JP5321335B2 - 電力センサ回路、電力増幅器および出力電圧制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器等で用いられる電力センサ回路における出力電圧の制御方法に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置において変調後の信号を増幅するために電力増幅器が用いられている。電力増幅器の出力電力は温度によらず一定であることが望ましいが、温度が上昇すると電力増幅器の出力電力は低下する。温度上昇時の出力電力の低下を補償するために、一般に、電力増幅器の出力電力を電力センサにより測定し、出力電力に応じて電力増幅器の増幅量を制御する方法が用いられる。

例えば、非特許文献１に電力センサの構成が開示されている。図１２に非特許文献１に開示された電力センサの回路図を示す。

非特許文献１に開示された電力センサは、入力部５１、キャパシタ５２、ｎＭＯＳＦＥＴ５３、電源５４、ローパスフィルタ５７及び出力部５８を有する。

入力部５１には、図示しない電力増幅器及びキャパシタ５２の一端が接続される。キャパシタ５２の他端は、節点ａにおいてｎＭＯＳＦＥＴ５３のドレイン端子及びローパスフィルタ５５の入力端と接続される。ローパスフィルタの出力端は、出力部５８に接続される。

ｎＭＯＳＦＥＴ５３のゲート端子は、電源５４によりバイアスされ、ｎＭＯＳＦＥＴ５３のソース端子と基板端子は接地される。

ローパスフィルタ５７は、抵抗５５及びキャパシタ５６により構成される。

以下に非特許文献１に開示されている電力センサの動作について説明する。

入力部５１には、図示しない電力増幅器が出力する電力の一部が入力される。キャパシタ５２は、入力された電力のうち、節点ａに供給する電力を調整する。また、キャパシタ５２は、入力電力のうち、ＤＣ（Direct Current）成分をカットする。これにより、節点ａには、ＤＣ成分をカットされた適切な量の電力が供給される。

ｎＭＯＳＦＥＴ５３は、キャパシタ５２によってＤＣ成分をカットされた入力電力を検波する。ローパスフィルタ５７は、検波された信号のうちＡＣ（Alternating Current）成分をカットし、ＤＣ成分のみを出力部５８に出力する。つまり、出力部５８には、入力電力に応じたＤＣ電圧が出力される。

これにより、電力センサは、電力増幅器が出力する電力に応じた量のＤＣ電圧を出力することができる。この電力センサの出力を基に電力増幅器の増幅量を制御すれば、電力増幅器から出力される電力の温度による変化を補償することができる。

また、特許文献１には、温度依存性を低減させた過電流検出回路が開示されている。図１３に特許文献１に開示された過電流検出回路の回路図を示す。

特許文献１に開示された過電流検出回路は、制御抵抗６１、制御抵抗６２、センス抵抗６３、コンパレータ６４、センス電流入力端子６５、エラー信号出力端子６６、ＰＮＰトランジスタ６７及び基準電圧６８を有する。

ＰＮＰトランジスタ６７のエミッタは、基準電圧６８に接続される。ＰＮＰトランジスタ６７のベースとコレクタとは、節点Ｄにおいて制御抵抗６１の一端と接続される。

制御抵抗６１の他端と制御抵抗６２の一端とは、接点Ｂにおいて接続される。制御抵抗６２の他端とセンス抵抗６３の一端とは、接点Ｃにおいて接続されて、接点Ｃは、接地される。

センス抵抗６３の他端は、接点Ａにおいてセンス電流入力端子６５に接続される。また、コンパレータ６４の一方の入力部には接点Ａが接続される。コンパレータ６４の他方の入力部には接点Ｂが接続される。コンパレータ６４の出力部には、エラー信号出力端子６６が接続される。

特許文献１に開示された過電流検出回路では、センス電流入力端子６５からセンス電流が流入してセンス抵抗６３を流れると、センス抵抗６３の両端に電位差が発生する。このとき、接点Ａに発生する電位をＶａとする。コンパレータ６４は、接点Ａの電位Ｖａが接点Ｂの電位Ｖｂよりも高い場合に、エラー信号出力端子６６にエラー信号を出力する。

特許文献１に開示された過電流検出回路では、センス抵抗６３は正の温度係数で温度依存するため、接点Ａの電位Ｖａも正の温度係数で温度依存する。一方、ＰＮＰトランジスタ６７のベース−エミッタ間電圧Ｖｆは、ダイオード特性を示し、負の温度係数で線形的に温度依存するため、接点Ｄの電位Ｖｄを制御抵抗６１と制御抵抗６２とで抵抗分割した接点Ｂの電位Ｖｂは、正の温度係数で線形的に温度依存する。従って、過電流検出回路に温度変化が発生しても、正の温度係数で線形的に温度依存するセンス抵抗６３の抵抗値に合わせて制御抵抗６１の抵抗値と制御抵抗６２の抵抗値とを調整することにより、センス抵抗６３の抵抗値の温度変化を相殺することができる。

特開２００４−４５３０５号公報

Y. Eo and K. Lee, "High Efficiency 5GHz CMOS Power Amplifier with Adaptive Bias Control Circuit," IEEE RFIC Symp. Dig., pp. 575-578, Jun. 2004.

