FET 100のドレインDには駆動電圧源VDが連結され、ソースSには駆動素子300が連結されうる。また、FET 100のゲートGには、ゲート電圧源VG及びMIT素子200が接点Aを通じて共に連結されうる。MIT素子200の一端子はFET 100のゲートGに連結され、他端子は制御用電圧源VMITに連結されうる。
The driving voltage source V D may be connected to the drain D of the
一方、FET 100のドレインDと駆動電圧源VDとの間に電圧降下及びFET 100保護のための抵抗素子400が連結されうる。また、図示されていないが、ゲート電圧源VGとゲートG、そして制御用電圧源VMITと他端子との間にも抵抗素子が連結されることもある。さらに、他の抵抗素子が電気電子装置内の要求される各部分に追加されるか、または省略されうるということは言うまでもない。
Meanwhile, a
MIT素子200は2端子素子であって、臨界温度未満で絶縁体としての特性を維持すると共に、臨界温度以上で急激に遷移して金属としての特性を持つ。MIT素子200の具体的な構造及び特徴については、図6Aないし図7についての説明部分でさらに詳細に記述する。
The
本実施形態の電気電子装置での可変ゲートFET 1000の動作を説明すれば、前述したように、FET 100が高速でスイッチングすれば、ソース及びドレインチャンネル層に熱が累積して、結局にはソース及びドレインのチャンネル電流を低減させる結果を招く。しかし、この時に発生した熱がMIT素子200に伝達され、MIT素子200が熱により金属に遷移することで、制御用電圧源VMITの電圧が接点Aを通じてFET 100のゲートGに印加されて、FET 100のゲート電圧を上昇させる。
The operation of the
FET 100のゲート電圧が上昇すれば、図3のグラフで確認したように、ソース及びドレイン電流が増加する。結果的に発熱により減少した電流が、ゲート電圧の上昇により増加した電流に補償されて、駆動素子300に供給される実質的な電流の減少はなくなり、それにより、駆動素子300を安定的に動作させることができる。一方、ソース及びドレイン電流の増加と共に、ソース及びドレインチャンネル層の温度も減少する傾向を示す。これは、図3のグラフで説明したように、Y軸の70℃にある黒色矢印で示すゲート電圧の増加によるソース及びドレイン電流の増加にも係わらず温度が一定に維持されることと同じ原理である。
If the gate voltage of the
図4のように設計された回路で、実験的に測定された結果は次の表1の通りである。ここで、FET 100としてIRF640を使用し、駆動電圧源VDとFET 100との間の抵抗素子400の抵抗値は5Ωであり、MIT素子200にヒートガン(Heat Gun)を通じて熱を加えた。
表1で、VGはFET 100のゲート電圧を表し、VDはFET 100のドレイン電圧を表し、IDSはソース及びドレイン電流を表し、VMITはMIT素子200に連結された制御用電圧源の電圧を表し、Temp.はFET 100の表面温度を表す。
In Table 1, V G represents the gate voltage of the
表1から分かるように、MIT素子200にヒートガンを通じて熱を加える前に、FET 100の表面温度は136℃であり、ソース及びドレイン電流は0.6Aであった。MIT素子200に熱を加えた後、FET 100のゲート電圧が4Vから4.7Vに上昇し、これにより、ソース及びドレイン電流も0.6Aから1.0Aに上昇し、また、FET 100の表面温度は136℃から70℃に減少した。このような結果は、可変ゲートFET 1000の動作原理と正確に一致する。
As can be seen from Table 1, before applying heat to the
一方、前記のような可変ゲートFET 1000の動作原理に基づいて、MIT素子200はFET 100の表面や、または発熱がよく起きる部分に取り付けられうる。例えば、MIT素子200は、発生した熱が効果的に伝えられるように発熱がよく起きるFET 100のチャンネル層及びゲート電極などに近い部分に取り付けられうる。
On the other hand, based on the principle of operation of the
図5は、本発明の一実施形態による可変ゲートFETを備える電気電子装置についての回路図である。 FIG. 5 is a circuit diagram of an electrical and electronic device including a variable gate FET according to an embodiment of the present invention.
図5を参照すれば、本実施形態の電気電子装置は、図4の電気電子装置と類似した構造を持つが、MIT素子200部分のみ異なる。すなわち、MIT素子200の一端子は接点Aを通じてFET 100のゲートGに連結され、他端子は制御用電圧源ではなくグラウンドに連結されうる。
Referring to FIG. 5, the electrical / electronic device of the present embodiment has a similar structure to that of FIG. 4, but only the
このようにグラウンドをMIT素子200に連結することで、FET 100のソース及びドレイン電流を減少させることができる。例えば、前記図4のような構造を通じてソース及びドレイン電流が上昇した後、ソース及びドレイン電流を減少させる必要がある場合に、MIT素子200にグラウンドを連結することで、ソース及びドレイン電流を減少させることができる。
By connecting the ground to the
一方、これまで一つのFETに一つのMIT素子が連結される回路構造について説明したが、それに限定されず、本発明の実施形態の可変ゲートFETは複数のFETがアレイ構造に配されたFETアレイ素子において、FETアレイ素子内のそれぞれのFETにMIT素子が一つずつ連結された回路構造に拡張されうるということはいうまでもない。 Meanwhile, although the circuit structure in which one MIT element is connected to one FET has been described so far, the present invention is not limited thereto, and the variable gate FET according to the embodiment of the present invention is an FET array in which a plurality of FETs are arranged in an array structure. It goes without saying that the element can be expanded to a circuit structure in which one MIT element is connected to each FET in the FET array element.
