JP3392061B2 - 検波回路及び利得変動検出回路 - Google Patents
検波回路及び利得変動検出回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力した信号をダ
イオードの自乗検波領域にて検波する検波回路及びこれ
を用いた利得変動検出回路に関する。
イオードの自乗検波領域にて検波する検波回路及びこれ
を用いた利得変動検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及びその問題点】無線機から送信される信
号の電力、例えば進行波電力や反射波電力を測定する際
には、検波ダイオードによって送信信号を脈流の検波出
力電圧に変換する検波回路を用いる。例えば、図５に示
すように、信号入力端ＲＦＩＮから入力される高周波信
号を、入力抵抗ＲＩを介しダイオードＤのアノードに印
加し、ダイオードＤのカソードにコンデンサＣと共に接
続されている負荷抵抗ＲＬの両端から、検波出力電圧Ｖ
ｄｅｔを取り出すようにすればよい。ダイオードとして
は、ショットキダイオード等、比較的高周波応答が良好
で検波効率が良好な高周波用の検波ダイオードを用いる
のが好ましい。
号の電力、例えば進行波電力や反射波電力を測定する際
には、検波ダイオードによって送信信号を脈流の検波出
力電圧に変換する検波回路を用いる。例えば、図５に示
すように、信号入力端ＲＦＩＮから入力される高周波信
号を、入力抵抗ＲＩを介しダイオードＤのアノードに印
加し、ダイオードＤのカソードにコンデンサＣと共に接
続されている負荷抵抗ＲＬの両端から、検波出力電圧Ｖ
ｄｅｔを取り出すようにすればよい。ダイオードとして
は、ショットキダイオード等、比較的高周波応答が良好
で検波効率が良好な高周波用の検波ダイオードを用いる
のが好ましい。
【０００３】また、ダイオード検波としては検波ダイオ
ードの自乗検波領域を使用する自乗検波と、直線検波領
域を使用する直線検波が、知られている。自乗検波は入
力信号電力が小さな領域を用いる検波方式であり、入力
信号の平均値を示す検波出力電圧が得られる。他方、直
線検波は入力信号電力が大きな領域を用いる検波方式で
あり、入力信号のピーク値を示す検波出力が得られる。
自乗検波には、検波ダイオードの順方向電圧（一般にＶ
Ｆで表される電圧）が温度等により変化する、検波効率
が不均一である、といった短所がある。従って、周囲の
無線局から送信された信号の電力を測定する用途に図５
に示す検波回路を用いる場合、順方向電圧による非直線
ひずみが比較的少なくまた検波効率が比較的均一な直線
検波を用いることが多い。
ードの自乗検波領域を使用する自乗検波と、直線検波領
域を使用する直線検波が、知られている。自乗検波は入
力信号電力が小さな領域を用いる検波方式であり、入力
信号の平均値を示す検波出力電圧が得られる。他方、直
線検波は入力信号電力が大きな領域を用いる検波方式で
あり、入力信号のピーク値を示す検波出力が得られる。
自乗検波には、検波ダイオードの順方向電圧（一般にＶ
Ｆで表される電圧）が温度等により変化する、検波効率
が不均一である、といった短所がある。従って、周囲の
無線局から送信された信号の電力を測定する用途に図５
に示す検波回路を用いる場合、順方向電圧による非直線
ひずみが比較的少なくまた検波効率が比較的均一な直線
検波を用いることが多い。
【０００４】しかしながら、直線検波での検波モードは
ピーク検波である。従って、周囲の無線局から送信され
検波回路に入力される搬送波が様々な周波数に亘ってい
る状況（即ち波数が多い状況）と、周囲の無線局から送
信され検波回路に入力される搬送波が１種類の周波数で
ある状況（即ち波数が１である状況）とでは、仮に両状
況における入力信号の合計平均電力が同じであっても、
検波出力電圧は異なる電圧になる（一般に波数が多い方
が高くなる）。同様の問題点は、入力信号の振幅等に変
調が施されているか否かや、変調方式の如何によって
も、発生する。また、入力信号の合計平均電力に対する
検波出力電圧の誤差は、入力信号の合計平均電力が大き
いほど、大きくなる。従って、直線検波を好適に用いる
ことができるのは、波数が一定であるとき等に限られて
いた。なお、この問題点に関しては、図６を参照された
い。図中、「１波」等とあるのは波数を表している。
「検波電圧」「入力電力」はそれぞれ検波出力電圧及び
入力信号合計平均電力を表している。
ピーク検波である。従って、周囲の無線局から送信され
検波回路に入力される搬送波が様々な周波数に亘ってい
る状況（即ち波数が多い状況）と、周囲の無線局から送
信され検波回路に入力される搬送波が１種類の周波数で
ある状況（即ち波数が１である状況）とでは、仮に両状