上述した非特許文献１に記載の電力センサ自体も、温度変化が発生すると、ｎＭＯＳＦＥＴ５３の特性が変化し、出力するＤＣ電圧が変化する。つまり、電力センサの温度変化の影響により、電力センサのセンサ感度が変化する。以下、センサ感度とは、入力電力に対する出力電圧の割合のことをいう。

電力センサのセンサ感度を温度によらず一定に保つためには、温度に対する出力電圧の校正が必要となる。しかしながら、出力電圧を校正するためには、温度検出回路及び校正回路が必要なため、設計の複雑化、回路規模の増大等の不都合が生じる。

また、上述した特許文献１に記載の技術は、センス電流によって発生する電位に対する温度変化による影響を、その電位と比較するための電位の温度変化で相殺し、コンパレータから出力される過電流の検出結果の温度依存性を低減するものである。しかしながら、特許文献１に記載の技術は、センス電流によって発生した電位自体を補正するものでなく、コンパレータがその電位と比較する電位を補正することによりセンス抵抗の温度変化を間接的に補償するものであるため、十分な補償がなされない場合があった。

本発明の目的は、電力センサ回路において、センサ感度の温度変化を十分に補償するための技術を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の電力センサ回路は、入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成するセンサ部と、負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子と、前記抵抗性素子に所定の電圧を印加する第１の電源と、前記センサ部が生成した直流電圧に、前記抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する出力部を有する。

また、上記目的を達成するために、本発明の電力増幅器は、入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成し、該直流電圧に、負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する、電力センサ手段と、前記電力センサ手段から出力された電圧の値に応じて、入力電力を増幅し、出力する、増幅手段を有する。

本発明によれば、電力センサ回路において、センサ感度の温度変化を十分に補償することができる。

第１の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 図１に示した電力センサ回路においてＤＣ成分に着目した等価回路である。 第２の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 図４に示した電力センサ回路においてＤＣ成分に着目した等価回路である。 第４の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 第５の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 第６の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 第７の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。 第８の実施の形態における電力増幅器の構成を示すブロック図である。 第９の実施の形態における電力増幅器の構成を示すブロック図である。 非特許文献１に開示された電力センサの回路図である。 特許文献１に開示された過電流検出回路の回路図である。

次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施の形態）
本実施の形態の電力センサ回路は、入力電力に応じたＤＣ電圧（以降、検知電圧と称する）を出力するために、入力電力を検波する。本実施の形態の電力センサ回路は、入力電力を検波するために、ｎＭＯＳＦＥＴ（negative channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を有する。電力センサ回路において、温度変化が発生すると、ｎＭＯＳＦＥＴの特性が変化し、検知電圧が変化する。検知電圧は、負の温度特性を持ち、電力センサ回路の温度の上昇に対して単調に低下する。

本実施の形態の電力センサ回路には、温度による検知電圧の変化を補正するために、負の温度特性を持つ抵抗性素子を有する温度補償回路が接続される。そして、電力センサ回路は、検知電圧に、温度補償回路に流れるリーク電流によって発生する電圧（以降、補償電圧と称する）を重畳して出力する。このとき、検知電圧は負の温度特性を持ち、補償電圧は正の温度特性を持つため、電力センサ回路は、出力電圧の温度による変化を低減できる。これにより、電力センサ回路は、温度によらずセンサ感度の安定化を図る。以下、センサ感度とは、入力電力に対する出力電圧の割合のことをいう。

尚、本実施の形態の電力センサ回路では、温度補償回路が有する、負の温度特性を持つ抵抗性素子として、ｐＭＯＳＦＥＴ（positive channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いる。

図１は第１の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図１に示すように、第１の実施の形態における電力センサ回路は、入力部１、出力部８、センサ部４０、ｐＭＯＳＦＥＴ９及び電源１０を有する。

センサ部４０は、入力電力に応じたＤＣ電圧を出力する。

センサ部４０は、キャパシタ２、ｎＭＯＳＦＥＴ３、電源４及びローパスフィルタ７を有する。

入力部１には、図示しない電力増幅器及びキャパシタ２の一端が接続される。キャパシタ２の他端は、節点ａにおいてｎＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子とローパスフィルタ７の入力端とに接続される。ローパスフィルタの出力端は、節点ｂにおいてｐＭＯＳＦＥＴ９のソース端子と出力部３８とに接続される。

ｎＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子は、電源４によりバイアスされ、ｎＭＯＳＦＥＴ３のソース端子と基板端子は、接地される。尚、電源４が供給する電圧は、Ｖｇ＿ｓｅｎｓｏｒとする。

ローパスフィルタ７は、抵抗５及びキャパシタ６により構成される。尚、ローパスフィルタ７では、入力された高周波信号を通過しないような特性を有する抵抗５とキャパシタ６が用いられる。

ｐＭＯＳＦＥＴ９のゲート端子、ドレイン端子及び基板端子は、電源１０に接続される。尚、電源１０が供給する電圧は、Ｖｄｄとする。

次に図１に示した電力センサ回路の動作について説明する。

入力部１には、図示しない電力増幅器が出力する電力の一部が入力される。キャパシタ２は、入力された電力のうち、節点ａに供給する電力を調整する。また、キャパシタ２は、入力電力のうち、ＤＣ成分をカットする。これにより、節点ａには、ＤＣ成分をカットされた適切な量の電力が供給される。