図6A及び図6Bは、図4または5の可変ゲートFETに利用されるMIT素子についての平面図及び平面図であって、図6Aは、積層型構造を持つMIT素子200についての平面図であり、図6Bは、水平型構造を持つMIT素子200aについての平面図であり、図6Cは、図6Bの水平型MIT素子についての平面図である。
6A and 6B are a plan view and a plan view of an MIT element used in the variable gate FET of FIG. 4 or 5, and FIG. 6A is a plan view of an
図6Aを参照すれば、積層型MIT素子200は、基板210、バッファ層220、遷移薄膜230及び電極薄膜240を備えることができる。
Referring to FIG. 6A, the stacked
基板210は、Si、SiO2、GaAs、Al2O3、プラスチック、ガラス、V2O5、PrBa2Cu3O7、YBa2Cu3O7、MgO、SrTiO3、NbがドーピングされたSrTiO3及びSOI(Silicon On Insulator)のうち少なくとも一つの物質を含んで形成されうる。
The
バッファ層220は基板210上に形成され、基板210と第1電極薄膜241との間の格子不整合を緩和させる役割を持つ。基板210と第1電極薄膜241との間に格子不整合が非常に小さい時は、バッファ層220は省略できる。このようなバッファ層220は、SiO2またはSi3N4膜を含んで形成できる。
The
電極薄膜240は、遷移薄膜230の下部の第1電極薄膜241及び上部の第2電極薄膜243を備えることができる。第1電極薄膜241はバッファ層220上に形成され、バッファ層220の場合には基板210上に直ちに形成されることもできる。電極薄膜240は、W、Mo、W/Au、Mo/Au、Cr/Au、Ti/W、Ti/Al/N、Ni/Cr、Al/Au、Pt、Cr/Mo/Au、YBa2Cu3O7−d、Ni/Au、Ni/Mo、Ni/Mo/Au、Ni/Mo/Ag、Ni/Mo/Al、Ni/W、Ni/W/Au、Ni/W/Ag及びNi/W/Alから少なくとも一つの物質を含んで形成できる。このような電極薄膜240は、スパッタ蒸着法、真空蒸着法及びEビーム蒸着法から少なくとも一つの蒸着法を用いて形成できる。
The electrode
遷移薄膜230は第1電極薄膜241上に形成されうる。遷移薄膜230は、酸素、炭素、半導体元素(III−V族、II−VI族)、遷移金属元素、希土類元素、ランタン系元素を含む低濃度の正孔が添加された無機物化合物半導体及び絶縁体、低濃度の正孔が添加された有機物半導体及び絶縁体、低濃度の正孔が添加された半導体、及び低濃度の正孔が添加された酸化物半導体及び絶縁体から少なくとも一つを含むことができる。ここで、添加された正孔の濃度は3×1016cm−3ほどである。また、遷移薄膜230はn型でありつつ非常に大きい抵抗を持つ半導体及び絶縁体を含んで形成されることもできる。
The transition
MIT素子200は、電圧、温度、電磁波など多様な物理的特性変化によって電気的特性が急激に変わる。例えば、臨界温度未満でMIT素子200は絶縁体の特性を表し、臨界温度以上で不連続MITが発生して金属性物質の特性を持つようになる。
The electrical characteristics of the
図6Bを参照すれば、水平型MIT素子200aは、積層型MIT素子200と類似して、基板210、バッファ層220、遷移薄膜230a及び電極薄膜240aを備えることができる。
Referring to FIG. 6B, the
遷移薄膜230aはバッファ層220上に形成され、基板210との格子不整合が小さな場合に基板210上に直ぐに形成されうる。また、電極薄膜240aの第1電極薄膜241a及び第2電極薄膜243aはバッファ層220上に形成されるものの、遷移薄膜230aの両側面に互いに対向するように形成されうる。また、第1電極薄膜241a及び第2電極薄膜243aは、図示されたように、遷移薄膜230aの上面一部は覆う構造に形成されうる。
The transition
一方、水平型MIT素子200aの基板210、バッファ層220、遷移薄膜230a及び電極薄膜240aの材質は、図6Aに説明したものと同じ材質で形成できるということはいうまでもない。
On the other hand, it goes without saying that the
図6Cを参照すれば、水平型MIT素子200aのバッファ層220、遷移薄膜230a及び第1及び第2電極薄膜241a、243aが図示される。図示されたように水平型MIT素子200aで、第1電極薄膜241a及び第2電極薄膜243aそれぞれは第1幅Wを持つことができ、また、第1電極薄膜241aと第2電極薄膜243aとの間には第1間隔dを持つことができる。
Referring to FIG. 6C, the
積層型または水平型MIT素子200、200aはμm単位の小型に作ることができ、経済的な側面でも非常に低コストで製作できる。また、MIT素子200、200aは構造自体の変化、例えば、図6Cで、電極薄膜の第1間隔dや第1幅Wなどの変化によって臨界温度を変化させることができる。
The stacked or
図7は、二酸化バナジウム(VO2)で製造されたMIT素子の温度に対する抵抗特性を示すグラフであって、MIT素子には一定の所定電圧が印加されている。 FIG. 7 is a graph showing resistance characteristics with respect to temperature of an MIT element made of vanadium dioxide (VO 2 ), and a predetermined voltage is applied to the MIT element.
図7を参照すれば、MIT素子は340K未満では105Ω以上の抵抗値を持って絶縁体として特性を表していて、340K以上で急激な不連続遷移をして数十Ωほどの抵抗値を持つ金属としての特性を表す。本グラフを参照する時、実験に使われたMIT素子は340Kで不連続MITが起きるので、臨界温度を340Kほどに見なすことができる。 Referring to FIG. 7, the MIT element has a resistance value of 10 5 Ω or more when it is less than 340K, and represents a characteristic as an insulator. Represents the characteristics as a metal with When referring to this graph, since the MIT device used in the experiment causes discontinuous MIT at 340K, the critical temperature can be regarded as about 340K.
図面で図示していないが、MIT素子の電圧−電流曲線のグラフの場合には、臨界温度で電流が不連続ジャンプを通じて急激に増加し、電圧は減少するということが分かる。ここでは、温度によるMIT発生を説明したが、一般的にMIT素子は、温度以外にも圧力、電圧、電場、電磁波などのいろいろな物理的な特性によってMITが発生できる。しかし、本発明の趣旨と距離があるので、他の物理的特性によるMIT発生についての詳細な説明は省略する。 Although not shown in the drawing, in the case of the voltage-current curve graph of the MIT element, it can be seen that the current rapidly increases through the discontinuous jump and the voltage decreases at the critical temperature. Here, the generation of MIT due to temperature has been described. In general, an MIT element can generate MIT due to various physical characteristics such as pressure, voltage, electric field, and electromagnetic waves in addition to temperature. However, since there is a gist and distance of the present invention, a detailed description of the occurrence of MIT due to other physical characteristics is omitted.