況における入力信号の合計平均電力が同じであっても、
検波出力電圧は異なる電圧になる（一般に波数が多い方
が高くなる）。同様の問題点は、入力信号の振幅等に変
調が施されているか否かや、変調方式の如何によって
も、発生する。また、入力信号の合計平均電力に対する
検波出力電圧の誤差は、入力信号の合計平均電力が大き
いほど、大きくなる。従って、直線検波を好適に用いる
ことができるのは、波数が一定であるとき等に限られて
いた。なお、この問題点に関しては、図６を参照された
い。図中、「１波」等とあるのは波数を表している。
「検波電圧」「入力電力」はそれぞれ検波出力電圧及び
入力信号合計平均電力を表している。
【０００５】
【発明の概要】本発明の第１の目的は、波数、変調の有
無、変調方式等によって検波出力電圧が変動することを
防ぐことにある。本発明の第２の目的は、入力信号の合
計平均電力に対する検波出力電圧の誤差が入力信号の合
計平均電力の大小によって変わることを防ぐことにあ
る。本発明においては、これらの目的を、直線検波では
なく自乗検波を用いることによって達成している。ま
た、本発明の第３の目的は、検波ダイオードの検波効率
を向上させることにある。本発明の第４の目的は、温度
に対して安定な回路を実現することにある。本発明の第
５の目的は、比較的簡単な回路構成及び安価な回路部品
にて回路を実現することにある。本発明においては、こ
れらの目的を、検波ダイオードの直流順方向バイアス及
びバイアス電流の温度補償によって、達成している。
無、変調方式等によって検波出力電圧が変動することを
防ぐことにある。本発明の第２の目的は、入力信号の合
計平均電力に対する検波出力電圧の誤差が入力信号の合
計平均電力の大小によって変わることを防ぐことにあ
る。本発明においては、これらの目的を、直線検波では
なく自乗検波を用いることによって達成している。ま
た、本発明の第３の目的は、検波ダイオードの検波効率
を向上させることにある。本発明の第４の目的は、温度
に対して安定な回路を実現することにある。本発明の第
５の目的は、比較的簡単な回路構成及び安価な回路部品
にて回路を実現することにある。本発明においては、こ
れらの目的を、検波ダイオードの直流順方向バイアス及
びバイアス電流の温度補償によって、達成している。
【０００６】本発明に係る検波回路は、いずれも比較的
低レベルであり相異なる周波数を有する複数の搬送波を
含みそれら搬送波の個数、当該搬送波についての変調の
有無又はその変調方式によりピーク電力が変動する入力
信号を、当該信号の電力又はその変動を測定するため検
波する検波回路において、検波ダイオードでは、上記入
力信号を自乗検波し、少なくとも、温度補償用検波ダイ
オード、２個の電流変換抵抗及び温度補償回路を備えて
いる。これらのうち温度補償用検波ダイオード、これに
対応する電流変換抵抗及び温度補償回路にて、定電流回
路を構成している。また、検波ダイオード及び温度補償
用検波ダイオードを直流順方向バイアスする回路を、２
個の電流変換抵抗によって構成している。
低レベルであり相異なる周波数を有する複数の搬送波を
含みそれら搬送波の個数、当該搬送波についての変調の
有無又はその変調方式によりピーク電力が変動する入力
信号を、当該信号の電力又はその変動を測定するため検
波する検波回路において、検波ダイオードでは、上記入
力信号を自乗検波し、少なくとも、温度補償用検波ダイ
オード、２個の電流変換抵抗及び温度補償回路を備えて
いる。これらのうち温度補償用検波ダイオード、これに
対応する電流変換抵抗及び温度補償回路にて、定電流回
路を構成している。また、検波ダイオード及び温度補償
用検波ダイオードを直流順方向バイアスする回路を、２
個の電流変換抵抗によって構成している。
【０００７】まず、２個の電流変換抵抗のうち１個は、
バイアス電源から印加されるバイアス電圧を直流の順方
向バイアス電流に変換し、これによって得た順方向バイ
アス電流を、検波ダイオードに流す。従って、検波ダイ
オードの動作点は、比較的検波効率がよい領域におかれ
る。また、検波ダイオードの順方向バイアス電流は、バ
イアス電圧や検波ダイオードの順方向電圧の他、検波ダ
イオードに接続されている電流変換抵抗の抵抗値により
定まる。
バイアス電源から印加されるバイアス電圧を直流の順方
向バイアス電流に変換し、これによって得た順方向バイ
アス電流を、検波ダイオードに流す。従って、検波ダイ
オードの動作点は、比較的検波効率がよい領域におかれ
る。また、検波ダイオードの順方向バイアス電流は、バ
イアス電圧や検波ダイオードの順方向電圧の他、検波ダ
イオードに接続されている電流変換抵抗の抵抗値により
定まる。
【０００８】他方、２個の電流変換抵抗のうち残りの１
