JP5317196B2 - 安定化回路および安定化方法 - Google Patents

Description

本発明は、安定化回路および安定化方法に関する。

近年、半導体集積回路であるＬＳＩ（Large Scale Integration）の低消費電力化に伴い、当該ＬＳＩに対する入力電圧値の低電圧化が進められている。それにより、ＬＳＩへ電圧を供給する電源システムにおいてもＬＳＩへ供給するための出力電圧の低電圧化が進められている。

このような電源システムの一形態として、１段のコンバータで構成した電源システムが考えられている（例えば、非特許文献１参照。）。

図７に示すように、この電源システムに設けられたＡＣ（Alternating Current）／ＤＣ（Direct Current）コンバータ１０００は、ＡＣ電圧源３０００から入力した電圧値を、ＬＳＩ（図示せず）の入力規格として設定された所定の電圧値へ直接変圧する。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００は、所定の電圧値の電圧を、ＬＳＩ（図示せず）と接続されたスイッチング電源２０００−１、２０００−２、２０００−３へ中間バス１３００を介して出力する。

しかし、この電源システムにおいては、スイッチング電源２０００−１、２０００−２、２０００−３へ出力する所定の電圧値（図７の例では、ＤＣ５Ｖ〜ＤＣ１２Ｖ）がＡＣ電圧源３０００から入力する電圧値（図７の例では、ＡＣ１００Ｖ）よりも非常に低い場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００において入力電圧に対する出力電圧の変圧比を非常に小さくしなければならない。そのためには、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００が具備するスイッチング素子（図示せず）のデューティ比を極めて小さくするか、若しくはＡＣ／ＤＣコンバータ１０００が具備するトランスの巻数比を極めて小さくすることが必要となる。

しかし、スイッチング素子のデューティ比を非常に小さくした場合、電圧の変換効率の低下を招いてしまうという問題点がある。また、トランスの巻数比を非常に小さくした場合、当該トランスから漏れ出す磁束が大きくなるため、やはり電圧の変換効率の低下を招いてしまうという問題点がある。

電圧の変換効率の低下を回避しつつ、入力された電圧値よりも非常に低い所定の電圧値まで降圧する方法としては、多段接続した複数のコンバータを用いる方法がある（例えば、非特許文献１参照。）。

この方法によれば、図８に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００は、ＡＣ電圧源３０００から出力されてきた電圧（図８の例では、ＡＣ１００Ｖ）を、図７に示したＡＣ／ＤＣコンバータ１０００の変圧比よりも大きな変圧比で、所定の電圧値（図８の例では、ＤＣ５Ｖ〜ＤＣ１２Ｖ）よりも高い電圧値（図８の例では、ＤＣ −４８Ｖ）まで一旦降圧する。続いて、中間バスコンバータ１１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０００によって降圧された電圧を、所定の電圧値までさらに降圧する。そして、中間バスコンバータ１１００は、所定の電圧値の電圧を、ＬＳＩ（図示せず）と接続されたスイッチング電源２０００−１、２０００−２、２０００−３へ中間バス１３００を介して出力する。

R.V.White、「Emerging on-board power architectures」、APEC2003、p.781−785

しかし、コンバータを多段接続した場合、後段のコンバータ（図８の例では、スイッチング電源２０００−１、２０００−２、２０００−３）がその前段に接続されているコンバータ（中間バスコンバータ１１００）に対して定電力負荷の役割を果たし、当該中間バスコンバータ１１００から出力されてきた電圧に対して負性抵抗性を示す。

一般的なコンバータは、降圧した電圧の出力対象となる負荷が通常の抵抗負荷であることを想定して設計されている。そのため、コンバータを多段接続して構成された電源システムにおいては、当該電源システムを安定的に動作させるために選択可能な回路定数が制限されてしまい、ひいては、これらのコンバータを含む電源システムの動作の安定性が低下してしまうという問題点がある。

本発明は、上述した課題を解決する安定化回路および安定化方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の安定化回路は、互いに直列に接続されており、後段に接続された負荷へ電圧を出力する複数のスイッチング電源のうち初段の前記スイッチング電源に設けられた安定化回路であって、
オンまたはオフのいずれかの動作により、前記後段に接続された負荷への電圧の出力を制御するスイッチ部と、
前記スイッチ部の制御により前記負荷への電圧の出力が可能な間、外部から当該安定化回路へ入力された電圧を降圧して当該安定化回路が設けられたスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源へ出力する変圧部と、
前記変圧部から出力された電圧とあらかじめ設定された基準電圧と外部から設定された増幅度とに基づいて、制御電圧を生成して出力する制御部と、
前記制御部から出力された制御電圧に基づいて、前記スイッチ部がオンするタイミングとオフするタイミングとの比を示すスイッチ制御信号を生成して出力する変調部とを有し、
前記スイッチ部は、前記スイッチ制御信号が示すオンとオフとのタイミング比で前記負荷への電圧の出力を制御し、
前記制御部は、前記変圧部から出力された電圧を微分する微分部と、該微分部が微分した電圧と前記基準電圧との差分を前記増幅度で増幅する増幅部とを有し、前記増幅部が増幅した電圧と前記微分部が微分した電圧とに基づいて、前記制御電圧を生成して出力し、
前記微分部は、前記変圧部の出力端子と接続された第１のキャパシタと、該第１のキャパシタと直列接続された第１の抵抗と、該直列接続された第１のキャパシタおよび第１の抵抗に対して並列に接続された第２の抵抗とを有する第１微分回路と、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗に直列接続された第２のキャパシタと、該第２のキャパシタと直列接続された第３の抵抗と、該直列接続された第２のキャパシタおよび第３の抵抗に対して並列に接続された第４の抵抗とを有する第２微分回路とを含み、前記第１および前記第２のキャパシタのそれぞれのキャパシタンスおよび前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗のそれぞれの抵抗値は外部から変更可能であり、
前記負荷が負性抵抗性を有し、
前記増幅部は、入力側の正極端子が前記基準電圧を出力する基準電圧源と接続され、該入力側の負極端子が前記第１および前記第２の抵抗と前記第２のキャパシタとに接続され、当該増幅部の出力端子が前記第３および前記第４の抵抗と前記変調部とに接続されており、前記増幅度は前記第１および前記第２のキャパシタと前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗とに付随して定まる回路パラメータにより設定され、前記負性抵抗が小さくなるときに前記増幅度が大きくなるように外部から設定される。