一方、本実験に利用されたMIT素子はVO2で形成されたMIT薄膜を用いて製作されたが、VO2に限定されず、前記のいろいろな物理的特性により、不連続ジャンプ特性を持つことができる新素材または材料を用いてMIT薄膜を製作できるということはいうまでもない。また、MIT薄膜は、セラミック薄膜または単結晶薄膜などの形態に製作することもできる。 On the other hand, the MIT element used in this experiment was manufactured using an MIT thin film formed of VO 2 , but is not limited to VO 2 and has discontinuous jump characteristics due to the various physical characteristics described above. Needless to say, an MIT thin film can be manufactured using a new material or material that can be used. The MIT thin film can also be manufactured in the form of a ceramic thin film or a single crystal thin film.
図8は、正弦波入力に対する出力電圧の変化を測定するために使われた図4の変形回路図であって、キャパシタの一端子に連結されたゲート端子VGに入力電圧VINが印加され、FETのドレイン端子で第1出力電圧VOUT1が測定され、キャパシタC1の他端子で第2出力電圧VOUT2が測定される。 Figure 8 is a modified circuit diagram of FIG. 4 were used to measure the change in output voltage with respect to sinusoidal input, the input voltage V IN is applied to the gate terminal V G which is connected to one terminal of the capacitor The first output voltage V OUT1 is measured at the drain terminal of the FET, and the second output voltage V OUT2 is measured at the other terminal of the capacitor C1.
図8を参照すれば、本実験で使用した可変ゲートFETは、FETのゲートにキャパシタC1が連結されてRC回路を構成する。このようなRC回路は、キャパシタC1を除いては図4と同じ回路でありうる。一方、使われたFETは、MOS(Metal Oxide Semiconductor)FETであって、例えば、KTK919Sでありうる。 Referring to FIG. 8, the variable gate FET used in this experiment has an RC circuit in which a capacitor C1 is connected to the gate of the FET. Such an RC circuit may be the same circuit as FIG. 4 except for the capacitor C1. On the other hand, the used FET is a MOS (Metal Oxide Semiconductor) FET, and may be, for example, KTK919S.
このようなRC回路でゲート端子VGに入力電圧VINで15MHzの高周波正弦波を印加し、FETのドレイン端子でMIT素子の抵抗RMITの変化及びMIT素子に印加される電圧VMITの変化による、第1出力電圧VOUT1に対する2種の出力波形を観察する。また、キャパシタの他端で、MIT素子の抵抗RMITの変化による、第2出力電圧VOUT2に対する出力波形を観察する。 In such RC circuits by applying a 15MHz high frequency sine-wave input voltage V IN to the gate terminal V G, the change of the voltage V MIT applied to the resistor R MIT variations and MIT device MIT device at the drain terminal of the FET The two types of output waveforms with respect to the first output voltage VOUT1 are observed. Further, at the other end of the capacitor, due to the change in resistance R MIT in the MIT device, observing the output waveform for the second output voltage V OUT2.
RC回路はHigh−pass filterと見なされ、下記の式1によって、高周波である場合に入力電圧に対する出力電圧の比が大きくなる。
表1は、図8のRC回路図で、MIT素子に印加される電圧VMITを変化させる時の第1出力電圧VOUT1を示す。
表2で、VGはゲート端子に印加される電圧を表し、VDはFETのドレイン端子に印加される電圧を表し、Freq.は入力電圧の周波数であって、単位はMhzであり、CはキャパシタC1のキャパシタンスを表し、R1はFETのドレイン端子に連結された抵抗素子R1に対する抵抗値を表す。 In Table 2, V G represents a voltage applied to the gate terminal, V D represents a voltage applied to the drain terminal of the FET, and Freq. Is a frequency of the input voltage, the unit is Mhz, C represents the capacitance of the capacitor C1, R 1 represents a resistance value for the resistance element R1 connected to the drain terminal of the FET.
表2を分析すれば、
a.VMITが印加される前の第1出力電圧VOUT1は230mVである。VMITが印加できた後には第1出力電圧VOUT1は最大900mVまで増加して、VMITが印加される前の第1出力電圧VOUT1より2〜4倍まで増幅される。
b.1V以上のVMIT電圧が印加されてから正の正弦波にオフセットが発生する。第1出力電圧VOUT1の最大値はVMITの電圧上昇によって上昇したが、最小値はVMIT=2V〜−700mVに一定である。
If Table 2 is analyzed,
a. The first output voltage V OUT1 before VMIT is applied is 230 mV. After V MIT can be applied, the first output voltage V OUT1 increases to a maximum of 900 mV, and is amplified to 2 to 4 times the first output voltage V OUT1 before V MIT is applied.
b. An offset occurs in the positive sine wave after the V MIT voltage of 1 V or more is applied. The maximum value of the first output voltage V OUT1 is increased by the voltage increase of V MIT , but the minimum value is constant from V MIT = 2V to −700 mV.
図9A及び図9Bは、図8の回路図で測定した入力電圧と出力電圧とを示す信号波形図であって、図9Aは、MIT素子が連結されていない場合の第1出力電圧についての波形図であり、図9Bは、MIT素子に4Vの電圧を印加した場合の第1出力電圧についての波形図である。 9A and 9B are signal waveform diagrams showing the input voltage and the output voltage measured in the circuit diagram of FIG. 8, and FIG. 9A shows the waveform of the first output voltage when the MIT element is not connected. FIG. 9B is a waveform diagram for the first output voltage when a voltage of 4 V is applied to the MIT element.
図9Aの波形図は、表2の最上部の条件、すなわち、入力電圧VINが5sin2πftであり、RMIT及びVMITが連結されていない場合を示す。このような場合、第1出力電圧は230mVほどに非常に小さいことが分かる。一方、図9Aの下部のch1 5Vは、入力電圧部分のグラフ上の目盛りの単位が5Vであることを意味し、ch2 200mVは、出力電圧部分の目盛りの単位が200mVであることを意味する。 Waveform diagram of FIG. 9A, the top of the conditions in Table 2, i.e., the input voltage V IN is 5Sin2paift, showing a case where R MIT and V MIT is not connected. In such a case, it can be seen that the first output voltage is as small as 230 mV. On the other hand, ch1 5V at the bottom of FIG. 9A means that the scale unit on the graph of the input voltage portion is 5V, and ch2 200mV means that the scale unit of the output voltage portion is 200 mV.