個は、バイアス電源から印加されるバイアス電圧を直流
の順方向バイアス電流に変換し、これによって得た順方
向バイアス電流を、温度補償用検波ダイオードに流す。
この温度補償用検波ダイオードは、信号入力端からみて
検波ダイオードと並列に接続されており、検波ダイオー
ドと同一の検波特性を有している。また、２個の電流変
換抵抗は互いに同一の抵抗値及び温度特性を有してい
る。従って、温度補償用検波ダイオードに流れる順方向
バイアス電流の値は、温度変化によらず常に、検波ダイ
オードに流れる順方向バイアス電流の値と同じである。
個は、バイアス電源から印加されるバイアス電圧を直流
の順方向バイアス電流に変換し、これによって得た順方
向バイアス電流を、温度補償用検波ダイオードに流す。
この温度補償用検波ダイオードは、信号入力端からみて
検波ダイオードと並列に接続されており、検波ダイオー
ドと同一の検波特性を有している。また、２個の電流変
換抵抗は互いに同一の抵抗値及び温度特性を有してい
る。従って、温度補償用検波ダイオードに流れる順方向
バイアス電流の値は、温度変化によらず常に、検波ダイ
オードに流れる順方向バイアス電流の値と同じである。
【０００９】従って、温度変化に伴い温度補償用検波ダ
イオードの順方向電圧が上昇したときに、検波ダイオー
ド及び温度補償用検波ダイオードの信号入力端側接続点
の電位を低下させ、低下したときに上昇させる温度補償
回路を設けておくことにより、検波回路を温度的にも安
定に動作させることができる。
イオードの順方向電圧が上昇したときに、検波ダイオー
ド及び温度補償用検波ダイオードの信号入力端側接続点
の電位を低下させ、低下したときに上昇させる温度補償
回路を設けておくことにより、検波回路を温度的にも安
定に動作させることができる。
【００１０】このように、本発明によれば、検波ダイオ
ードを順方向バイアスすることにより検波効率を確保す
ると共に、検波ダイオードの順方向バイアス電流と同一
値の順方向バイアス電流にて常に直流順方向バイアスさ
れる同一検波特性のもう一つの検波ダイオード（温度補
償用検波ダイオード）を設け、この温度補償用検波ダイ
オードに温度補償回路を付加することによって、検波効
率の向上と温度的な安定性とを、回路の顕著な複雑化や
高価な回路部品の使用なしに、実現している。更に、自
乗検波を用いているため、検波出力電圧が波数、変調の
有無、変調方式等によって変化することを防ぐことがで
きる。
ードを順方向バイアスすることにより検波効率を確保す
ると共に、検波ダイオードの順方向バイアス電流と同一
値の順方向バイアス電流にて常に直流順方向バイアスさ
れる同一検波特性のもう一つの検波ダイオード（温度補
償用検波ダイオード）を設け、この温度補償用検波ダイ
オードに温度補償回路を付加することによって、検波効
率の向上と温度的な安定性とを、回路の顕著な複雑化や
高価な回路部品の使用なしに、実現している。更に、自
乗検波を用いているため、検波出力電圧が波数、変調の
有無、変調方式等によって変化することを防ぐことがで
きる。
【００１１】また、本発明に係る検波回路を用いて、マ
ルチキャリアアンプの利得変動を好適に検出することが
できる。即ち、まず、マルチキャリアアンプの入力側及
び出力側にそれぞれ本発明に係る検波回路を接続する。
マルチキャリアアンプは、比較的低レベルでかつその周
波数が互いに異なる複数の搬送波を含むマルチキャリア
信号を入力し、増幅して出力するアンプであり、従っ
て、マルチキャリアアンプ前後に設けた検波回路の出力
は、マルチキャリアアンプによる増幅の前後のマルチキ
ャリア信号の電力を示す信号となる。従って、これらの
信号に基づき、マルチキャリアアンプの利得変動を示す
信号を生成することができる。
ルチキャリアアンプの利得変動を好適に検出することが
できる。即ち、まず、マルチキャリアアンプの入力側及
び出力側にそれぞれ本発明に係る検波回路を接続する。
マルチキャリアアンプは、比較的低レベルでかつその周
波数が互いに異なる複数の搬送波を含むマルチキャリア
信号を入力し、増幅して出力するアンプであり、従っ
て、マルチキャリアアンプ前後に設けた検波回路の出力
は、マルチキャリアアンプによる増幅の前後のマルチキ
ャリア信号の電力を示す信号となる。従って、これらの
信号に基づき、マルチキャリアアンプの利得変動を示す
信号を生成することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施形態に
関し図面に基づき説明する。なお、図５及び図６に示し
た従来技術と同様の又は対応する構成には同一の符号を
付し、説明を省略する。
関し図面に基づき説明する。なお、図５及び図６に示し
た従来技術と同様の又は対応する構成には同一の符号を
付し、説明を省略する。