ｎＭＯＳＦＥＴ３は、キャパシタ２によってＤＣ成分をカットされた入力電力を検波する。ローパスフィルタ７は、検波された信号のうちＡＣ成分をカットし、ＤＣ成分のみを節点ｂに出力する。

つまり、センサ部４０は、節点ｂに、入力電力に応じたＤＣ電圧を出力する。センサ部４０によって出力される、入力電力に応じたＤＣ電圧を検知電圧Ｖｂａｓｅとする。

電力センサ回路において、温度変化が発生すると、ｎＭＯＳＦＥＴ３の特性が変化し、検知電圧が変化する。検知電圧は、負の温度特性を持ち、電力センサ回路の温度の上昇に対して単調に低下する。

ｐＭＯＳＦＥＴ９は、通常、オフ状態となっている。オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９には、リーク電流Ｉｌｅａｋが流れる。リーク電流Ｉｌｅａｋは、ｐＭＯＳＦＥＴ９から抵抗５、ｎＭＯＳＦＥＴ３に流れる。リーク電流が流れることにより節点ｂに発生する電圧を補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとする。電力センサ回路にｐＭＯＳＦＥＴ９を付加することにより、電力センサ回路の出力電圧は、検知電圧Ｖｂａｓｅに補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが重畳されたものとなる。

図２は図１に示した電力センサ回路においてＤＣ成分に着目した等価回路である。

図２では、ｎＭＯＳＦＥＴ３と抵抗５は、電源４により制御される可変抵抗１１とみなされ、オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９は、高抵抗１２とみなされる。

可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、式（１）のように表される。

Ｒｓｅｎｓｏｒ＝Ｖｏｆｆｓｅｔ／Ｉｌｅａｋ （１）
尚、抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、ｎＭＯＳＦＥＴ３の抵抗値により可変となる。抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒの最小値は、抵抗５の抵抗値となる。

高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓは、式（２）のように表される。

Ｒｐｍｏｓ＝(Ｖｄｄ−Ｖｏｆｆｓｅｔ)／Ｉｌｅａｋ （２）
尚、Ｒｐｍｏｓはオフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９の抵抗値であり、抵抗５の抵抗値に比べて、十分大きい値であるとする。

ここで、電源４が供給する電圧Ｖｇ＿ｓｅｎｓｏｒを所定の電圧値に設定し、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にすると、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、ほとんど抵抗５の抵抗値まで低下する。このとき、高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓは、ほとんど変化しない。このため、高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓと比べて、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、十分小さい値となる。つまり、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にすることにより、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、低下する。

以降、電源４が供給する電圧Ｖｇ＿ｓｅｎｓｏｒは、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にするための電圧値とする。このとき、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、抵抗５の抵抗値とほとんど等しい値となる。

式（１）より、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、式（３）のように表される。

Ｖｏｆｆｓｅｔ＝Ｒｓｅｎｓｏｒ×Ｉｌｅａｋ （３）
ここで、電力センサ回路の温度が上昇すると、オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９のリーク電流Ｉｌｅａｋが、増加する。また、電力センサ回路の温度が上昇しても、抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、ほとんど変化しない。このため、電力センサ回路の温度が上昇すると、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、単調に増加する。

従って、電力センサ回路の温度が上昇すると、検知電圧Ｖｂａｓｅは低下するが、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは増加するため、電力センサ回路は、出力電圧を温度によらず一定にすることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力センサ回路は、電源１０を、負の温度特性を持つ抵抗性素子を介して、電力センサの出力端に接続することにより、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することができ、出力電圧の温度による変化を低減できる。これにより、電力センサ回路は、センサ感度の温度変化を十分に補償することができる。

また、本実施形態では、抵抗性素子として、ｐＭＯＳＦＥＴを用いる。これにより、本実施形態の電力センサ回路は、製造コストが低く、集積化が容易なＣＭＯＳプロセスにより製造され得る。また、従来の電力センサ回路に対して、エピタキシャル成長工程や、追加のマスク工程を必要としないため、製造コストを抑えることができる。

また、本実施形態の電力センサ回路では、ｐＭＯＳＦＥＴ９は、ローパスフィルタ７と出力部８の間に接続されている。これにより、高周波信号は、ローパスフィルタ７でカットされ、ｐＭＯＳＦＥＴ９に流入されない。これにより、ｐＭＯＳＦＥＴ９は、入力電力の影響を受けることなく、温度に応じた補償電圧を安定して供給することができる。

尚、本実施形態の電力センサ回路では、ｐＭＯＳＦＥＴ９がローパスフィルタ７と出力部８の間（節点ｂ）に接続される例を示したが、ｐＭＯＳＦＥＴ９がキャパシタ２とローパスフィルタ７の間（節点ａ）に接続されるようにしても一定の効果を得ることができる。このとき、電力センサ回路は、節点ａにおいて、温度に応じた補償電圧を重畳することにより、センサ感度の温度変化を補償することができる。しかしながら、この場合、入力電力の高周波成分の影響を受けるおそれがあるため、ｐＭＯＳＦＥＴ９は、節点ｂに接続されるのが望ましい。