また、上記課題を解決するために、本発明の安定化方法は、互いに直列に接続されており、後段に接続された負荷へ電圧を出力する複数のスイッチング電源のうち初段のスイッチング電源を用いて前記複数のスイッチング電源を安定的に動作させる安定化方法であって、
前記初段のスイッチング電源に設けられたスイッチ部のオンまたはオフのいずれかの動作により、前記後段に接続された負荷への電圧の出力を制御するスイッチ処理と、
前記スイッチ処理における制御により前記負荷への電圧の出力が可能な間、外部から当該安定化回路へ入力された電圧を降圧して当該初段のスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源へ出力する変圧処理と、
前記変圧処理により出力された電圧とあらかじめ設定された基準電圧と外部から設定された増幅度とに基づいて、制御電圧を生成して出力する制御処理と、
前記制御処理により出力された制御電圧に基づいて、前記スイッチ部がオンするタイミングとオフするタイミングとの比を示すスイッチ制御信号を生成して出力する変調処理とを有し、
前記スイッチ処理では、前記スイッチ制御信号が示す前記スイッチ部に対するオンとオフとのタイミング比で前記負荷への電圧の出力を制御し、
前記制御処理を、前記変圧処理により出力された電圧を微分する微分処理と、該微分処理により微分した電圧と前記基準電圧との差分を前記増幅度で増幅する増幅処理とを有し、前記増幅処理により増幅した電圧と前記微分処理により微分した電圧とに基づいて、前記制御電圧を生成して出力し、
前記微分処理を、前記変圧処理により出力された電圧が入力される第１のキャパシタと、該第１のキャパシタと直列接続された第１の抵抗と、該直列接続された第１のキャパシタおよび第１の抵抗に対して並列に接続された第２の抵抗とを有する第１微分回路と、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗に直列接続された第２のキャパシタと、該第２のキャパシタと直列接続された第３の抵抗と、該直列接続された第２のキャパシタおよび第３の抵抗に対して並列に接続された第４の抵抗とを有する第２微分回路とを含む微分部により実行し、
前記第１および前記第２のキャパシタのそれぞれのキャパシタンスおよび前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗のそれぞれの抵抗値が外部から変更可能であり、
前記負荷が負性抵抗性を有し、
前記増幅処理を、入力側の正極端子が前記基準電圧を出力する基準電圧源と接続され、該入力側の負極端子が前記第１および前記第２の抵抗と前記第２のキャパシタとに接続され、出力端子が前記第３および前記第４の抵抗と接続され、前記制御電圧として前記変調処理へ出力する増幅部により実行し、
前記増幅度は前記第１および前記第２のキャパシタと前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗とに付随して定まる回路パラメータにより設定され、前記負性抵抗が小さくなるときに前記増幅度が大きくなるように外部から設定される。

本発明によれば、多段接続された複数のスイッチング電源を含む電源システムの動作の安定性を向上させることができる。

本発明の実施形態に従った電源システムの構成を示す図である。 図１に示した中間バスコンバータおよび複数のスイッチング電源それぞれの各伝達関数に対応する経路を示す図である。 中間バスコンバータの伝達関数を示す図である。 図１に示した制御部の構成を示す図である。 図４に示した増幅部の比例ゲイン（増幅度）を変化させたときの、負性抵抗と初段出力キャパシタンスとの間の特性を示す図である。 中間バスコンバータと接続されている負性抵抗が変化したときの、電源システムを安定的に動作させることが可能な比例ゲイン（増幅度）と初段出力キャパシタンスとの間の関係の一例を示す図である。 １段のコンバータだけを備える電源システムの構成の一例を示す図である。 複数のコンバータが多段接続された電源システムの構成の一例を示す図である。

以下、本発明の実施形態に従った電源システム（安定化回路および安定化方法を含む）を説明する。

本実施形態の電源システムにおいては、中間バスコンバータ１と、スイッチング電源２−１〜２−ｎとが、中間バス４を介して多段に接続されている。スイッチング電源の台数ｎは任意でよいが、本実施形態では、図１に示すように、その台数ｎが「２」である場合について説明する。

なお、以下では、電源システム内の中間バスコンバータ１やスイッチング電源２−１〜２−ｎが直列に接続されている接続位置のうち当該電源システムにて電圧を供給する外部電圧源３と最も近い接続位置を「初段」といい、外部電圧源３から２番目に近い接続位置を「２段目」という。

