JP5259108B2 - 直流を交流に変換する方法および装置 - Google Patents

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Description

関連出願の相互参照
[0001]本発明は、２００６年３月２３日に出願された米国仮特許出願第６０／７４３，７１３号に基づく利益を主張するものであり、この明細書は、参照として本明細書に組み込まれる。
発明の分野
[0002]本発明は、一般的には、直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変換するインバータに関する。より詳細には、本発明は、ＤＣをＡＣに変換するための変換パラメータを動的に選択するマイクロインバータに関する。
関連技術の説明
[0003]歴史的には、商用電源を利用できない遠く離れたアプリケーションにおいては、主として、太陽電池パネルが使用されてきた。これは、他に何も利用できない場合にのみ経済的な選択となるコストの高い設備のためである。しかしながら、現在、電気を生成するのにこれまで使用されてきた化石エネルギー埋蔵量が急速に枯渇していることはよく知られている。電力需要の世界的な伸びは、エネルギーコストを永続的に高騰させている。クリーンな核融合プロセスの開発は別として、そのような傾向は終わりそうもない。
[0004]太陽光発電システムは、例えば、家庭電化製品で使用するために、太陽電池からの直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変換するインバータを必要とする。どのような発電システムにとっても、電気を生成し、そして、最も効率的な方法で、それを電気器具へ配電することは重要なことである。典型的な太陽電池アレイは、複数のサブアレイを備え、それぞれのサブアレイは、結合された個々の太陽電池パネルを備える。ジャンクションボックスが、いくつかのサブアレイの出力を組み合わせ、インバータへ供給されるＤＣ信号を形成する。インバータは、ＤＣをＡＣに変換し、そのＡＣを電力網へ供給する。ユーザは、典型的な形で、電力網からの電力を使用するが、電力網からの電気の価格は、太陽光発電システムが電力網へ供給する電気の量によって異なる。
[0005]そのようなシステムにおいては、電力網に効率的に結合された電力の量は、システムの原価を回収するのに重要なものである。そのようなものとして、インバータは、できる限り効率的なものでなければならない。
[0006]全体的な効率を向上させるために、現在の技術は、「マイクロインバータ」を使用し、そのために、それぞれの太陽電池パネルは、個々のインバータに結合される。複数のマイクロインバータのＡＣ出力は、組み合わせられ、そして、電力網に結合される。マイクロインバータの使用は、単一インバータよりも効率的なものであるが、個々のマイクロインバータの効率は、典型的には、９０％以下である。
[0007]したがって、ＤＣをＡＣに効率的に変換する方法および装置が、必要とされている。
発明の概要
[0008]一実施形態において、本発明は、ＤＣをＡＣに変換する方法および装置を開示する。この方法は、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ電圧の少なくとも１つに関するシステム解析を実行するステップと、少なくとも１つの変換フライバックモードを選択するために解析の結果を使用するステップと、少なくとも１つの変換フライバックモードを用いてＤＣをＡＣに変換するステップとを備える。
[0009]本発明の上述した特徴を詳細に理解できるように、上で簡単に説明された本発明のより具体的な説明が、それらのいくつかが添付の図面に示される実施形態を参照してなされる。しかしながら、添付の図面は、単に本発明の典型的な実施形態を示すものであり、したがって、本発明の範囲を限定するものと考えるべきではないことに注意されたい。なぜなら、本発明は、その他の同等の有効な実施形態が可能だからである。
詳細な説明
[0017]図１は、本発明の一実施形態を使用する例示的な発電システム１００のブロック図である。このブロック図は、考えられる無数の多種多様なシステム構成の中の一形態を描写するにすぎない。本発明は、様々な環境およびシステムにおいて機能することができる。
[0018]発電システム１００は、複数のマイクロインバータ１０２１、１０２２、．．．、１０２ｎ、ジャンクションボックス１０４、配電盤１０６、複数の光起電性パネル１０８１、１０８２、．．．、１０８ｎ、および電気計器１１０を備える。システム１００は、電力網１１２、電気器具１１６、または、それらの両方へ電力を供給する。複数の光起電性パネル１０８１、１０８２、．．．、１０８ｎは、当分野においてよく知られているものであり、太陽エネルギーからＤＣ電力を生成するのに使用される。複数の光起電性パネル１０８１、１０８２、．．．、１０８ｎ（ここでは、太陽電池パネルとも呼ばれる）は、どのような寸法または形状を有していてもよい。システム１００は、８つの光起電性パネル１０８１、１０８２、・・・、１０８ｎを備えて示されるが、システム１００は、どのような数の光起電性パネル１０８を含んでもよい。