【００１３】図１に、本発明の一実施形態にかかる検波
回路の構成を示す。この図に示す回路は２個の検波ダイ
オードＤ１及びＤ２を有している。これらの検波ダイオ
ードＤ１及びＤ２は例えばショットキダイオードにより
実現することができ、またこれらは互いに同一の検波特
性を有している。このようなダイオードＤ１のアノード
は、いずれも入力抵抗ＲＩ及び直流遮断用コンデンサＣ
を介して信号入力端ＲＦＩＮに接続されている。コンデ
ンサＣは、後述するバイアス電圧を遮断するためのコン
デンサである。さらに、ダイオードＤ１及びＤ２のアノ
ード間には、そのリアクタンスが十分小さいインダクタ
Ｌが、後述の演算増幅器ＩＣの出力のうち比較的低周波
の成分のみを通過させるべく、接続されている。なお、
図中３箇所に現れているＣｐはコンデンサである。
回路の構成を示す。この図に示す回路は２個の検波ダイ
オードＤ１及びＤ２を有している。これらの検波ダイオ
ードＤ１及びＤ２は例えばショットキダイオードにより
実現することができ、またこれらは互いに同一の検波特
性を有している。このようなダイオードＤ１のアノード
は、いずれも入力抵抗ＲＩ及び直流遮断用コンデンサＣ
を介して信号入力端ＲＦＩＮに接続されている。コンデ
ンサＣは、後述するバイアス電圧を遮断するためのコン
デンサである。さらに、ダイオードＤ１及びＤ２のアノ
ード間には、そのリアクタンスが十分小さいインダクタ
Ｌが、後述の演算増幅器ＩＣの出力のうち比較的低周波
の成分のみを通過させるべく、接続されている。なお、
図中３箇所に現れているＣｐはコンデンサである。
【００１４】ダイオードＤ１のカソードは、検波出力電
圧Ｖｄｅｔを出力するための端子に接続されており、同
時に、負の直流バイアス電圧−Ｖを発生させるバイアス
電源に、抵抗Ｒ１を介して接続されている。従って、ダ
イオードＤ１には直流の順方向バイアス電流Ｉ１が流
れ、このバイアス電流Ｉ１の値はバイアス電圧−Ｖ及び
抵抗Ｒ１により、次の式
圧Ｖｄｅｔを出力するための端子に接続されており、同
時に、負の直流バイアス電圧−Ｖを発生させるバイアス
電源に、抵抗Ｒ１を介して接続されている。従って、ダ
イオードＤ１には直流の順方向バイアス電流Ｉ１が流
れ、このバイアス電流Ｉ１の値はバイアス電圧−Ｖ及び
抵抗Ｒ１により、次の式
【数１】Ｉ１＝−Ｖ／Ｒ１
に従い定まる。
【００１５】他方、ダイオードＤ２のカソードも、バイ
アス電源に抵抗Ｒ２を介して接続されている。従って、
ダイオードＤ２に流れる順方向バイアス電流Ｉ２の値
は、
アス電源に抵抗Ｒ２を介して接続されている。従って、
ダイオードＤ２に流れる順方向バイアス電流Ｉ２の値
は、
【数２】Ｉ２＝−Ｖ／Ｒ２
の式に従い定まる。なお、ここではインダクタＬの電圧
降下を無視している。
降下を無視している。
【００１６】さらに、この実施形態では、抵抗Ｒ１及び
Ｒ２の抵抗値及び温度特性双方を、互いに同一としてい
る。従って、温度によらず、常に、Ｒ１＝Ｒ２が成り立
つため、バイアス電流Ｉ１及びＩ２の間には、
Ｒ２の抵抗値及び温度特性双方を、互いに同一としてい
る。従って、温度によらず、常に、Ｒ１＝Ｒ２が成り立
つため、バイアス電流Ｉ１及びＩ２の間には、
【数３】Ｉ１＝Ｉ２
の関係が温度によらず成立する。
【００１７】さらに、ダイオードＤ２には、演算増幅器
ＩＣによって構成されている温度補償回路が付加されて
いる。この演算増幅器ＩＣの反転入力端子はダイオード
Ｄ２のカソードに、非反転入力端子は接地に、そして出
力端子はダイオードＤ２のアノードに、さらにはインダ
クタＬを介してダイオードＤ１のアノードに、それぞれ
接続されている。従って、温度変化によりダイオードＤ
２の順方向電圧ＶＦの値が変化しようとしても、これに
応じてダイオードＤ２ひいてはダイオードＤ１のアノー
ドの電位が逆方向に変化するため、バイアス電流Ｉ１及
びＩ２の値は温度変化によらず一定の値に維持されるこ
とになる。
ＩＣによって構成されている温度補償回路が付加されて
いる。この演算増幅器ＩＣの反転入力端子はダイオード
Ｄ２のカソードに、非反転入力端子は接地に、そして出
力端子はダイオードＤ２のアノードに、さらにはインダ
クタＬを介してダイオードＤ１のアノードに、それぞれ
接続されている。従って、温度変化によりダイオードＤ
２の順方向電圧ＶＦの値が変化しようとしても、これに
応じてダイオードＤ２ひいてはダイオードＤ１のアノー
ドの電位が逆方向に変化するため、バイアス電流Ｉ１及
びＩ２の値は温度変化によらず一定の値に維持されるこ
とになる。
【００１８】このように、本実施形態によれば、ダイオ
ードＤ１を順方向バイアスしているため、その動作点を
検波効率が高い領域におくことができ、また温度補償を
施しているため温度変化に起因した順方向電圧ＶＦの変