図9Bの波形図は、表2の最下部の条件、すなわち、入力電圧VINが5sin2πftであり、RMITが30Ω、そしてVMITが4Vである場合を示す。このような場合、第1出力電圧は900mVほどに増加することが分かり、また、最小値が−700mVであって200mVほどのオフセットが発生することが分かる。結果的に、VMIT増加によって、第1出力電圧がVMIT連結前より増幅することが分かる。例えば、VMIT連結前と比較して、VMITが4Vである時、第1出力電圧がほぼ4倍ほど増幅することが確認できる。 The waveform diagram of FIG. 9B shows the condition at the bottom of Table 2, that is, the case where the input voltage VIN is 5 sin 2πft, R MIT is 30Ω, and V MIT is 4V. In such a case, it can be seen that the first output voltage increases to about 900 mV, and that the minimum value is −700 mV and an offset of about 200 mV occurs. Consequently, the V MIT increases, it can be seen that the first output voltage is amplified from previous V MIT connected. For example, it can be confirmed that when the V MIT is 4 V, the first output voltage is amplified by about 4 times compared to before the V MIT connection.
図10は、図8の回路図で測定した、VMIT変化による第1出力電圧VOUT1の最大最小値を表示したグラフである。 FIG. 10 is a graph showing the maximum and minimum values of the first output voltage VOUT1 due to the change in VMIT measured in the circuit diagram of FIG.
図10から分かるように、VMITが連結されていない部分での第1出力電圧が図示されており、また、VMITが増加するにつれて、第1出力電圧が増加するということが分かる。一方、第1出力電圧の最大値と最小値との側面で検討すれば、第1出力電圧はVMITが増加するにつれて増加し続けるが、最小値はVMIT=2V〜−700mVに一定であるということが分かる。それにより、VMIT=1V以上から発生したオフセットが増加し続けることが分かる。 As can be seen from FIG. 10, the first output voltage at the portion where V MIT is not connected is shown, and it can be seen that the first output voltage increases as V MIT increases. On the other hand, considering the aspect of the maximum value and the minimum value of the first output voltage, the first output voltage continues to increase as V MIT increases, but the minimum value is constant from V MIT = 2V to −700 mV. I understand that. Thereby, it can be seen that the offset generated from V MIT = 1V or higher continues to increase.
図8の回路図で測定したRMIT変化による第1出力電圧VOUT1は、表3の通りである。
表3に示した変数の意味は、表1で説明した通りである。 The meanings of the variables shown in Table 3 are as described in Table 1.
表3を分析すれば、
a.RMITの抵抗が大きくなるほど第1出力電圧VOUT1が減少する。すなわち、よく増幅されない。
b.RMIT=30Ω、VOUT1の最大値と最小値との絶対値差は200mVである。すなわち、
|900|−|−700|=200[mV]
c.RMIT=100kΩでは、VOUT1の最大値と最小値との絶対値差が50mVであって、抵抗が増加するほどオフセットが減少する。すなわち、
|450|−|−400|=50[mV]
If Table 3 is analyzed,
a. The first output voltage V OUT1 as the resistance of R MIT increases is reduced. That is, it is not well amplified.
b. R MIT = 30Ω, and the absolute value difference between the maximum value and the minimum value of V OUT1 is 200 mV. That is,
| 900 | − | −700 | = 200 [mV]
c. When R MIT = 100 kΩ, the absolute value difference between the maximum value and the minimum value of V OUT1 is 50 mV, and the offset decreases as the resistance increases. That is,
| 450 | − | −400 | = 50 [mV]
図11は、図8の回路図で測定した、RMIT変化による第1出力電圧VOUT1の最大最小値を表示したグラフである。 FIG. 11 is a graph showing the maximum and minimum values of the first output voltage VOUT1 due to the RMIT change measured in the circuit diagram of FIG.
図11を参照すれば、図示されたように、RMIT=30Ωである時、第1出力電圧のオフセットが200mVで最も大きく、RMIT=100kΩである時、第1出力電圧のオフセットが50mVに低減することが確認できる。グラフの傾斜度に基づいてRMITが増加するほど第1出力電圧のオフセットが低減してある数値からオフセットが消えると予想される。 Referring to FIG. 11, when R MIT = 30Ω, the first output voltage offset is the largest at 200 mV, and when R MIT = 100 kΩ, the first output voltage offset is 50 mV. It can be confirmed that it is reduced. It is expected that the offset disappears from the numerical value in which the offset of the first output voltage decreases as RMIT increases based on the slope of the graph.
図12A及び図12Bは、図8の回路図で、キャパシタを通過した後の第2出力電圧VOUT2を示す信号波形図であって、RMITを除いては、入力電圧、周波数などの実験条件は、表3による第1出力電圧の測定と同一に適用される。 FIGS. 12A and 12B are signal waveform diagrams showing the second output voltage VOUT2 after passing through the capacitor in the circuit diagram of FIG. 8, except for RMIT , experimental conditions such as input voltage and frequency. Applies the same as the measurement of the first output voltage according to Table 3.
図12Aは、120Ω≦RMIT≦200Ω領域で第2出力電圧VOUT2を示すが、キャパシタを通過した後の出力波形の第2出力電圧VOUT2には直流成分が加えられたことが分かる。例えば、約、0.5VのDC電圧が加えられる(ベース電圧が増加する)ことが確認できる。これは、MIT素子からの電圧印加に起因すると推定される。 Figure 12A shows a second output voltage V OUT2 at 120Ω ≦ R MIT ≦ 200Ω region, it can be seen that the DC component is added to the second output voltage V OUT2 of the output waveform after passing the capacitor. For example, it can be confirmed that a DC voltage of about 0.5 V is applied (the base voltage increases). This is presumed to be caused by voltage application from the MIT element.