図１の例では、中間バスコンバータ１が、「初段に設けられたスイッチング電源」に相当する。また、スイッチング電源２−１、２−２が、２段目に設けられたスイッチング電源に相当する。

さらに、以下では、２段目に設けられたｎ台（この例では、２台）のスイッチング電源２−１〜２−ｎのうちｋ番目のスイッチング電源を、スイッチング電源２−ｋ（ｋ：１〜ｎ）と表記する。なお、スイッチング電源２−１、２−２の例としては、ＰＯＬ（Point Of Load）コンバータが挙げられる。

中間バスコンバータ１が有する２つの入力端子には、外部電圧源３が接続されている。また、中間バスコンバータ１が有する２つの出力端子には、スイッチング電源２−１〜２−２のそれぞれが、中間バスコンバータ１に対して互いに並列に接続されている。

この中間バスコンバータ１は、外部電圧源３から出力されてきた電圧値Ｅ_iの電圧を入力し、その電圧を「所定の電圧値Ｖ_b」に降圧してスイッチング電源２−１、２−２のそれぞれへ出力する。

本実施形態では、スイッチング電源２−１は、スイッチ部２１１が導通している間、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧を、当該スイッチング電源２−１に対する出力負荷として接続されている負荷抵抗Ｒ₂₁へ出力する。

また、スイッチング電源２−２は、スイッチ部２２１が導通している間、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧を、当該スイッチング電源２−２に対する出力負荷として接続されている負荷抵抗Ｒ₂₂へ出力する。

つぎに、中間バスコンバータ１の詳細な構成について説明する。

中間バスコンバータ１には、安定化回路１０と、ダイオード１５と、ダイオード１６と、基準電圧源１７と、平滑化フィルタ１８とが設けられている。

安定化回路１０は、外部電圧源３から出力されてきた電圧を降圧してスイッチング電源２−１、２−２へ出力する際に、中間バスコンバータ１およびスイッチング電源２−１、２−２を安定的に動作させるための回路である。

この安定化回路１０には、変圧部１１と、制御部１２と、変調部１３と、スイッチ部１４とが設けられている。

変圧部１１は、その入力側において、正極端子が外部電圧源３の正極側と接続され、負極端子がスイッチ部１４と接続されている。

また、変圧部１１は、その出力側において、正極端子がダイオード１５のアノードと接続され、負極端子がダイオード１６のカソードと平滑キャパシタンスＣ_iとバルクキャパシタンスＣ_bとに接続されている。

変圧部１１は、スイッチ部１４が外部電圧源３と変圧部１１の入力側とを導通させた場合、外部電圧源３から出力されてきた電圧と制御部１２から出力されてきた電圧とを入力し、これらの電圧を所定の電圧値Ｖ_bの電圧へ変圧してダイオード１５へ出力する。

ダイオード１５は、変圧部１１から出力されてきた電圧によって流れる電流を一方向のみ（当該ダイオード１５のアノード側からカソード側）へ出力する。本実施形態では、ダイオード１５は、当該電流を、変圧部１１の出力側の正極端子から損失抵抗ｒ_Lおよび平滑インダクタンスＬ_iへ向かう方向のみへ出力する。

ダイオード１６は、ダイオード１５から出力されてきた電流が変圧部１１の出力側の負極端子へ流れることを防止する。

平滑化フィルタ１８は、変圧部１１から出力されてきた電圧を平滑化するためのフィルタである。

本実施形態では、平滑化フィルタ１８には、平滑インダクタンスＬ_iと、平滑キャパシタンスＣ_iとが設けられている。なお、平滑化フィルタ１８の内部には、平滑インダクタンスＬｉを有するコイル（図示せず）の抵抗成分である損失抵抗ｒ_Lが存在する。

平滑インダクタンスＬ_iは、ダイオード１５から出力されてきた電流の変動を抑制することで、複数のスイッチング電源２−１、２−２へ流れる電流を平滑化する。

平滑キャパシタンスＣ_iは、一方の端子が平滑インダクタンスＬ_iおよび中間バスコンバータ１の出力側の正極端子と接続され、他方の端子が変圧部１１の出力側の負極端子と接続されている。この平滑キャパシタンスＣ_iは、変圧部１１から出力されてきた電圧を一定値（この例では、所定の電圧値Ｖ_b）に保つ動作（いわゆる平滑化）を行う。

制御部１２は、入力側の正極端子が基準電圧源１７と接続され、入力側の負極端子が平滑キャパシタンスＣ_iと平滑インダクタンスＬ_iとに接続されている。

また、本実施形態では、制御部１２が入力電圧を増幅する割合である「増幅度」は、「外部から設定可能」である。

なお、この「増幅度」は、制御部１２が入力した電圧と当該制御部１２が出力する電圧との関係を示す伝達関数（具体的には、図３にて後述する「制御ゲインＧｃ（ｓ）」）に相当する。

この制御部１２は、基準電圧源１７から出力されてきた「基準電圧」の基準電圧値Ｅ_riと、変圧部１１から出力されてきた電圧の所定の電圧値Ｖ_bと、外部から設定された増幅度とに基づいて、スイッチ部１４のデューティ比Ｄを制御するための「制御電圧」を生成して変調部１３へ出力する。

ここで、デューティ比Ｄとは、所定期間のうちのスイッチ部１４のオンするタイミングとスイッチ部１４のオフするタイミングとの「タイミング比」のことを指す。なお、本実施形態では、スイッチ部１４の定常状態におけるデューティ比Ｄが、Ｄ＝Ｄ₁である場合を例に挙げて説明する。