化による不安定性や非直線歪みを抑えることができる。
従って、本実施形態にかかる検波回路は、入力信号電力
が小さな領域すなわち自乗検波領域で用いることができ
るため、波数、変調の有無、変調方式の如何等によって
検波出力電圧Ｖｄｅｔが変化することがない（図２参
照）。さらに、本実施形態にかかる回路は、比較的簡素
な回路構成にてまた比較的安価な部品のみを用いて実現
することができる。このようにして、本実施形態は、進
行波電力、反射電力等、各種の電力を測定する際に好適
に用いうる回路となっている。
ードＤ１を順方向バイアスしているため、その動作点を
検波効率が高い領域におくことができ、また温度補償を
施しているため温度変化に起因した順方向電圧ＶＦの変
化による不安定性や非直線歪みを抑えることができる。
従って、本実施形態にかかる検波回路は、入力信号電力
が小さな領域すなわち自乗検波領域で用いることができ
るため、波数、変調の有無、変調方式の如何等によって
検波出力電圧Ｖｄｅｔが変化することがない（図２参
照）。さらに、本実施形態にかかる回路は、比較的簡素
な回路構成にてまた比較的安価な部品のみを用いて実現
することができる。このようにして、本実施形態は、進
行波電力、反射電力等、各種の電力を測定する際に好適
に用いうる回路となっている。
【００１９】図３に、本実施形態に係る検波回路を用い
て構成した利得変動検出回路の構成を示す。この図に示
す利得変動検出回路は、マルチキャリアアンプ１０の入
力側に方向性結合器ＤＣ１を介して検波回路１２を、ま
たマルチキャリアアンプ１０の出力側に方向性結合器Ｄ
Ｃ２を介して検波回路１４を、それぞれ設けた構成を有
している。検波回路１２及び１４は、それぞれ、図１に
示した構成を有している。従って、検波回路１２の出力
はマルチキャリアアンプ１０への入力電力を示す直流電
圧となり、検波回路１４の出力はマルチキャリアアンプ
１０からの出力電力を示す直流電圧となる。
て構成した利得変動検出回路の構成を示す。この図に示
す利得変動検出回路は、マルチキャリアアンプ１０の入
力側に方向性結合器ＤＣ１を介して検波回路１２を、ま
たマルチキャリアアンプ１０の出力側に方向性結合器Ｄ
Ｃ２を介して検波回路１４を、それぞれ設けた構成を有
している。検波回路１２及び１４は、それぞれ、図１に
示した構成を有している。従って、検波回路１２の出力
はマルチキャリアアンプ１０への入力電力を示す直流電
圧となり、検波回路１４の出力はマルチキャリアアンプ
１０からの出力電力を示す直流電圧となる。
【００２０】さらに、検波回路１２及び１４の後段に
は、マルチキャリアアンプ１０における利得変動を示す
信号を生成する回路が設けられている。この回路は、検
波回路１２の出力を直流増幅する増幅器ＤＣＡＭＰ、直
流増幅器ＤＣＡＭＰの出力がその反転入力端に、また検
波回路１４の出力が非反転入力端にそれぞれ入力されて
いるコンパレータＣＯＭＰａ、並びに直流増幅器ＤＣＡ
ＭＰの出力を抵抗Ｒａ及びＲｂにより分圧して得られる
電圧がその反転入力端に、また検波回路１４の出力がそ
の非反転入力端にそれぞれ入力されるコンパレータＣＯ
ＭＰｂから、構成されている。さらに、直流増幅器ＤＣ
ＡＭＰの利得は、あらかじめマルチキャリアアンプ１０
において許容されている利得の上限値に設定されている
ものとする。従って、図３に示した回路においては、コ
ンパレータＣＯＭＰａ及びＣＯＭＰｂから、マルチキャ
リアアンプ１０における利得変動の程度を示す信号を得
ることができる。例えば、コンパレータＣＯＭＰａの出
力がＨＩＧＨであれば、マルチキャリアアンプ１０の利
得が許容できる上限値を上回っていることを知ることが
できる。逆に、コンパレータＣＯＭＰａの出力がＬＯＷ
であれば、マルチキャリアアンプ１０の利得は許容でき
る上限値を下回っていると見なすことができる。なお、
コンパレータの個数を適宜増やし、マルチキャリアアン
プ１０における利得変動をより精細に検出できるように
することも、可能である。
は、マルチキャリアアンプ１０における利得変動を示す
信号を生成する回路が設けられている。この回路は、検
波回路１２の出力を直流増幅する増幅器ＤＣＡＭＰ、直
流増幅器ＤＣＡＭＰの出力がその反転入力端に、また検
波回路１４の出力が非反転入力端にそれぞれ入力されて
いるコンパレータＣＯＭＰａ、並びに直流増幅器ＤＣＡ
ＭＰの出力を抵抗Ｒａ及びＲｂにより分圧して得られる
電圧がその反転入力端に、また検波回路１４の出力がそ
の非反転入力端にそれぞれ入力されるコンパレータＣＯ
ＭＰｂから、構成されている。さらに、直流増幅器ＤＣ
ＡＭＰの利得は、あらかじめマルチキャリアアンプ１０
において許容されている利得の上限値に設定されている