図12Bは、120Ω≦RMIT≦200Ω領域以外の抵抗領域での第2出力電圧VOUT2を示すが、やはり直流成分が追加される。追加されたDC電圧は0.5V以上と測定される。ここで、ch1 5Vは、入力電圧部分の目盛りの間隔が5Vであることを意味し、ch2 1Vは出力電圧部分の目盛りの間隔が1Vであることを意味する。
Figure 12B shows a second output voltage V OUT2 at the resistor region other than 120Ω ≦ R MIT ≦ 200Ω region, the DC component is added again. The added DC voltage is measured to be 0.5V or more. Here,
一方、図12A及び図12Bの入力電圧と第2出力電圧との比較を通じて、キャパシタを通過した後の出力信号は入力信号の7〜8倍も低減することが分かる。また、DC電圧追加を考慮しなければ、120Ω≦RMIT≦200Ω領域でオフセットが最も少なく発生する。 On the other hand, through comparison between the input voltage and the second output voltage in FIGS. 12A and 12B, it can be seen that the output signal after passing through the capacitor is reduced by 7 to 8 times the input signal. Further, if the DC voltage addition is not taken into account, the least offset occurs in the region of 120Ω ≦ R MIT ≦ 200Ω.
これまでの図8回路図を通じる第1出力電圧及び第2出力電圧測定実験における結論は、次の通りである。
a.RC高周波回路でMIT素子に印加される電圧と抵抗とを変化させた結果、R−Cのみで構成された回路よりさらに高い第1出力電圧を示す。
b.VMIT=4Vで最大第1出力電圧(900mV)を示す。このような結果は、VMITが印加されていない場合より約4倍も第1出力電圧が増加することを示す。
c.RMITが増加するほど第1出力電圧は落ちるが、オフセットは小さくなる。
d.MIT素子の抵抗が120Ω≦RMIT≦200Ωの条件である時、オフセットが最も少なく発生する。さらに本実験で、入力電圧として15MHzの高周波正弦波を用いたが、RF信号の場合にも同じ結果が出ると予測される。
The conclusions in the first output voltage and second output voltage measurement experiments through the circuit diagram of FIG. 8 are as follows.
a. As a result of changing the voltage and resistance applied to the MIT element in the RC high-frequency circuit, a first output voltage higher than that of the circuit composed only of RC is shown.
b. V MIT = 4V indicates the maximum first output voltage (900 mV). Such a result indicates that the first output voltage is increased by about 4 times compared to when V MIT is not applied.
c. As RMIT increases, the first output voltage decreases, but the offset decreases.
d. When the resistance of the MIT element is in the condition of 120Ω ≦ R MIT ≦ 200Ω, the offset is the smallest. Further, in this experiment, a high-frequency sine wave of 15 MHz was used as the input voltage, but the same result is expected to be obtained in the case of an RF signal.
図13は、本発明の他の実施形態による可変ゲートFETを備える電気電子装置についての回路図である。 FIG. 13 is a circuit diagram of an electrical and electronic device including a variable gate FET according to another embodiment of the present invention.
図13を参照すれば、本実施形態の電気電子装置は、図4の電気電子装置と類似して可変ゲートFET 1000a、及び駆動素子300を備えることができる。しかし、可変ゲートFET 1000aは、図4の可変ゲートFET 1000と異なる。すなわち、本実施形態の可変ゲートFET 1000aは、FET 100及びFET 100のゲートGに連結されたサーミスタ素子500を備えることができる。
Referring to FIG. 13, the electrical / electronic device of the present embodiment may include a
本実施形態でのサーミスタ素子500は、図4の電気電子装置でのMIT素子200と同一機能を行える。それにより、本実施形態での可変ゲートFET 1000aの素子連結構造は、図4での可変ゲートFET 1000と同一である。
The
すなわち、FET 100のドレインDには駆動電圧源VDが連結され、ソースSには駆動素子300が連結される。また、FET 100のゲートGには、ゲート電圧源VG及びサーミスタ素子500が接点Aを通じて共に連結される。サーミスタ素子500の一端子はFET 100のゲートGに連結され、他端子は制御用電圧源VThに連結される。さらに、抵抗素子400がFET 100のドレインDと駆動電圧源VDとの間に連結され、他の抵抗素子が電気電子装置内の要求される各部分に追加されるか、または省略されうる。
That is, the drive voltage source V D is connected to the drain D of the
サーミスタ素子500は2端子または3端子素子であって、温度の上昇によって抵抗が減少する特性を持つ。かかるサーミスタ素子500についての具体的な構造及び特徴については、図15A及び図15Bについての説明部分でさらに詳細に記述する。
The
本実施形態の電気電子装置での可変ゲートFET 1000aの動作原理は、図4の電気電子装置での可変ゲートFET 1000と類似している。
The operation principle of the
すなわち、FET 100の高速スイッチングにより熱が発生しつつソース及びドレインのチャンネル電流が減少する。しかし、この時に発生した熱がサーミスタ素子500に伝達され、サーミスタ素子500が熱により抵抗が減少することで、制御用電圧源VThの電圧が接点Aを通じてFET 100のゲートGに印加されて、FET 100のゲート電圧を上昇させるようになる。ただし、MIT素子200の場合は金属に遷移されるため、制御用電圧源VMITの電圧とほぼ同じ電圧がFET 100のゲートに印加されるが、サーミスタ素子500の場合は、制御用電圧源VThの電圧から抵抗減少後の抵抗値に該当する電圧降下を引いた電圧が、FET 100のゲートに印加される。
That is, the source and drain channel currents decrease while heat is generated by the high-speed switching of the
結果的に、FET 100のゲート電圧の上昇によりソース及びドレイン電流が増加し、また、ソース及びドレイン電流の増加によりソース及びドレインチャンネル層の温度が下降することは、前述した通りである。
As a result, as described above, the source and drain currents increase as the gate voltage of the
図14は、本発明の他の実施形態による可変ゲートFETを備える電気電子装置についての回路図である。 FIG. 14 is a circuit diagram of an electrical and electronic device including a variable gate FET according to another embodiment of the present invention.