また、本実施形態の電力センサ回路では、入力電力のうち節点ａに供給する電力を調整し、さらに、入力電力のＤＣ成分をカットするために、キャパシタ２が用いられる。用途によって必要がなければ、電力センサ回路は、キャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、ｐＭＯＳＦＥＴに流れるリーク電流によって発生する、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することにより、出力電圧の温度による変化を低減し、センサ感度の温度変化を補償する例を示した。第２の実施の形態では、ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、ｐＭＯＳＦＥＴに流れるリーク電流の電流量を調整し、補償電圧を調整する例を示す。

図３は第２の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図３に示すように、第２の実施の形態における電力センサ回路は、第１の実施の形態における電力センサ回路に加えて、電源１３を有する。

電源１３は、ｐＭＯＳＦＥＴ９のゲート端子に接続される。そして、電源１３により供給される電圧は、ｐＭＯＳＦＥＴ９の閾値電圧以下になるように設定される。

本実施形態の電力センサ回路は、第１の実施の形態の電力センサ回路と同様に、高温時に低下する出力電圧を補償することができる。さらに、本実施形態の電力センサ回路は、電源１３により供給される電圧を調整することにより、ｐＭＯＳＦＥＴに流れるリーク電流の電流量を調整し、補償電圧を調整することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、補償電圧を調整することができる。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、ｐＭＯＳＦＥＴ９を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第３の実施の形態）
第１の実施の形態では、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することにより、出力電圧の温度による変化を低減し、センサ感度の温度変化を補償する例を示した。第３の実施の形態では、センサ感度の温度変化を補償しつつ、静電放電から電力センサ回路を保護する例を示す。

図４は第３の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図４に示すように、第３の実施の形態における電力センサ回路は、第１の実施の形態における電力センサ回路に加えて、ｎＭＯＳＦＥＴ１４を有する。

ｎＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子は、節点ｂに接続される。また、ｎＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子、ソース端子、基板端子は、それぞれ、接地される。

ｎＭＯＳＦＥＴ１４は、通常はオフ状態にある。

尚、第１の実施例と同様に、センサ部４０は、節点ｂに、検知電圧Ｖｂａｓｅを出力する。検知電圧は、負の温度特性を持ち、電力センサ回路の温度の上昇に対して単調に低下する。

また、第１の実施の形態と同様に、ｐＭＯＳＦＥＴ９は、通常、オフ状態となっている。オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９には、リーク電流Ｉｌｅａｋが流れる。本実施形態のリーク電流Ｉｌｅａｋは、節点ｂで分岐する。ｐＭＯＳＦＥＴ９から抵抗５、ｎＭＯＳＦＥＴ３に流れるリーク電流をＩｓｅｎｓｏｒと、ｐＭＯＳＦＥＴ９からｎＭＯＳＦＥＴ１４に流れるリーク電流をＩｎｍｏｓと称する。このリーク電流が流れることにより節点ｂに補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが発生する。尚、ｎＭＯＳＦＥＴ１４も通常はオフ状態であるため、ＩｎｍｏｓはｎＭＯＳＦＥＴ１４を流れるリーク電流であるといえる。

図５は図４に示した電力センサ回路においてＤＣ成分に着目した等価回路である。

図５では、オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ１４は、高抵抗１６とみなされる。

可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、式（４）のように表される。

Ｒｓｅｎｓｏｒ＝Ｖｏｆｆｓｅｔ／Ｉｓｅｎｓｏｒ （４）
高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓは、第１の実施例と同様に、式（２）のように表される。

高抵抗１６の抵抗値Ｒｎｍｏｓは、式（５）のように表される。

Ｒｎｍｏｓ＝Ｖｏｆｆｓｅｔ／Ｉｎｍｏｓ （５）
ここで、電源４が供給する電圧Ｖｇ＿ｓｅｎｓｏｒを所定の電圧値に設定し、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にすると、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、ほとんど抵抗５の抵抗値まで低下する。また、高抵抗１６の抵抗値Ｒｎｍｏｓは、ほとんど変化しないため、抵抗値Ｒｎｍｏｓと比べて、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、十分に小さい値となる。このため、高抵抗１６と可変抵抗１１の並列部分の抵抗値は、ほとんど抵抗５の抵抗値まで低下する。このとき、高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓは、ほとんど変化しない。このため、図５において、高抵抗１２の抵抗値Ｒｐｍｏｓと比べて、高抵抗１６と可変抵抗１１の並列部分の抵抗値は、十分小さい値となる。つまり、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にすることにより、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、低下する。

以降、電源４が供給する電圧Ｖｇ＿ｓｅｎｓｏｒは、ｎＭＯＳＦＥＴ３をオン状態にするための電圧値とする。このとき、抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、抵抗５の抵抗値とほとんど等しい値となる。