ものとする。従って、図３に示した回路においては、コ
ンパレータＣＯＭＰａ及びＣＯＭＰｂから、マルチキャ
リアアンプ１０における利得変動の程度を示す信号を得
ることができる。例えば、コンパレータＣＯＭＰａの出
力がＨＩＧＨであれば、マルチキャリアアンプ１０の利
得が許容できる上限値を上回っていることを知ることが
できる。逆に、コンパレータＣＯＭＰａの出力がＬＯＷ
であれば、マルチキャリアアンプ１０の利得は許容でき
る上限値を下回っていると見なすことができる。なお、
コンパレータの個数を適宜増やし、マルチキャリアアン
プ１０における利得変動をより精細に検出できるように
することも、可能である。
【００２１】図４に、図３に示したマルチキャリアアン
プ１０の一例構成を示す。この図に示すマルチキャリア
アンプ１０は、入力される信号（例えば、互いにその周
波数が異なる複数の搬送波を含むマルチキャリア信号）
を主増幅器ＡＭＰ１にて増幅し出力するアンプであり、
フィードフォワード型の構成を有している。すなわち、
主増幅器ＡＭＰ１にて増幅された信号に含まれる歪成分
を取り出し、これに振幅・位相調整を施した信号を出力
端にフィードフォワードすることによって、主増幅器Ａ
ＭＰ１にて発生した歪成分を打ち消す構成を有してい
る。より具体的には、主増幅器ＡＭＰ１の出力から歪成
分を取り出すため、主増幅器ＡＭＰ１の出力はハイブリ
ッド回路ＨＹＢに入力されており、更に、主増幅器ＡＭ
Ｐ１の前段に設けられている方向性結合器ＤＣ３により
主増幅器ＡＭＰ１への入力から分岐した信号も、主増幅
器ＡＭＰ１等による遅延を遅延線ＤＬ１により補償した
上で、このハイブリッド回路ＨＹＢに入力されている。
ハイブリッド回路ＨＹＢは、主増幅器ＡＭＰ１の出力の
一部と、遅延線ＤＬ１を介し方向性結合器ＤＣ３から入
力された信号の一部とを結合させることにより、主増幅
器ＡＭＰ１にて発生した歪成分のみを含む信号を生成す
る。副増幅器ＡＭＰ２は、このようにして生成され歪成
分のみを含む信号を増幅する。副増幅器ＡＭＰ２の出力
は、主増幅器ＡＭＰ１からハイブリッド回路ＨＹＢ及び
遅延線ＤＬ２を介して供給される増幅出力と、方向性結
合器ＤＣ４により結合され、マルチキャリアアンプ１０
の出力として図示しない回路に供給される。なお、遅延
線ＤＬ２は、副増幅器ＡＭＰ２等にて発生した遅延を補
償する手段である。
プ１０の一例構成を示す。この図に示すマルチキャリア
アンプ１０は、入力される信号（例えば、互いにその周
波数が異なる複数の搬送波を含むマルチキャリア信号）
を主増幅器ＡＭＰ１にて増幅し出力するアンプであり、
フィードフォワード型の構成を有している。すなわち、
主増幅器ＡＭＰ１にて増幅された信号に含まれる歪成分
を取り出し、これに振幅・位相調整を施した信号を出力
端にフィードフォワードすることによって、主増幅器Ａ
ＭＰ１にて発生した歪成分を打ち消す構成を有してい
る。より具体的には、主増幅器ＡＭＰ１の出力から歪成
分を取り出すため、主増幅器ＡＭＰ１の出力はハイブリ
ッド回路ＨＹＢに入力されており、更に、主増幅器ＡＭ
Ｐ１の前段に設けられている方向性結合器ＤＣ３により
主増幅器ＡＭＰ１への入力から分岐した信号も、主増幅
器ＡＭＰ１等による遅延を遅延線ＤＬ１により補償した
上で、このハイブリッド回路ＨＹＢに入力されている。
ハイブリッド回路ＨＹＢは、主増幅器ＡＭＰ１の出力の
一部と、遅延線ＤＬ１を介し方向性結合器ＤＣ３から入
力された信号の一部とを結合させることにより、主増幅
器ＡＭＰ１にて発生した歪成分のみを含む信号を生成す
る。副増幅器ＡＭＰ２は、このようにして生成され歪成
分のみを含む信号を増幅する。副増幅器ＡＭＰ２の出力
は、主増幅器ＡＭＰ１からハイブリッド回路ＨＹＢ及び
遅延線ＤＬ２を介して供給される増幅出力と、方向性結
合器ＤＣ４により結合され、マルチキャリアアンプ１０
の出力として図示しない回路に供給される。なお、遅延
線ＤＬ２は、副増幅器ＡＭＰ２等にて発生した遅延を補
償する手段である。
【００２２】主増幅器ＡＭＰ１の前段に設けられている
移相器１６及び減衰器１８は、副増幅器ＡＭＰ２に歪成
分のみを含む信号が供給されるよう、主増幅器ＡＭＰ１
への入力の位相及び振幅を調整するための手段である。
また、移相器２０及び減衰器２２は、副増幅器ＡＭＰ２
の出力にて主増幅器ＡＭＰ１の出力中の歪成分を打ち消
すことができるよう、副増幅器ＡＭＰ２への入力の位相
及び振幅を調整するための手段である。制御部２４は、
方向性結合器ＤＣ５を介してモニタする増幅出力を監視
しながら、移相器１６における移相量θ１、減衰器１８
における利得調整量Ｇ１、移相器２０における移相量θ
２及び減衰器２２における利得調整量Ｇ２を制御する。
移相器１６及び減衰器１８は、副増幅器ＡＭＰ２に歪成