変調部１３は、制御部１２から出力されてきた制御電圧に基づいて、所定期間においてスイッチ部１４を遮断する「オフ」のタイミングとスイッチ部１４を遮断しない「オン」のタイミングとの比を示す「スイッチ制御信号」を生成してスイッチ部１４へ出力する。なお、このタイミングが変化することにより、外部電圧源３から変圧部１１へ入力される電圧の平均値が変化する。

スイッチ部１４は、外部電圧源３の負極側と、変圧部１１の入力側の２つの端子のうち１つの端子との間に設けられている。

スイッチ部１４は、変調部１３から出力されてきたスイッチ制御信号が示す当該スイッチ部１４をオフするタイミングで、外部電圧源３と変圧部１１との間の接続状態を非導通状態とする。

また、スイッチ部１４は、スイッチ制御信号が示す当該スイッチ部１４をオンするタイミングで、外部電圧源３と変圧部１１とを導通させる。この場合、外部電圧源３から出力されてきた電圧値Ｅ_iの電圧が安定化回路１０内の変圧部１１へ入力されて、さらに変圧部１１の負荷側から降圧された電圧が出力される。

バルクキャパシタンスＣ_bは、中間バス４上に設けられており、その一方の端子が中間バスコンバータ１の出力側の正極端子と接続され、他方の端子が中間バスコンバータ１の出力側の負極端子と接続されている。つまり、バルクキャパシタンスＣ_bの両端には、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧が印加される。

つぎに、スイッチング電源２−１、２−２の構成について説明する。スイッチング電源２−１、２−２の構成は互いに同じであるため、以下では、スイッチング電源２−１について説明する。

スイッチング電源２−１は、スイッチ部２１１と、ダイオード２１２と、ダイオード２１３と、平滑用インダクタンスＬ₂₁と、平滑用キャパシタンスＣ₂₁と、増幅部ＡＭＰ₂₁と、直流電圧源Ｅｒ₂₁とを有する。

スイッチ部２１１は、中間バスコンバータ１の出力側正極端子とダイオード２１２が有するアノードとの間に設けられている。スイッチ部２１１は、増幅部ＡＭＰ₂₁から出力されてきた電圧の電圧値に応じて、中間バスコンバータ１とダイオード２１２との間の接続状態を導通または非導通のいずれかの状態に制御する。

スイッチ部２１１が中間バスコンバータ１とダイオード２１２とを導通させた場合、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧がダイオード２１２のアノードへ入力される。なお、スイッチ部２１１の例としては、スイッチング素子が挙げられる。

ダイオード２１２は、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧によって流れる電流を一方向のみへ出力する。本実施形態では、ダイオード２１２は、当該電流を、スイッチ部２１１から損失抵抗ｒ₂₁および平滑インダクタンスＬ₂₁へ向かう方向のみへ出力する。

ダイオード２１３は、ダイオード２１２から出力されてきた電流が負荷抵抗Ｒ₂₁の負極端子へ直接流れ込むことを防止する。

平滑インダクタンスＬ₂₁と平滑キャパシタンスＣ₂₁とは、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧を平滑化するための平滑化フィルタを構成する。

平滑用インダクタンスＬ₂₁は、ダイオード２１２から出力されてきた電流の変動を抑制することで、負荷抵抗Ｒ₂₁へ流れる電流を平滑化する。

平滑キャパシタンスＣ₂₁は、負荷抵抗Ｒ₂₁の両端へ印加される電圧の電圧値Ｖ１を一定にする（いわゆる平滑化）する役割を果たす。

増幅部ＡＭＰ₂₁は、直流電圧源Ｅｒ₂₁から出力されてきた電圧Ｅｒ₂₁と、平滑キャパシタンスＣ₂₁から出力されてきた電圧との差を増幅した電圧を生成してスイッチ部２１１へ出力する。

つぎに、図１に示した中間バスコンバータ１へ入力される電圧と、中間バスコンバータ１から出力される電圧との関係について、図２〜図３を参照して説明する。

なお、中間バスコンバータ１における入力電圧に対する出力電圧の割合を表す一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）は、図２に矢印で示す経路に対応する。なお、ｓは、ラプラス演算子である。

そして、図３に示すように、この一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）は、制御ゲインＧ_c（ｓ）と、変調ゲインＧ_PWM（ｓ）と、変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）と、入出力ゲインＧ_vvo（ｓ）と、負荷ゲインＧ_vro（ｓ）と、交流ゲイン１／Ｐ（ｓ）とを含んでいる。

制御ゲインＧ_c（ｓ）は、図１に示した制御部１２における入力電圧に対する出力電圧の割合、つまり制御部１２の増幅度に相当する伝達関数である。

制御ゲインＧ_c（ｓ）は、基準電圧源１７から出力されてきた基準電圧値ΔＥ_ri（ｓ）と、中間バスコンバータ１から出力されてきた所定の電圧値ΔＶ_b（ｓ）とを入力する。そして、制御ゲインＧ_c（ｓ）は、基準電圧値ΔＥ_ri（ｓ）から所定の電圧値ΔＶ_b（ｓ）を減算した差分を算出し、この差分と制御ゲインＧ_c（ｓ）とを乗算した値をＧ_PWM（ｓ）へ出力する。