図14を参照すれば、本実施形態の電気電子装置は図13の電気電子装置と類似した構造を持つが、サーミスタ素子500部分のみ異なる。すなわち、サーミスタ素子500の一端子は接点Aを通じてFET 100のゲートGに連結され、他端子はグラウンドに連結されうる。このようにグラウンドをサーミスタ素子500に連結することで、FET 100のソース及びドレイン電流を減少させることができる。これは、図5の電気電子装置に対する回路で、MIT素子200にグラウンド電圧を印加する理由または原理と同一である。一方、サーミスタ薄膜を利用する可変ゲートFETの場合も、前記のMIT素子を利用する可変ゲートFETと共に、FETアレイ素子内のそれぞれのFETにサーミスタ素子が一つずつ連結された回路構造に拡張されうるということはいうまでもない。
Referring to FIG. 14, the electrical / electronic device of the present embodiment has a similar structure to that of FIG. 13, but only the
以下、可変ゲートFETについて説明する時、説明の便宜上、MIT素子200及びサーミスタ素子500を‘ゲート制御素子’と通称する。
Hereinafter, when describing the variable gate FET, for convenience of explanation, the
図15A及び図15Bは、図13または図14において、可変ゲートFETに利用されるサーミスタ素子についての平面図であって、図15Aは、2端子サーミスタ素子についての平面図であり、図15Bは、3端子サーミスタ素子についての平面図である。 15A and 15B are plan views of the thermistor element used in the variable gate FET in FIG. 13 or FIG. 14, FIG. 15A is a plan view of the two-terminal thermistor element, and FIG. It is a top view about a 3 terminal thermistor element.
図15Aを参照すれば、2端子サーミスタ素子500は、基板510、サーミスタ薄膜520、及び電極薄膜530を備えることができる。
Referring to FIG. 15A, the two-
基板510は、絶縁基板またはシリコンのような半導体基板でありうる。
The
サーミスタ薄膜520は基板510上に形成され、NTC(Negative temperature coefficient)特性を持つ薄膜である。NTC特性については、図16のグラフ部分で説明する。例えば、サーミスタ薄膜20は、III+V族半導体、II+VI半導体、炭素化合物であるグラフェンとカーボンナノチューブ、pn接合Siのようなpn接合ダイオード、V2O5、p型GaAs、及びp型Geなどを含む半導体薄膜で形成されうる。
The thermistor
このようなサーミスタ薄膜520は、第1電極薄膜531と第2電極薄膜533との間に形成されるが、平面構造上で、一つの長方形のバンド状に前記第1及び第2電極薄膜531、533の間に連結される構造に形成されるか、または少なくとも2個の長方形のバンド状に第1及び第2電極薄膜531、533の間に並列に連結される構造に形成されうる。
The thermistor
電極薄膜530は、サーミスタ薄膜520に電圧を印加するための電極であって、第1電極薄膜531及び第2電極薄膜533を備えることができる。第1電極薄膜531及び第2電極薄膜533は、サーミスタ薄膜520の両側面に互いに対向するように、基板510上に形成されうる。一方、図示されたように、第1電極薄膜531及び第2電極薄膜533は、サーミスタ薄膜520の上面一部を覆うように形成されうる。
The electrode
図15Bを参照すれば、3端子サーミスタ素子500aは、基板510、サーミスタ薄膜520、電極薄膜530及び放熱薄膜540を備えることができる。すなわち、本実施形態のサーミスタ素子500aは、図15Aの2端子サーミスタ素子500と異なって、基板510の下部に放熱薄膜540をさらに備える。
Referring to FIG. 15B, the three-
放熱薄膜540は、サーミスタ素子500aの放熱のための端子であって、基板510の下部全面によく熱伝逹される金属物質で形成されうる。このような放熱薄膜540を通じて熱が放出されることによって、サーミスタ素子500aの自体温度上昇による誤作動を防止できる。
The heat dissipation
一方、図示していないが、サーミスタ素子500、500aは、基板510とサーミスタ薄膜520との間の格子不整合を緩和させるために、基板510上に形成されたバッファ層(図示せず)を備えることができる。また、サーミスタ素子500、500aはサーミスタ薄膜520を保護するために、電極薄膜530及びサーミスタ薄膜520上に形成されたサーミスタ保護用絶縁膜(図示せず)を備えることもある。
On the other hand, although not shown, the
図16は、サーミスタ素子の温度に対する抵抗特性を示すグラフである。 FIG. 16 is a graph showing resistance characteristics with respect to temperature of the thermistor element.
図16を参照すれば、サーミスタ素子、さらに具体的には、サーミスタ薄膜の温度に対する抵抗のグラフAは、図示されたように温度の増加によって指数的に減少する。このように温度に反比例して、温度の増加によって抵抗が減少するサーミスタを負特性温度係数(Negative temperature coefficient:NTC)サーミスタという。 Referring to FIG. 16, the graph of resistance A versus temperature of the thermistor element, more specifically, the thermistor film, decreases exponentially with increasing temperature as shown. A thermistor whose resistance decreases in inverse proportion to the temperature in this manner is called a negative temperature coefficient (NTC) thermistor.
このような、NTC特性を持つサーミスタ薄膜は、BeドーピングされたGaAs薄膜で形成されうる。しかし、BeドーピングされたGaAs薄膜に限定されず、NTC特性を持ついかなる種類の物質薄膜もサーミスタ素子製作に利用されうるということはいうまでもない。例えば、pn接合ダイオードやトランジスタのベース−エミッタ間のpnジャンクション部分をサーミスタ素子として利用することもできる。前述した本実施形態のゲート制御素子を備える可変ゲートFETは、高速、高電力、及び低発熱のスイッチング素子であって、RF信号増幅用素子、DC−DCスイッチング素子、パワーサプライ用スイッチング素子、マイクロプロセッサーで高速信号処理用スイッチング素子、電子機器のパワー制御用スイッチング素子、リチウムイオン充電用スイッチング素子、LED制御用スイッチング素子、ディスプレイピクセル制御用スイッチング素子、メモリセル制御用スイッチング素子、音響機器で音響及び音声信号増幅用スイッチング素子、フォト・リレー、及び光スイッチなどのスイッチング素子に利用されうる。また、かかるスイッチング素子を含む携帯電話、ノート型パソコン、コンピュータ、メモリなどのあらゆる電気電子装置に有効に活用できる。 Such a thermistor thin film having NTC characteristics can be formed of a Be-doped GaAs thin film. However, the present invention is not limited to a Be-doped GaAs thin film, and it goes without saying that any kind of material thin film having NTC characteristics can be used for thermistor device fabrication. For example, a pn junction diode or a pn junction portion between the base and emitter of a transistor can be used as a thermistor element. The variable gate FET including the gate control element of the present embodiment described above is a high-speed, high-power, and low-heat generation switching element, which is an RF signal amplification element, a DC-DC switching element, a power supply switching element, a micro Switching element for high-speed signal processing by processor, switching element for power control of electronic equipment, switching element for lithium ion charging, switching element for LED control, switching element for display pixel control, switching element for memory cell control, It can be used for switching elements such as an audio signal amplification switching element, a photo relay, and an optical switch. Further, it can be effectively used for all electric and electronic devices such as mobile phones, notebook personal computers, computers, and memories including such switching elements.