分のみを含む信号が供給されるよう、主増幅器ＡＭＰ１
への入力の位相及び振幅を調整するための手段である。
また、移相器２０及び減衰器２２は、副増幅器ＡＭＰ２
の出力にて主増幅器ＡＭＰ１の出力中の歪成分を打ち消
すことができるよう、副増幅器ＡＭＰ２への入力の位相
及び振幅を調整するための手段である。制御部２４は、
方向性結合器ＤＣ５を介してモニタする増幅出力を監視
しながら、移相器１６における移相量θ１、減衰器１８
における利得調整量Ｇ１、移相器２０における移相量θ
２及び減衰器２２における利得調整量Ｇ２を制御する。
【００２３】このようにフィードフォワード型のマルチ
キャリアアンプ１０においては、従来は、主増幅器ＡＭ
Ｐ１における利得の変動を絶対検出する手段を提供して
いなかった。即ち、例えば利得調整量Ｇ１（具体的には
利得調整量Ｇ１を変化させるための誤差電圧の累積加算
値）がその上限値あるいは下限値に達したことを検出し
その旨の警報を発する、といった相対検出しか行ってい
なかった。しかしながら、図３に示したように本発明の
実施形態に係る検波回路１２及び１４を用いて利得変動
検出回路を構成することによって、従来行われていたそ
のような相対検出を廃止し、マルチキャリアアンプ１０
への入力及びマルチキャリアアンプ１０からの出力双方
の検出による利得変動の検出、といういわば絶対検出を
実現することができる。
キャリアアンプ１０においては、従来は、主増幅器ＡＭ
Ｐ１における利得の変動を絶対検出する手段を提供して
いなかった。即ち、例えば利得調整量Ｇ１（具体的には
利得調整量Ｇ１を変化させるための誤差電圧の累積加算
値）がその上限値あるいは下限値に達したことを検出し
その旨の警報を発する、といった相対検出しか行ってい
なかった。しかしながら、図３に示したように本発明の
実施形態に係る検波回路１２及び１４を用いて利得変動
検出回路を構成することによって、従来行われていたそ
のような相対検出を廃止し、マルチキャリアアンプ１０
への入力及びマルチキャリアアンプ１０からの出力双方
の検出による利得変動の検出、といういわば絶対検出を
実現することができる。
【図１】 本発明の一実施形態にかかる検波回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】 この実施形態における入力電力対検波出力電
圧の特性を示す図である。
圧の特性を示す図である。
【図３】 本発明の応用例を示す回路図である。
【図４】 マルチキャリアアンプの構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図５】 一従来技術にかかる検波回路の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図６】 この従来技術における入力電力対検波出力電
圧の特性を示す図である。
圧の特性を示す図である。
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗、ＩＣ 演
算増幅器、−Ｖ バイアス電圧、Ｖｄｅｔ 検波出力電
圧、１０ マルチキャリアアンプ、１２，１４検波回
路。
算増幅器、−Ｖ バイアス電圧、Ｖｄｅｔ 検波出力電
圧、１０ マルチキャリアアンプ、１２，１４検波回
路。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 宮竹 由友
東京都三鷹市下連雀五丁目１番１号 日
本無線株式会社内
(56)参考文献 特開 昭58−99009（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−156704（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−43456（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03D 1/10
Claims (2)
- 【請求項１】 いずれも比較的低レベルであり相異なる
周波数を有する複数の搬送波を含みそれら搬送波の個
数、当該搬送波についての変調の有無又はその変調方式
によりピーク電力が変動する入力信号を、当該信号の電
力又はその変動を測定するため検波する検波回路におい
て、上記入力信号を自乗検波する検波ダイオードと、 上記検波ダイオードと同一の検波特性を有し信号入力端
からみて上記検波ダイオードと並列に接続されている温
度補償用検波ダイオードと、 それぞれ上記検波ダイオード及び上記温度補償用検波ダ
イオードのいずれかに対応して設けられ、互いに同一の
抵抗値及び温度特性を有し、バイアス電源から印加され
るバイアス電圧を直流の順方向バイアス電流に変換し、