変調ゲインＧ_PWM（ｓ）は、変調部１３によって制御されるスイッチ部１４のデューティ比Ｄに応じて定まる伝達関数である。

この変調ゲインＧ_PWM（ｓ）は、制御ゲインＧ_c（ｓ）から出力されてきた値を入力し、この値と変調ゲインＧ_PWM（ｓ）とを乗算した値をデューティ比ΔＤ（ｓ）として変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）へ出力する。

変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）は、図１に示した変圧部１１の入力電圧の直流成分に対する出力電圧の直流成分の変換比に対応する伝達関数である。

この変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）は、変調ゲインＧ_PWM（ｓ）から出力されてきたデューティ比ΔＤ（ｓ）を入力し、このΔＤ（ｓ）と変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）とを乗じた値を、変圧部１１の出力電圧の直流成分として出力する。

入出力ゲインＧ_vvo（ｓ）は、開ループにおける外部電圧源３から入力された電圧ΔＥ_i（ｓ）に対する変圧部１１の出力電圧の割合を示す伝達関数である。

負荷ゲインＧ_vro（ｓ）は、開ループにおける入力電圧に対する負荷電圧の割合を示す伝達関数である。

交流ゲイン１／Ｐ（ｓ）は、変圧部１１へ入力された電圧の交流成分に対する変圧部１１から出力される電圧の交流成分の割合を示す伝達関数であり、中間バスコンバータ１の一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）の分母に相当する。

この交流ゲイン１／Ｐ（ｓ）は、変圧ゲインＧ_vdo（ｓ）に付随する出力と、入出力ゲインＧ_vvo（ｓ）に付随する出力と、負荷ゲインＧ_vro（ｓ）に付随する出力とを加算した値を入力する。そして、交流ゲイン１／Ｐ（ｓ）は、当該入力した値と交流ゲイン１／Ｐ（ｓ）とを乗算した値を、所定の電圧値Ｖ_bの電圧として、スイッチング電源２−１、２−２と、制御部１２の伝達関数である制御ゲインＧ_c（ｓ）とへ出力する。

つぎに、図３に示した制御ゲインＧ_c（ｓ）を有する制御部１２の具体的な構成例について説明する。

この制御部１２をＰ（比例）−Ｄ（微分）制御を行うように構成した場合、図４に示すような構成の一形態で実現することが可能である。

この微分部１２２は、変圧部１１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの時間変化に応じた電圧値を有する電圧を変調部１３へ出力するＤ（微分）制御を行う。微分部１２２の例としては、微分回路が挙げられる。

図４の例においては、微分部１２２には、第１微分回路１２３と、第２微分回路１２４とが設けられている。

この第１微分回路１２３は、変圧部１１から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧を微分して増幅部１２１の入力側の負極端子と第２微分回路１２４とへ出力する。

なお、第１微分回路１２３には、第１のキャパシタＣ_i2と、第１の抵抗Ｒ_i2と、第２の抵抗Ｒ_i1とが設けられている。

第１のキャパシタＣ_i2が有する２つの端子のうち一方の端子は、変圧部１１が所定の電圧値Ｖ_bの電圧を出力する出力側と接続されている。

また、第１の抵抗Ｒ_i2は、第１のキャパシタＣ_i2と直列接続されている。

また、第２の抵抗Ｒ_i1は、互いに直列に接続されている第１のキャパシタＣ_i2および第１の抵抗Ｒ_i2に対して、並列に接続されている。

また、第２微分回路１２４は、第１微分回路１２３から出力されてきた電圧を微分して変調部１３へ出力する。

この第２微分回路１２４には、第２のキャパシタＣ_f1と、第３の抵抗Ｒ_f1と、第４の抵抗Ｒ_f2とが設けられている。

第２のキャパシタＣ_f1は、第１の抵抗Ｒ_i2および第２の抵抗Ｒ_i1と直列接続されている。

また、第３の抵抗Ｒ_f1は、第２のキャパシタＣ_f1と直列接続されている。

また、第４の抵抗Ｒ_f2は、互いに直列に接続されている第２のキャパシタＣ_f1および第３の抵抗Ｒ_f1に対して、並列に接続されている。

なお、制御部１２の増幅度（制御ゲインＧ_c（ｓ））は、微分部１２２が有する各素子（例えば、第１のキャパシタＣ_i2、第１の抵抗Ｒ_i2、第２の抵抗Ｒ_i1、第２のキャパシタＣ_f1、第３の抵抗Ｒ_f1、第４の抵抗Ｒ_f2）に付随して定まる「回路パラメータ」によって設定することが可能である。

本実施形態においては、第１のキャパシタＣ_i2、第１の抵抗Ｒ_i2、第２の抵抗Ｒ_i1、第２のキャパシタＣ_f1、第３の抵抗Ｒ_f1、第４の抵抗Ｒ_f2のそれぞれは、その抵抗値やキャパシタンスを外部から変更可能に構成されている場合を例に挙げて説明する。

また、本実施形態においては、増幅部１２１は、第１微分回路１２３から出力されてきた電圧と基準電圧源１７から出力されてきた基準電圧値Ｅ_riとの差分を算出する。そして、増幅部１２１は、この差分と比例ゲインｋ_pとの乗算値と同じ電圧値の電圧を変調部１３へ出力するＰ（比例）制御を行う。

この増幅部１２１の一例としては、比例回路が挙げられる。なお、増幅部１２１は、アナログの演算増幅器で構成するに限らず、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを用いてデジタル処理によりＰ制御を行うように構成してもよい。