図17は、本発明の一実施形態による可変ゲートFETが一つのパッケージにワンチップ化した態様を示す平面図である。 FIG. 17 is a plan view showing a state in which the variable gate FET according to one embodiment of the present invention is integrated into one package.
図17を参照すれば、図4、図5、図13、図14の電気電子装置内の可変ゲートFET 1000、1000a、すなわち、FET 100とゲート制御素子200、500とは、図示されたように一つのパッケージ2000にワンチップ化されうる。このようなワンチップ構造パッケージ2000内で、ゲート制御素子200、500はFET 100の熱が発生しやすい部分に配されうる。
Referring to FIG. 17, the
ワンチップ構造パッケージ2000の外部に露出されたピン1〜8は、図4、図5、図13、図14の電気電子装置内で可変ゲートFET 1000、1000aに連結される素子の端子との連結のために利用されうる。一方、ワンチップ構造パッケージ2000のピンの配置構造や数は変更されうるということはいうまでもない。
図18A及び図18Bは、本発明の一実施形態による可変ゲートFETの他のパッケージ構造を示す断面図及び平面図である。 18A and 18B are a cross-sectional view and a plan view showing another package structure of a variable gate FET according to an embodiment of the present invention.
図18Aを参照すれば、本実施形態のゲート可変トランジスタ1000、1000aのパッケージ構造は、図17のワンチップ構造パッケージ2000とは異なって、可変ゲートFET 1000、1000aを構成するFET 100及びゲート制御素子200、500がそれぞれパッケージングされて結合される構造を持つことができる。
Referring to FIG. 18A, the package structure of the
ゲート制御素子200、500がパッケージングされた第2パッケージ4000は、FET 100がパッケージングされた第1パッケージ3000に熱伝達媒介体3500を通じて結合されうる。このような熱伝達媒介体3500は、FET 100から発生した熱をゲート制御素子200、500に効率的に伝達する物質、例えば、熱伝導度の高い物質で形成されうる。また、ゲート制御素子200、500の動作性能向上のために、第2パッケージ4000は、第1パッケージ3000上で熱が多く発生する部分に結合されうる。
The
図18Bを参照すれば、第1パッケージ3000内にFET 100が配され、熱が多く発生する部分である楕円の点線部分Bの上部に第2パッケージ4000が配されうる。平面図であるため図示されていないが、熱伝達媒介体3500が第1パッケージ3000と第2パッケージ4000との間に存在できるということはいうまでもない。
Referring to FIG. 18B, the
これまで、本発明を図面に図示された実施形態を参考として説明したが、これは例示的なものに過ぎず、当業者ならば、これより多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点を理解できるであろう。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は特許請求の範囲の技術的思想により定められねばならない。 The present invention has been described with reference to the embodiments illustrated in the drawings. However, the present invention is only exemplary, and various modifications and equivalent other embodiments may be made by those skilled in the art. You will understand that there is. Therefore, the true technical protection scope of the present invention must be determined by the technical idea of the claims.
本発明は、FET関連の技術分野に好適に用いられる。 The present invention is suitably used in the technical field related to FETs.
100 FET
200、200a MIT素子
210 基板
220 バッファ
230、230a MIT薄膜
240、240a 電極薄膜
241、241a 第1電極薄膜
243、243a 第2電極薄膜
300 駆動素子
400 抵抗素子
500、500a サーミスタ素子
510 基板
520 サーミスタ薄膜
530 電極薄膜
531 第1電極薄膜
533 第2電極薄膜
540 放熱薄膜
1000、1000a ゲート可変トランジスタ
2000 ワンチップ構造パッケージ
3000 第1パッケージ
3500 熱伝達媒介体
4000 第2パッケージ
100 FET
200, 200a
Claims (13)
前記FETの表面または発熱部分に取り付けられ、回路的には、前記FETのゲート端子に連結されており前記ゲート端子の電圧を変化させるゲート制御素子と、
前記FETの前記ゲート端子と前記ゲート制御素子とに連結された第1の端子と、ゲート電圧源に連結された第2の端子とを有するキャパシタとを備え、
前記ゲート制御素子は、
臨界温度で急激な金属絶縁体遷移(Metal−Insulator Transition:MIT)が発生するMIT素子を含み、
前記MIT素子は、
前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、
前記急激なMIT薄膜にコンタクトする少なくとも2個の電極薄膜とを備え、
前記MIT素子は、前記MIT薄膜を介して2個の前記電極薄膜が上下に積層された積層型であるか、または前記MIT薄膜の両側面に2個の前記電極薄膜が配された水平型であり、
前記FETの温度が所定温度以上に上昇しているときに、前記ゲート制御素子が、前記ゲート端子の電圧を変化させて、前記FETのソース及びドレイン間のチャンネル電流を制御する可変ゲートFET。 FET,
A gate control element that is attached to the surface of the FET or a heat generating portion and is connected to the gate terminal of the FET in terms of circuit, and changes the voltage of the gate terminal;
A capacitor having a first terminal coupled to the gate terminal of the FET and the gate control element; and a second terminal coupled to a gate voltage source ;
The gate control element is
Including an MIT element in which a sudden metal-insulator transition (MIT) occurs at a critical temperature;
The MIT element is
An MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature;
And at least two electrode thin films in contact with the abrupt MIT thin film,
The MIT element is a stacked type in which two electrode thin films are stacked one above the other through the MIT thin film, or a horizontal type in which two electrode thin films are arranged on both side surfaces of the MIT thin film. Yes,
A variable gate FET in which the gate control element changes the voltage of the gate terminal to control the channel current between the source and drain of the FET when the temperature of the FET is higher than a predetermined temperature.