これによって得た同一値の順方向バイアス電流を上記検
波ダイオード及び上記温度補償用検波ダイオードのうち
対応するダイオードに流す２個の電流変換抵抗と、 温度変化に伴い上記温度補償用検波ダイオードの順方向
電圧が上昇したときに上記検波ダイオード及び上記温度
補償用検波ダイオードの信号入力端側接続点の電位を低
下させ低下したときに上昇させる温度補償回路と、 を備え、 上記検波ダイオードに対応する電流変換抵抗にて上記検
波ダイオードを順方向バイアスすることにより、上記検
波ダイオードの検波効率を上昇させると共に、 上記温度補償用検波ダイオード、これに対応する電流変
換抵抗及び上記温度補償回路にて形成される定電流回路
によって、上記検波ダイオードの順方向バイアス電流を
温度によらず定電流化したことを特徴とする検波回路。 - 【請求項２】 比較的低レベルでかつその周波数が互い
に異なる複数の搬送波を含むマルチキャリア信号を入力
し、増幅して出力するマルチキャリアアンプと、 上記マルチキャリアアンプへの入力を検波する第１の検
波回路と、 上記マルチキャリアアンプからの出力を検波する第２の
検波回路と、 第１及び第２の検波回路の出力に基づき上記マルチキャ
リアアンプの利得変動を示す信号を生成する回路と、 を備え、上記第１及び第２の検波回路が、請求項１記載
の検波回路であることを特徴とする利得変動検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25058298A JP3392061B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-09-04 | 検波回路及び利得変動検出回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11929298 | 1998-04-28 | ||
| JP10-119292 | 1998-04-28 | ||
| JP25058298A JP3392061B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-09-04 | 検波回路及び利得変動検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000022447A JP2000022447A (ja) | 2000-01-21 |
| JP3392061B2 true JP3392061B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=26457053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25058298A Expired - Fee Related JP3392061B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-09-04 | 検波回路及び利得変動検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3392061B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005167861A (ja) * | 2003-12-04 | 2005-06-23 | Nec Corp | 受信レベルモニタ機能付ａｇｃ回路 |
| JP5321335B2 (ja) * | 2009-08-06 | 2013-10-23 | 日本電気株式会社 | 電力センサ回路、電力増幅器および出力電圧制御方法 |
| GB2552965B (en) * | 2016-08-15 | 2020-07-15 | Thermo Fisher Scient Bremen Gmbh | Temperature-compensated rectifying component |
| CN110768630B (zh) * | 2019-09-26 | 2023-05-26 | 广州慧智微电子股份有限公司 | 一种射频功率放大器幅度调制对幅度调制的补偿电路 |
| CN117970252B (zh) * | 2024-04-02 | 2024-06-14 | 南京恒电电子有限公司 | 一种宽温度范围高精度高灵敏度宽带检波模块 |
-
1998
- 1998-09-04 JP JP25058298A patent/JP3392061B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000022447A (ja) | 2000-01-21 |
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