[0019]それぞれの光起電性パネル１０８１、１０８２、・・・、１０８ｎは、マイクロインバータ１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎに結合される。マイクロインバータ１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎは、複数の光起電性パネル１０８１、１０８２、・・・、１０８ｎによって生成されたＤＣ電力をＡＣ電力に変換する。本発明のマイクロインバータは、ＡＣ電力網電流と同相の電流を測定し、かつ、このような電流を小さな歪みで生成する。
[0020]マイクロインバータ１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎは、出力ＡＣをＡＣバス１１４に結合する。ＡＣバス１１４は、ジャンクションボックス１０４の中で終端される。このようなＡＣバス１１４および個々のインバータを用いて、システム１００は、拡張性および柔軟性のあるものとなり、どのようなユーザのニーズにも適合する。マイクロインバータ１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎの構造および機能を、以下に説明する。
[0021]ジャンクションボックス１０４は、一般的には、すべてのマイクロインバータ１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎからの出力を互いに接続し、配電盤１０６に供給される単一ＡＣを形成する。
[0022]配電盤１０６は、ジャンクションボックス１０４からの電力を電力網１１２に接続し、また、アプリケーションによっては、ユーザの家屋内に存在する電気器具１１６に接続する。例えば、家庭においては、配電盤１０６は、様々なブレーカーおよび／またはヒューズを備えるよく知られているＡＣ配電ハブであり、家庭内の様々な回路へ電気を分配する。配電盤１０６は、電気計器１１０を介して電力網１１２に結合される。電気計器１１０は、電力網へ供給された電力の量を測定し、それによって、システム１００の所有者は、電気を供給したことに対しての報酬を受けることができる。
[0023]図２は、図１のマイクロインバータの例示的な実施形態の詳細ブロック図である。マイクロインバータ１０２は、電力変換回路２００およびコントローラ２０２を備える。電力変換回路２００は、入力回路２０４（ＤＣ回路とも呼ばれる）、少なくとも１つの電力段２２５１、２２５２、・・・、２２５ｎ、出力回路２３６（ＡＣ回路とも呼ばれる）、出力フィルター回路２４８、およびＡＣ電圧サンプリング回路２６０を備える。電力段２２５は、入力回路２０４と出力回路２３６との間に結合される。
[0024]電力変換回路２００は、コントローラ２０２によって制御されＤＣをＡＣに効率的に変換する。効率を最適化するために、コントローラ２０２は、ＤＣ入力電圧、ＤＣ入力電流、およびＡＣ出力電圧の現在の状態に応じて、電力変換回路２００で使用される様々なフライバックモードの動作を選択する。そのようなものとして、一実施形態においては、電力変換回路２００は、通常フライバックモード、インターリーブモード、擬似共振モード、または、それらを組み合わせたモードのいずれかに切り替える。ここで、通常フライバックモードは、低出力電圧状態および低出力電流状態中に使用され、インターリーブフライバックモードは、高出力電流状態中に使用され、擬似共振インターリーブフライバックモードは、高出力電圧状態中に使用される。高電流状態かつ高電圧状態においては、インターリーブ擬似共振モードが使用されてもよい。これらのモード変更は、ＤＣ電力をＡＣ電力に最適に変換するために、電力変換回路２００のそれぞれのスイッチングサイクル中に頻繁に発生する。
[0025]入力回路２０４は、１つまたはそれ以上の電力段２２５１および２２５２に結合され、変換回路２００がインターリーブフライバックモードで動作しているかどうかに応じて、１つまたはそれ以上の段を使用する。本発明の実施形態によっては、１つの電力段しか使用されず、インターリーブフライバックモードは利用できない。入力回路２０４は、ＤＣ入力、例えば、少なくとも１つの光起電性パネルによって生成されたＤＣ入力を受け取る。入力回路２０４は、ＤＣ電流サンプリング回路２０６、入力コンデンサー２１２、およびＤＣ電圧サンプリング回路２１４を備える。
[0026]入力コンデンサー２１２の両端のリップル電圧は、線路周波数の２倍の正弦波形を有し、太陽電池パネルの出力電圧に等しい電圧変位を有する。電力（Ｖ×Ｉ）を１サイクルの２つの半サイクルにわたって積分することによって、コントローラ２０２は、パネルに対する最適な動作電圧を決定することができ、すなわち、パネルに対する最適な負荷を維持するようにインバータの出力電流を制御することができる。
[0027]パネル電力を制御量として使用するのを助けるために、コントローラ２０２は、ＤＣ電圧サンプリング回路２１４およびＤＣ電流サンプリング回路２０６を備える。ＤＣ電流サンプリング回路２０６は、サンプリング抵抗２０８およびＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１０を備え、そのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１０は、抵抗２０８に並列に結合されてもよい。ＡＤＣ２１０は、ＤＣ電流を示すディジタルサンプルを生成する。サンプルは、コントローラ２０２に結合される。サンプリング抵抗２０８の一方の端子は、ＤＣ入力に結合され、他方の端子は、入力コンデンサー２１２およびＤＣ電圧サンプリング回路２１４に結合される。入力コンデンサー２１２の端子は、ＤＣ入力に結合される。