式（４）より、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、式（６）のように表される。

Ｖｏｆｆｓｅｔ＝Ｒｓｅｎｓｏｒ×Ｉｓｅｎｓｏｒ （６）
ここで、電力センサ回路の温度が上昇すると、オフ状態のｐＭＯＳＦＥＴ９のリーク電流Ｉｌｅａｋが、増加する。高抵抗１６の抵抗値Ｒｎｍｏｓと比べて、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、十分に小さい値であるため、リーク電流Ｉｌｅａｋの大部分は、可変抵抗１１に流れる。従って、リーク電流Ｉｌｅａｋの増加に伴い、Ｉｓｅｎｓｏｒは、単調に増加する。また、電力センサ回路の温度が上昇しても、可変抵抗１１の抵抗値Ｒｓｅｎｓｏｒは、ほとんど変化しない。このため、電力センサ回路の温度が上昇すると、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、単調に増加する。

従って、電力センサ回路の温度が上昇すると、検知電圧Ｖｂａｓｅは低下するが、補償電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは増加するため、電力センサ回路は、出力電圧を温度によらず一定にすることができる。

さらに、本実施形態の電力センサ回路の出力部８にサージ電圧が発生した場合、そのサージ電圧によって生じるサージ電流は、ｐＭＯＳＦＥＴ９を介して電源１０と、ｎＭＯＳＦＥＴ１４を介して接地とに流れる。つまり、図４において、点線１５で示される部分は、静電破壊（ＥＳＤ；electrostatic discharge）保護素子を構成することになる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力センサ回路は、センサ感度の温度変化を補償しつつ、静電放電から回路を保護することができる。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、ｐＭＯＳＦＥＴ９を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第４の実施の形態）
第２の実施の形態では、ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、補償電圧を調整する例を示した。また、第３の実施の形態では、センサ感度の温度変化を補償しつつ、静電放電から電力センサ回路を保護する例を示した。

第４の実施の形態では、センサ感度の温度変化を補償する電力センサ回路において、ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、補償電圧を調整し、さらに、静電放電から回路を保護する例を示す。

図６は第４の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図６に示すように、第４の実施の形態における電力センサ回路は、第１の実施の形態における電力センサ回路に加えて、電源１３及びｎＭＯＳＦＥＴ１４を有する。

第２の実施の形態と同様に、電源１３は、ｐＭＯＳＦＥＴ９のゲート端子に接続される。そして、電源１３により供給される電圧は、ｐＭＯＳＦＥＴ９の閾値電圧以下になるように設定される。

また、第３の実施の形態と同様に、ｎＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子は、節点ｂに接続される。また、ｎＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子、ソース端子、基板端子は、それぞれ、接地される。そして、ｎＭＯＳＦＥＴ１４は、通常はオフ状態にある。

本実施形態の電力センサ回路は、ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、補償電圧を調整することができる。さらに、本実施形態の電力センサ回路は、静電放電から回路を保護することができる。

尚、ｎＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に電源を接続し、その電源により供給される電圧を、ｎＭＯＳＦＥＴ１４の閾値電圧以下になるように設定するようにしてもよい。この場合、電力センサ回路は、ｎＭＯＳＦＥＴのゲート端子に印加する電圧を調整することにより、ｐＭＯＳＦＥＴ９からｎＭＯＳＦＥＴ１４に流れるリーク電流Ｉｎｍｏｓを調整することができ、補償電圧を調整することができる。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、ｐＭＯＳＦＥＴ９を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第５の実施の形態）
第１の実施の形態及び第３の実施の形態では、温度補償回路が有する抵抗性素子として、ｐＭＯＳＦＥＴを用いる例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。第５の実施の形態では、温度補償回路が有する抵抗性素子として、ダイオードを用いる例を示す。

図７は第５の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図７に示すように、第５の実施の形態における電力センサ回路では、第３の実施の形態における電力センサ回路のｐＭＯＳＦＥＴ９及びｎＭＯＳＦＥＴ１４に代えて、１つ以上の直列に接続されたダイオード１７が用いられる。

本実施形態の電力センサ回路では、電源１０により供給される電圧に対してリーク電流のみが流れるように、ダイオード１７が接続される個数が決定される。

第１の実施の形態と同様に、電力センサ回路の温度が上昇すると、ダイオード１７に流れるリーク電流は増加し、補償電圧も増加する。

また、第３の実施の形態と同様に、電力センサ回路の出力部８にサージ電圧が発生した場合、そのサージ電圧によって生じるサージ電流は、ダイオード１７を介して電源１０と接地とに流れ、静電破壊を回避することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力センサ回路は、電力センサ回路は、電源１０を、ダイオードを介して、電力センサの出力端に接続することにより、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することができ、出力電圧の温度による変化を低減できる。これにより、電力センサ回路は、センサ感度の温度変化を十分に補償することができる。

また、本実施形態の電力センサ回路は、静電放電から回路を保護することができる。

尚、図７ではいずれのダイオードも順方向バイアスが与えられるように接続する例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。ダイオードは、電源１０により供給される電圧に対してリーク電流が流れるように接続されていればよく、逆方向バイアスが与えられるように接続するようにしてもよい。あるいは、順方向バイアスが与えられるダイオードと逆方向バイアスが与えられるダイオードとを並列に接続するようにしてもよい。