つぎに、上述した構成を有する電源システムが安定的に動作するための条件について説明する。

中間バスコンバータ１の出力端子と接続されているスイッチング電源２−１〜２−ｎ（本実施形態では、ｎ＝２）すべての入力アドミタンスの合計値Ｙ_2i（ｓ）は、スイッチング電源２−１〜２−ｎすべての入力インピーダンスの合計値Ｚ_2i（ｓ）の逆数であり、以下の式１で表わされる。

上述した式１に示したＹ_2ki（ｓ）は、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋの入力アドミタンスであり、以下の式２で求められる。

なお、式２に示したＺ_2ki（ｓ）は、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋの入力インピータンスであり、各スイッチング電源２−ｋの入力アドミタンスＹ_2ki（ｓ）の逆数と同じ値を有する。

また、式２に示したＴ_2k（ｓ）は、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋの一巡伝達関数である。また、式２に示したＤ_2kは、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋの定常状態におけるスイッチング素子（図１に示したスイッチ部２１１、２２１）のデューティ比である。

また、式２に示したＺ_{2ki_o}（ｓ）は、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋにおいて帰還をかけない開ループのときの、当該スイッチング電源２−ｋが具備する平滑インダクタンスと平滑キャパシタンス（スイッチング電源２−１の例では、平滑用インダクタンスＬ₂₁と平滑キャパシタンスＣ₂₁）とによって構成される平滑化フィルタの入力インピーダンスである。また、Ｒ_2Kは、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋの出力側に接続された負荷抵抗（スイッチング電源２−１の例では、負荷抵抗Ｒ₂₁）である。

一般的に、２段目のスイッチング電源２−１、２−２のそれぞれには、小型化と高速応答性とが要求される。そのため、ｋ番目のスイッチング電源２−ｋに付随する一巡伝達関数Ｔ_2k（ｓ）のクロスオーバ周波数は、初段に設けられた中間バスコンバータ１に付随する一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）のクロスオーバ周波数よりも十分高く設定する必要がある。

そのため、初段の一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）が有意の範囲では、一巡伝達関数Ｔ_2k（ｓ）は「１」と比べて非常に大きく、一巡伝達関数Ｔ_2k（ｓ）＞＞１とみなすことが可能である。

従って、２段目に設けられたｋ番目のスイッチング電源２−ｋの入力アドミタンスＹ_2ki（ｓ）は、以下の式３で表わされる。

この式３に示したように、スイッチング電源の入力インピーダンスＺ_2ki（ｓ）は、負性抵抗Ｒ_negで近似することが可能である。

さらに、式３を式１へ代入することにより、以下の式４に示す関係が得られる。

図２および図３に示した中間バスコンバータ１の一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）は、以下の式５で表わされる。

さらに、式３を式５へ代入することにより、中間バスコンバータ１の一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）は、以下の式６で表すことができる。

なお、式６に示したＣは、変圧部１１の出力側に接続されているキャパシタンスの合計値（以下、「初段出力キャパシタンスＣ」という）である。本実施形態では、初段出力キャパシタンスＣは、中間バスコンバータ１の平滑用キャパシタンスＣ_iと、中間バス用に設けられたバルクキャパシタンスＣ_bとを用いて、Ｃ＝Ｃ_i＋Ｃ_bと表わすことができる。

また、式６に示した変圧ゲインＧ_vdo、ω_oおよびδのそれぞれは、以下に示す式７〜９で表わされる。

また、図４に示したように、制御部１２がＰ−Ｄ制御を行うように構成されている場合、制御部１２の伝達関数である制御ゲインＧ_c（ｓ）は、以下の式１０で表わすことができる。

この式１０を式６へ代入して、中間バスコンバータ１の一巡伝達関数Ｔ₁（ｓ）に付随する特性方程式を求めることにより、以下の式１１に示す関係式が得られる。

ここで、電源システムが安定的に動作するための必要十分条件は、式１１におけるラプラス演算子ｓの１次の項の係数が正であることである。そのため、式７〜式９を考慮した場合、電源システムが安定的に動作するための関係式として以下の式１２に示す関係式が得られる。

また、式１２を用いて、電源システムが安定的に動作する初段出力キャパシタンスＣの最小値Ｃ_minを算出すると、以下の式１３に示す関係式が得られる。

図５は、式１３の関係式において、比例ゲインｋ_pを変更したときの、負性抵抗Ｒ_negと初段出力キャパシタンスＣとの関係を示す特性線の例である。

なお、図５に示す特性線４１は、比例ゲインｋ_p＝０（Unregulated）であり、かつ初段出力キャパシタンスＣ＝Ｃ_minである場合における特性線である。また、特性線４２は、比例ゲインｋ_p＝０．１５であり、かつ初段出力キャパシタンスＣ＝Ｃ_minである場合における特性線である。また、特性線４３は、比例ゲインｋ_p＝０．３であり、かつ初段出力キャパシタンスＣ＝Ｃ_minである場合における特性線である。

各特性線４１、４２、４３の上側の領域が、比例ゲインｋ_p＝０、０．１５、０．３である場合に電源システムが安定的に動作する領域であり、各特性線４１、４２、４３の下側の領域が、比例ゲインｋ_p＝０、０．１５、０．３である場合に電源システムの動作が不安定となる領域である。

以下、中間バスコンバータ１から出力された所定の電圧値Ｖ_bの電圧に対する負性抵抗Ｒ_negが小さくなったとき、つまり、中間バスコンバータ１に対する負荷が重くなったときの、中間バスコンバータ１の動作について説明する。