前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、
前記急激なMIT薄膜にコンタクトする2個の電極薄膜とを備え、
2個の前記電極薄膜のうちのいずれか一つである第1電極薄膜は、前記FETの前記ゲート端子と前記キャパシタの前記第1の端子とに連結され、他の一つの第2電極薄膜は、制御用電圧源またはグラウンドに連結されていることを特徴とする請求項1に記載の可変ゲートFET。 The MIT element is
An MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature;
And a two electrode thin films that contact the abrupt MIT thin film,
The first electrode thin film which is one of the two electrode thin films is connected to the gate terminal of the FET and the first terminal of the capacitor, and the other second electrode thin film is The variable gate FET according to claim 1 , wherein the variable gate FET is connected to a control voltage source or a ground.
前記MIT薄膜が絶縁体から金属に遷移することで、制御用電圧またはグラウンド電圧が前記ゲート端子に印加されることを特徴とする請求項2に記載の可変ゲートFET。 When the temperature of the FET is rising above the critical temperature,
The variable gate FET according to claim 2 , wherein a control voltage or a ground voltage is applied to the gate terminal when the MIT thin film transitions from an insulator to a metal.
前記FETのソース電極には駆動素子が連結され、
前記FETのゲートには、前記キャパシタ及び前記MIT素子が共通に連結されていることを特徴とする請求項2に記載の可変ゲートFET。 A driving voltage source is connected to the drain electrode of the FET,
A driving element is connected to the source electrode of the FET,
3. The variable gate FET according to claim 2 , wherein the capacitor and the MIT element are commonly connected to a gate of the FET.
前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、
前記急激なMIT薄膜にコンタクトする2個の電極薄膜とを備え、
前記MIT薄膜はVO2で形成されていることを特徴とする請求項1に記載の可変ゲートFET。 The MIT element is
An MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature;
And a two electrode thin films that contact the abrupt MIT thin film,
The variable gate FET according to claim 1 , wherein the MIT thin film is formed of VO 2 .
前記FETは、IGBT(insulated Gate Bipolar Transistor)及びMOSトランジスタのうちのいずれか一つを含む特徴とする請求項1に記載の可変ゲートFET。 The FET is N-type or P-type,
2. The variable gate FET according to claim 1, wherein the FET includes any one of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a MOS transistor.
前記FETと前記ゲート制御素子は、それぞれパッケージングされており、パッケージングされた前記FETと前記ゲート制御素子は、前記熱伝達媒介体を通じて熱伝達されるように結合されていることを特徴とする請求項1に記載の可変ゲートFET。 The variable gate FET includes a heat transfer medium that transfers heat generated from the FET,
The gate control element and the FET is packaged respectively, the gate control element and the FET which is packaged is characterized in that it is coupled to be heat transfer through the heat transfer mediator The variable gate FET according to claim 1.
前記駆動素子に連結されており、前記駆動素子に供給される電流を制御する少なくとも一つの請求項1に記載の可変ゲートFETと、
を備える電気電子装置。 A drive element;
The variable gate FET according to claim 1, wherein the variable gate FET is connected to the driving element and controls a current supplied to the driving element.
An electrical and electronic device comprising:
前記臨界温度で急激なMITを引き起こすMIT薄膜と、
前記急激なMIT薄膜にコンタクトする2個の電極薄膜とを備え、
2個の前記電極薄膜のうちのいずれか一つである第1電極薄膜は、前記FETの前記ゲート端子と前記キャパシタの前記第1の端子とに連結され、他の一つの第2電極薄膜は、制御用電圧源またはグラウンドに連結されていることを特徴とする請求項9に記載の電気電子装置。 The gate control element is
An MIT thin film that causes an abrupt MIT at the critical temperature;
And a two electrode thin films that contact the abrupt MIT thin film,
The first electrode thin film which is one of the two electrode thin films is connected to the gate terminal of the FET and the first terminal of the capacitor, and the other second electrode thin film is 10. The electric and electronic device according to claim 9 , wherein the electric and electronic device is connected to a control voltage source or a ground.
前記FETのソース電極には前記駆動素子が連結され、
前記FETのゲートには、前記キャパシタ及び前記MIT素子が共通に連結されていることを特徴とする請求項10に記載の電気電子装置。 A driving voltage source is connected to the drain electrode of the FET,
The drive element is connected to the source electrode of the FET,
The electrical and electronic device according to claim 10 , wherein the capacitor and the MIT element are commonly connected to a gate of the FET.
複数個の前記可変ゲートFETのそれぞれの前記FETは、アレイ構造に配されてFETアレイ素子を構成し、前記FETアレイ素子のそれぞれのFETに前記ゲート制御素子が連結されていることを特徴とする請求項9に記載の電気電子装置。 The variable gate FET is plural,
The FETs of the plurality of variable gate FETs are arranged in an array structure to form FET array elements, and the gate control elements are connected to the FETs of the FET array elements. The electrical and electronic device according to claim 9 .
前記可変ゲートFETが使われる、RF信号増幅用素子、DC−DCスイッチング素子、パワーサプライ用スイッチング素子、マイクロプロセッサーの高速信号処理用スイッチング素子、電子機器のパワー制御用スイッチング素子、リチウムイオン充電用スイッチング素子、LED制御用スイッチング素子、ディスプレイピクセル制御用スイッチ素子、メモリセル制御用スイッチング素子、音響機器で音響及び音声信号増幅用スイッチング素子、フォト・リレー、及び光スイッチのうち少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項9に記載の電気電子装置。 The electrical and electronic device is
RF signal amplification element, DC-DC switching element, power supply switching element, microprocessor high-speed signal processing switching element, electronic device power control switching element, lithium ion charging switching A switching element for controlling an LED, a switching element for controlling a display pixel, a switching element for controlling a memory cell, an acoustic device including at least one of an acoustic and audio signal amplification switching element, a photo relay, and an optical switch. The electrical and electronic device according to claim 9 , wherein
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