また、静電破壊保護の効果は弱まるが、用途に応じて、節点Ｂと接地との間に接続されるダイオードを省略する構成としてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、ダイオード１７を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第６の実施の形態）
第６の実施の形態では、温度補償回路が有する抵抗性素子として、バイポーラトランジスタを用いる例を示す。

図８は第６の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図８に示すように、第６の実施の形態における電力センサ回路では、第３の実施の形態における電力センサ回路のｐＭＯＳＦＥＴ９に代えて、バイポーラトランジスタ１８が用いられ、ｎＭＯＳＦＥＴ１４に代えて、バイポーラトランジスタ２０が用いられる。

バイポーラトランジスタ１８のコレクタは節点Ｂに接続される。また、バイポーラトランジスタ１８のエミッタは電源１０に接続される。また、バイポーラトランジスタ１８のベースは抵抗１９を介して電源１０に接続される。

バイポーラトランジスタ２０のコレクタは節点Ｂに接続される。また、バイポーラトランジスタ２０のエミッタは接地に接続される。また、バイポーラトランジスタ２０のベースは抵抗２１を介して接地に接続される。

第１の実施の形態と同様に、電力センサ回路の温度が上昇すると、バイポーラトランジスタ１８に流れるリーク電流は増加し、補償電圧も増加する。

また、第３の実施の形態と同様に、電力センサ回路の出力部８にサージ電圧が発生した場合、そのサージ電圧によって生じるサージ電流は、バイポーラトランジスタ１８を介して電源１０と、バイポーラトランジスタ２０を介して接地とに流れ、静電破壊を回避することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力センサ回路は、電力センサ回路は、電源１０を、バイポーラトランジスタを介して、電力センサの出力端に接続することにより、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することができ、出力電圧の温度による変化を低減できる。これにより、電力センサ回路は、センサ感度の温度変化を十分に補償することができる。

また、本実施形態の電力センサ回路は、静電放電から回路を保護することができる。

尚、図８ではＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いる例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。バイポーラトランジスタ１８及びバイポーラトランジスタ２０は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであってもよい。

また、静電破壊保護の効果は弱まるが、用途に応じて、節点Ｂと接地との間に接続されるバイポーラトランジスタ２０を省略する構成としてもよい。

また、バイポーラトランジスタ１８及びバイポーラトランジスタ２０のいずれか、あるいは両方のベース端子に個別に電源を接続するようにしてもよい。この場合、電力センサ回路は、バイポーラトランジスタのベース端子に個別に接続された電源により供給される電圧を調整することにより、リーク電流を調整することができ、補償電圧を調整することができる。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、バイポーラトランジスタ１８を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

（第７の実施の形態）
第７の実施の形態では、温度補償回路が有する抵抗性素子として、サイリスタを用いる例を示す。

図９は第７の実施の形態における電力センサ回路の構成を示す回路図である。

図９に示すように、第７の実施の形態における電力センサ回路では、第３の実施の形態における電力センサ回路のｐＭＯＳＦＥＴ９に代えて、サイリスタ２２が用いられ、ｎＭＯＳＦＥＴ１４に代えて、サイリスタ２４が用いられる。

サイリスタ２２のアノードは節点Ｂに接続される。また、サイリスタ２２のカソードは電源１０に接続される。また、サイリスタ２２のゲートは抵抗２３を介して電源１０に接続される。

サイリスタ２４のアノードは節点Ｂに接続される。また、サイリスタ２４のカソードは接地に接続される。また、サイリスタ２４のゲートは抵抗２５を介して接地に接続される。

第１の実施の形態と同様に、電力センサ回路の温度が上昇すると、サイリスタ２２に流れるリーク電流は増加し、補償電圧も増加する。

また、第３の実施の形態と同様に、電力センサ回路の出力部８にサージ電圧が発生した場合、そのサージ電圧によって生じるサージ電流は、サイリスタ２２を介して電源１０と、サイリスタ２４を介して接地とに流れ、静電破壊を回避することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力センサ回路は、電力センサ回路は、電源１０を、サイリスタを介して、電力センサの出力端に接続することにより、負の温度特性を有する電力センサの検知電圧に、正の温度特性を有する補償電圧を重畳することができ、出力電圧の温度による変化を低減できる。これにより、電力センサ回路は、センサ感度の温度変化を十分に補償することができる。

また、本実施形態の電力センサ回路は、静電放電から回路を保護することができる。

尚、図９では抵抗素子としてサイリスタ素子を用いる例を示したが、抵抗素子としてバイポーラトランジスタをサイリスタ接続するようにしてもよい。

また、静電破壊保護の効果は弱まるが、用途に応じて、節点Ｂと接地との間に接続されるサイリスタ２４を省略する構成としてもよい。

また、サイリスタ２２及びサイリスタ２４のいずれか、あるいは両方のゲートに個別に電源を接続するようにしてもよい。この場合、電力センサ回路は、サイリスタのゲートに個別に接続された電源により供給される電圧を調整することにより、リーク電流を調整することができ、補償電圧を調整することができる。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、サイリスタ２２を節点ａに接続するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態と同様、電力センサ回路において、用途によって必要がなければキャパシタ２を省略する構成としてもよい。