なお、以下では、中間バスコンバータ１が、図６に示す点Ｐ１に対応する負性抵抗Ｒ_{neg_1}に対して、初段出力キャパシタンスＣ＝Ｃ₁および比例ゲインｋ_p＝０．１５で動作している場合を例に挙げて説明する。

ここで、負性抵抗Ｒ_negの値がＲ_{neg_1}からＲ_{neg_2}へ変化した場合、増幅部１２１の比例ゲインｋ_p（この例では、ｋ_p＝「０．１５」）を変更することなく電源システムを安定的に動作させるためには、初段出力キャパシタンスＣの値を大きくすることが必要となる。図６に示した例では、中間バスコンバータ１の初段出力キャパシタンスＣを、Ｃ₁からＣ₂以上となるように変更する必要がある。

しかし、本発明によれば、初段出力キャパシタンスＣの値の変更を行わない場合でも、増幅部１２１の比例ゲインｋ_p（増幅度）を大きくすることにより電源システムを安定的に動作させることが可能となる。なお、図５に示した例では、負性抵抗Ｒ_negがＲ_{neg_1}からＲ_{neg_2}へ変化した場合に、点Ｐ２に対応するＣ₁に初段出力キャパシタンスＣを固定したままの状態で比例ゲインｋ_pを０．１５から０．３へ変更することにより、電源システムを安定的に動作させることが可能である。

このことは、平滑インダクタンスＬ_iと初段出力キャパシタンスＣとから定まる回路定数を選定するときの自由度が拡大することに相当する。

つぎに、上述した構成を有する電源システムの動作について説明する。

なお、以下の説明の前提として、中間バスコンバータ１が有するスイッチ部１４は、変調部１３から出力されてきたスイッチ制御信号が示すオンとオフとのタイミング比に応じて、デューティ比Ｄ₁で外部電圧源３と変圧部１１との間の接続状態を導通または非導通のいずれかの状態に制御している。

まず、変圧部１１は、スイッチ部１４が外部電圧源３と変圧部１１とを導通させた場合、外部電圧源３から出力されてきた電圧を入力し、その電圧を所定の電圧値Ｖ_bへ変圧してダイオード１５へ出力する。

すると、ダイオード１５は、変圧部１１から出力されてきた電圧によって流れる電流を損失抵抗ｒ_Lおよび平滑インダクタンスＬ_iへ出力する。なお、ダイオード１６は、ダイオード１５から出力されてきた電流が変圧部１１の出力側の負極端子へ流れることを防止する。

その後、平滑化フィルタ１８は、ダイオード１５から出力されてきた所定の電圧値Ｖ_bの電圧を平滑化し、平滑化した電圧をスイッチング電源２−１、２−２と制御部１２とへ出力する。

すると、制御部１２は、基準電圧源１７から出力されてきた基準電圧の基準電圧値Ｅ_riと、変圧部１１から出力されてきた電圧の所定の電圧値Ｖ_bと、外部から設定された増幅度とに基づいて、スイッチ部１４のデューティ比Ｄを制御するための制御電圧を生成して変調部１３へ出力する。

すると、変調部１３は、制御部１２から出力されてきた制御電圧に基づいて、所定期間においてスイッチ部１４をオフするタイミングとスイッチ部１４をオンするタイミングとの比を示すスイッチ制御信号を生成してスイッチ部１４へ出力する。

なお、負性抵抗Ｒ_negが小さくなった場合（つまり、中間バスコンバータ１に対する負荷が重くなった場合）、制御部１２の増幅度（制御ゲインＧ_c（ｓ））を大きくすることにより電源システムを安定的に動作させることが可能である。図４に示した構成例では、制御部１２が具備する増幅部１２１の比例ゲインｋ_p（増幅度）を大きくすることにより、電源システムを安定的に動作させることができる。

以上で、初段に設けられた中間バスコンバータ１が、外部電圧源３から出力されてきた電圧を所定の電圧値Ｖ_bに降圧してスイッチング電源２−１、２−２のそれぞれへ出力するときの一連の動作が終了する。

以上説明したように、本発明によれば、制御部１２に微分部１２２を設け、その微分部１２２の「回路パラメータ」を変更することにより、電源システムを安定的に動作させるための回路定数を変更する。

これにより、複数のスイッチング電源が互いに直列に接続された多段接続方式の電源システムにおいて、電源システムを安定的に動作させることのできる回路定数の自由度を拡大することができ、ひいてはこのような電源システムの安定性を改善することができる。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が理解し得る各種の変形が可能である。

１ 中間バスコンバータ
１１ 変圧部
１２ 制御部
１２１ 増幅部
１２２ 微分部
１２３ 第１微分回路
１２４ 第２微分回路
１３ 変調部
１４ スイッチ部
１５、１６ ダイオード
１７ 基準電圧源
１８ 平滑化フィルタ
２−１、２−２ スイッチング電源
３ 外部電圧源

Claims (4)