また、第１の実施の形態から第７の実施の形態では、ｐＭＯＳＦＥＴ、ダイオード、バイポーラトランジスタあるいはサイリスタのいずれかの抵抗素子を用いた電力センサ回路の例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。抵抗性素子は、負の温度特性を有するものであれば、どのようなものであってもよい。

また、第１の実施の形態から第７の実施の形態では、ｐＭＯＳＦＥＴ、ダイオード、バイポーラトランジスタあるいはサイリスタのうち一種類の抵抗素子を用いた電力センサ回路の例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。例えば、ｐＭＯＳＦＥＴとダイオードのように異なる種類の抵抗素子を組み合わせて電力センサを構成してもよい。また、複数の種類の素子を直列あるいは並列に接続して電力センサを構成してもよい。

（第８の実施の形態）
第８の実施の形態では、第１の実施の形態から第７の実施の形態のいずれかにおいて示された電力センサ回路を用いて、増幅する電力量を制御する電力増幅器の例を示す。

図１０は第８の実施の形態における電力増幅器の構成を示すブロック図である。

図１０に示すように、第８の実施の形態における電力増幅器は、電力センサ２６、増幅器入力部２７、増幅部２８、増幅器出力部２９及び制御部３０を有する。

増幅器入力部２７は、増幅部２８の入力端に接続される。増幅部２８の出力端は、節点ｃに接続される。節点ｃは、増幅器出力部２９と電力センサ２６の入力部とに接続される。電力センサ２６の出力部は、制御部３０の入力端に接続される。制御部３０の出力端は、増幅部２８の出力制御端子に接続される。

増幅部２８は、入力端から入力された電力を増幅し、出力端から出力する。また、増幅部２８は、出力制御端子から入力された制御信号に応じて、増幅する電力量を制御する。

電力センサ２６は、第１の実施の形態から第７の実施の形態のいずれかにおいて示された電力センサ回路である。

制御部３０は、入力されたＤＣ電圧の電圧値に応じて、増幅部２８に増幅させる電力量を制御するために、制御信号を出力する。

次に図１０に示した電力増幅器の動作について説明する。

増幅器入力部２７から入力された入力電力は、増幅器２８に入力される。増幅器２８は、入力電力を増幅し、節点ｃへ出力する。このとき、増幅器２８から出力される電力の一部は、電力センサ２６に入力される。尚、増幅器出力部２９から出力される電力の量と電力センサ２６のｎＭＯＳＦＥＴ３に入力される電力の量の割合は、電力センサ２６のキャパシタ２の容量により定められる。

電力センサ２６は、入力電力の電力量に応じたＤＣ電圧を出力する。尚、第１の実施の形態から第７の実施の形態で説明した通り、電力センサ２２は、センサ感度の温度変化を補償し、出力電圧の温度による変化を低減する。

制御部３０は、電力センサ２６から出力されたＤＣ電圧の値を読み取り、その電圧値に応じて、増幅部２８に増幅させる電力量を制御するために、制御信号を出力する。増幅部２８は、出力制御端子から入力された制御信号に応じて、増幅する電力量を制御し、適切な量の電力を出力する。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力増幅器は、センサ感度の温度変化を補償する電力センサによって出力する電力量を監視する。これにより、電力増幅器は、出力する電力の温度による変化を補償することができる。

（第９の実施の形態）
第９の実施の形態では、第８の実施の形態で示した電力増幅器に、さらに結合部を追加し、増幅器から出力される電力の量と電力センサに入力される電力の量の割合を調整する例を示す。

図１１は第９の実施の形態における電力増幅器の構成を示すブロック図である。

図１１に示すように、第９の実施の形態における電力増幅器は、第８の実施の形態における電力増幅器に加えて、結合部３１を有する。

結合部３１の入力端には、増幅部２８の出力端が接続される。また、結合部３１の出力端には、増幅器出力部２９と電力センサ２６の入力部とが接続される。

結合部３１は、増幅部２８の出力端から出力された電力について、増幅器出力部２９から出力する電力の量と電力センサ２６のｎＭＯＳＦＥＴ３に入力される電力の量の割合を調整する方向性結合器である。

以上説明したように、本実施形態によれば、電力増幅器は、増幅器から出力される電力の量と電力センサに入力される電力の量の割合を、方向性結合器の結合度によって、設定することができる。

尚、図１１では結合部３１として方向性結合器を用いる例を示したが、本発明は、これに限定されるものではない。分配機能を有する回路素子であれば、どのようなものを結合部として用いてもよい。

また、第８の実施の形態及び第９の実施の形態で示した電力増幅器において、増幅部の前段に発振回路、逓倍回路、分周回路あるいは混合回路等の機能回路を設置してもよい。

また、本発明の電力センサは、例えば、発振回路、逓倍回路、分周回路あるいは混合回路等の機能回路を用いた、電力を出力する集積回路においても、利用することができる。各集積回路は、第８あるいは第９の実施の形態で示した電力増幅器の増幅部の代わりに発振回路、逓倍回路、分周回路あるいは混合回路等の機能回路を設置することにより、電力センサの出力に応じて、機能回路の出力する電力を調整できる。これにより、各集積回路は、出力する電力の温度による変化を補償することができる。