1. 互いに直列に接続されており、後段に接続された負荷へ電圧を出力する複数のスイッチング電源のうち初段の前記スイッチング電源に設けられた安定化回路であって、
   オンまたはオフのいずれかの動作により、前記後段に接続された負荷への電圧の出力を制御するスイッチ部と、
   前記スイッチ部の制御により前記負荷への電圧の出力が可能な間、外部から当該安定化回路へ入力された電圧を降圧して当該安定化回路が設けられたスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源へ出力する変圧部と、
   前記変圧部から出力された電圧とあらかじめ設定された基準電圧と外部から設定された増幅度とに基づいて、制御電圧を生成して出力する制御部と、
   前記制御部から出力された制御電圧に基づいて、前記スイッチ部がオンするタイミングとオフするタイミングとの比を示すスイッチ制御信号を生成して出力する変調部とを有し、
   前記スイッチ部は、前記スイッチ制御信号が示すオンとオフとのタイミング比で前記負荷への電圧の出力を制御し、
   前記制御部は、前記変圧部から出力された電圧を微分する微分部と、該微分部が微分した電圧と前記基準電圧との差分を前記増幅度で増幅する増幅部とを有し、前記増幅部が増幅した電圧と前記微分部が微分した電圧とに基づいて、前記制御電圧を生成して出力し、
   前記微分部は、前記変圧部の出力端子と接続された第１のキャパシタと、該第１のキャパシタと直列接続された第１の抵抗と、該直列接続された第１のキャパシタおよび第１の抵抗に対して並列に接続された第２の抵抗とを有する第１微分回路と、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗に直列接続された第２のキャパシタと、該第２のキャパシタと直列接続された第３の抵抗と、該直列接続された第２のキャパシタおよび第３の抵抗に対して並列に接続された第４の抵抗とを有する第２微分回路とを含み、前記第１および前記第２のキャパシタのそれぞれのキャパシタンスおよび前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗のそれぞれの抵抗値は外部から変更可能であり、
   前記負荷が負性抵抗性を有し、
   前記増幅部は、入力側の正極端子が前記基準電圧を出力する基準電圧源と接続され、該入力側の負極端子が前記第１および前記第２の抵抗と前記第２のキャパシタとに接続され、当該増幅部の出力端子が前記第３および前記第４の抵抗と前記変調部とに接続されており、前記増幅度は前記第１および前記第２のキャパシタと前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗とに付随して定まる回路パラメータにより設定され、前記負性抵抗が小さくなるときに前記増幅度が大きくなるように外部から設定される安定化回路。
2. 請求項１に記載の安定化回路において、
   前記変圧部から出力された電圧を平滑化して当該安定化回路が設けられたスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源と前記微分部とへ出力する平滑化フィルタをさらに有し、
   前記微分部は、前記平滑化フィルタから出力された電圧を微分して出力することを特徴とする安定化回路。
3. 互いに直列に接続されており、後段に接続された負荷へ電圧を出力する複数のスイッチング電源のうち初段のスイッチング電源を用いて前記複数のスイッチング電源を安定的に動作させる安定化方法であって、
   前記初段のスイッチング電源に設けられたスイッチ部のオンまたはオフのいずれかの動作により、前記後段に接続された負荷への電圧の出力を制御するスイッチ処理と、
   前記スイッチ処理における制御により前記負荷への電圧の出力が可能な間、外部から当該安定化回路へ入力された電圧を降圧して当該初段のスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源へ出力する変圧処理と、
   前記変圧処理により出力された電圧とあらかじめ設定された基準電圧と外部から設定された増幅度とに基づいて、制御電圧を生成して出力する制御処理と、
   前記制御処理により出力された制御電圧に基づいて、前記スイッチ部がオンするタイミングとオフするタイミングとの比を示すスイッチ制御信号を生成して出力する変調処理とを有し、
   前記スイッチ処理では、前記スイッチ制御信号が示す前記スイッチ部に対するオンとオフとのタイミング比で前記負荷への電圧の出力を制御し、
   前記制御処理を、前記変圧処理により出力された電圧を微分する微分処理と、該微分処理により微分した電圧と前記基準電圧との差分を前記増幅度で増幅する増幅処理とを有し、前記増幅処理により増幅した電圧と前記微分処理により微分した電圧とに基づいて、前記制御電圧を生成して出力し、
   前記微分処理を、前記変圧処理により出力された電圧が入力される第１のキャパシタと、該第１のキャパシタと直列接続された第１の抵抗と、該直列接続された第１のキャパシタおよび第１の抵抗に対して並列に接続された第２の抵抗とを有する第１微分回路と、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗に直列接続された第２のキャパシタと、該第２のキャパシタと直列接続された第３の抵抗と、該直列接続された第２のキャパシタおよび第３の抵抗に対して並列に接続された第４の抵抗とを有する第２微分回路とを含む微分部により実行し、
   前記第１および前記第２のキャパシタのそれぞれのキャパシタンスおよび前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗のそれぞれの抵抗値が外部から変更可能であり、
   前記負荷が負性抵抗性を有し、
   前記増幅処理を、入力側の正極端子が前記基準電圧を出力する基準電圧源と接続され、該入力側の負極端子が前記第１および前記第２の抵抗と前記第２のキャパシタとに接続され、出力端子が前記第３および前記第４の抵抗と接続され、前記制御電圧として前記変調処理へ出力する増幅部により実行し、
   前記増幅度は前記第１および前記第２のキャパシタと前記第１、前記第２、前記第３、前記第４の抵抗とに付随して定まる回路パラメータにより設定され、前記負性抵抗が小さくなるときに前記増幅度が大きくなるように外部から設定される安定化方法。
4. 請求項３に記載の安定化方法において、
   前記変圧処理により出力された電圧を平滑化して当該初段のスイッチング電源と接続されている前記スイッチング電源へ出力する平滑化フィルタ処理をさらに有し、
   前記微分処理では、前記平滑化フィルタ処理により出力された電圧を微分して出力することを特徴とする安定化方法。

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