１、５１ 入力部
２、６、５２、５６ キャパシタ
３、１４、５３ ｎＭＯＳＦＥＴ
４、１０、１３、５４ 電源
５、１９、２１、２３、２５、５５ 抵抗
７、５７ ローパスフィルタ
８、５８ 出力部
９ ｐＭＯＳＦＥＴ
１１ 可変抵抗
１２、１６ 高抵抗
１５ 静電破壊保護素子
１７ ダイオード
１８、２０ バイポーラトランジスタ
２２、２４ サイリスタ
２６ 電力センサ
２７ 入力部
２８ 増幅部
２９ 出力部
３０ 制御部
３１ 結合部
４０ センサ部
６１、６２ 制御抵抗
６３ センス抵抗
６４ コンパレータ
６５ センス電流入力端子
６６ エラー信号出力端子
６７ ＰＮＰトランジスタ
６８ 基準電圧

Claims (10)

1. 入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成するセンサ部と、
   負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子と、
   前記抵抗性素子に所定の電圧を印加する第１の電源と、
   前記センサ部が生成した直流電圧に、前記抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する出力部と、を有し、
   前記抵抗性素子は、ｐＭＯＳＦＥＴと、第１のｎＭＯＳＦＥＴとによって構成される、電力センサ回路。
2. 前記ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子、ドレイン端子及び基板端子は、前記第１の電源に接続され、
   前記ｐＭＯＳＦＥＴのソース端子は、前記出力部に接続され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのゲート端子、ソース端子及び基板端子は、接地され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、前記出力部に接続される、
   請求項１に記載の電力センサ回路。
3. 前記ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、該ｐＭＯＳＦＥＴの閾値電圧以下の電圧を供給する第２の電源をさらに有し、
   前記ｐＭＯＳＦＥＴのドレイン端子及び基板端子は、前記第１の電源に接続され、
   前記ｐＭＯＳＦＥＴのソース端子は、前記出力部に接続され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのゲート端子、ソース端子及び基板端子は、接地され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、前記出力部に接続される、
   請求項１に記載の電力センサ回路。
4. 前記ｐＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、該ｐＭＯＳＦＥＴの閾値電圧以下の電圧を供給する第２の電源と、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、該第１のｎＭＯＳＦＥＴの閾値電圧以下の電圧を供給する第３の電源と、をさらに有し、
   前記ｐＭＯＳＦＥＴのドレイン端子及び基板端子は、前記第１の電源に接続され、
   前記ｐＭＯＳＦＥＴのソース端子は、前記出力部に接続され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのソース端子及び基板端子は、接地され、
   前記第１のｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、前記出力部に接続される、
   請求項１に記載の電力センサ回路。
5. 入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成するセンサ部と、
   負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子と、
   前記抵抗性素子に所定の電圧を印加する第１の電源と、
   前記センサ部が生成した直流電圧に、前記抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する出力部と、を有し、
   前記抵抗性素子は、第１のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタとによって構成される、電力センサ回路。
6. 前記第１のバイポーラトランジスタのベース端子と、前記第１の電源との間を接続する第１の抵抗と、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベース端子と、接地との間を接続する第２の抵抗と、をさらに有し、
   前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ端子は、前記第１の電源に接続され、
   前記第１のバイポーラトランジスタのベース端子は、前記第１の抵抗に接続され、
   前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタ端子は、前記出力部に接続され、
   前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタ端子は、接地され、
   前記第２のバイポーラトランジスタのベース端子は、前記第２の抵抗に接続され、
   前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタ端子は、前記出力部に接続される、
   請求項５に記載の電力センサ回路。
7. 前記センサ部は、
   入力電力を検波する第２のｎＭＯＳＦＥＴと、
   前記第２のｎＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続され、該第２のｎＭＯＳＦＥＴにバイアスをかける第４の電源と、
   前記第２のｎＭＯＳＦＥＴによって検波された信号を平滑化し、前記入力電力に応じた直流電圧を生成するローパスフィルタと、を有する、
   請求項１から６のいずれか１項に記載の電力センサ回路。
8. 入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成し、該直流電圧に、負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する、電力センサ手段と、
   前記電力センサ手段から出力された電圧の値に応じて、入力電力を増幅し、出力する、増幅手段と、を有し、
   前記抵抗性素子は、ｐＭＯＳＦＥＴと、第１のｎＭＯＳＦＥＴとによって構成される、電力増幅器。
9. 入力電力に応じた、負の温度特性を有する直流電圧を生成し、該直流電圧に、負の温度特性を有し、温度の上昇とともに流れるリーク電流が増加する抵抗性素子に流れるリーク電流により発生した電圧を重畳して出力する、電力センサ手段と、
   前記電力センサ手段から出力された電圧の値に応じて、入力電力を増幅し、出力する、増幅手段と、を有し、
   前記抵抗性素子は、第１のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタとによって構成される、電力増幅器。
10. 前記増幅手段が出力する電力のうち所定の割合の電力を前記電力センサ手段に入力する、結合手段をさらに有する、
    請求項８または９に記載の電力増幅器。

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