[0028]ＤＣ電圧サンプリング回路２１４は、２つの直列に接続された抵抗２１６および２１８（分圧回路を形成する）を備える分圧回路２２２およびＡＤＣ２２０を備える。抵抗２１６の一方の端子は、フィルターコンデンサー２１２および抵抗２０６に結合される。抵抗２１６の第２の端子は、抵抗２１８に結合される。抵抗２１８は、ＡＤＣ２２０に並列に結合される。抵抗２１８の第２の端子は、フィルターコンデンサー２１２に結合される。ＡＤＣ２２０は、ＤＣ電圧サンプリング回路２１４からコントローラ２０２へＤＣ電圧サンプルを出力する。
[0029]電力段２２５１、２２５２、・・・、２２５ｎは、互いに並列に接続される。それぞれの段２２５は、トランス２２４、ダイオード２３２、および電流制御回路２２８を備える。それぞれの電力段２２５は、ＤＣからＤＣへの変換を実行し、正の整流正弦波を生成する。この整流正弦波は、出力回路２３６によって展開され、真のＡＣ波形を形成する。トランス２２４の一次巻線（コイル）は、入力回路２０４に結合され、トランス２２４の二次巻線（コイル）は、ダイオード２３２を介して出力回路２３６に結合される。電流制御回路２２８は、コントローラ２０２によって生成される信号に基づいて、一次コイルに印加されるＤＣ電圧を制御する。それぞれの段２２５は、独立して使用されるので、それらの段は、インターリーブされてもよく、また、マイクロインバータ１０２に対する電流負荷を共有してもよい。段の選択は、選択された段の制御回路２２８を起動することによって実行される。トランス２２４は、巻線比Ｎｓ／Ｎｐに比例する「昇圧された」電圧を生成し、ここで、Ｎｐは、一次コイルの巻数であり、Ｎｓは、二次コイルの巻数である。一実施形態においては、電圧は、トランス２２４を介して４倍に増加する。二次電圧は、ダイオード２３２に印加され、それぞれの電力段２２５の出力において、整流された正弦波を生成する。すべてのステージ２２５の変換プロセスは、それぞれの段の電流制御回路２２８によって制御され、その電流制御回路２２８は、以下で図７を参照して詳細に説明される。
[0030]トランス２２４の二次コイルは、出力回路２３６に並列に結合する。出力回路２３６は、フィルターコンデンサー２３４およびスイッチ回路２３７を備える。コンデンサー２３４は、ある種のスプリアスＡＣ信号を出力信号から除去する。二次巻線の出力におけるエネルギーは、実質的にパルス状のものであってもよい。コンデンサー２３４は、それぞれのサイクルを平均化し、滑らかなＡＣ波形を形成する。スイッチ回路２３７は、整流された正弦波を「線路」かまたは「中性点」すなわちＡＣ出力端子のいずれかに選択的に印加する。スイッチ回路２３７のスイッチングは、コントローラ２０２によって制御され、線路電圧との位相同期性を維持する。
[0031]スイッチ回路２３７は、複数の電子的なスイッチを備える。一実施形態においては、回路２３７は、４つのシリコン制御整流器（ＳＣＲ）２３８、２４０、２４２、および２４４（例えば、サイリスタまたはトライアック）を備える。別の実施形態においては、ＳＣＲは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ＭＯＳＦＥＴ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、などのようなその他の電子的なスイッチに置き換えられてもよい。ＳＣＲ２３８、２４０、２４２、および２４４の出力は、スイッチ駆動回路２４６によって制御される。ＳＣＲ２３８のカソード端子は、ダイオード２３２のアノードおよびフィルターコンデンサー２３４に結合される。ＳＣＲ２３８のアノード端子は、ＳＣＲ２４０に結合される。ＳＣＲ２３８の制御端子は、スイッチ駆動回路２４６に結合される。ＳＣＲ２４０のカソード端子は、ＳＣＲ２３８に結合され、ＳＣＲ２４０のアノード端子は、フィルターコンデンサー２３４およびトランス２２４に結合される。ＳＣＲ２４０の制御端子は、コントローラ駆動回路２４６に結合され、その駆動回路２４６は、出力回路２３６をコントローラ２０２から絶縁するために、フォトカップラー、パルストランスなどを用いて、電気的な絶縁を達成してもよい。ＳＣＲ２４２のカソード端子は、ＳＣＲ２３８に結合され、アノード端子は、ＳＣＲ２４４に結合される。ＳＣＲ２４４のカソード端子は、ＳＣＲ２４２に結合され、アノード端子は、ＳＣＲ２４０に結合される。ＳＣＲ２４２および２４４の制御端子は、スイッチ駆動回路２４６に結合される。ＡＣ電圧が出力端子に同期して印加され、電力網電圧の位相に一致することを保証するために、ＳＣＲのスイッチングはタイミングを合わせられる。
[0032]出力フィルター回路２４８は、２つのインダクター２５０および２５２、およびコンデンサー２５４を備える。インダクター２５０の第１の端子は、ＳＣＲ２４２とＳＣＲ２４４との間に結合される。インダクター２５０の第２の端子は、コンデンサー２５４に結合される。インダクター２５２の第１の端子は、ＳＣＲ２３８とＳＣＲ２４０との間に結合される。インダクター２５２の第２の端子は、コンデンサー２５４に結合される。出力回路２３６は、コントローラ２０２によって定められた位相を備えるＡＣを提供する。ＳＣＲ２３８、２４０、２４２、および２４４は、コントローラ２０２によって生成されるスイッチング信号に基づいてスイッチングされる。ＡＣ出力が、コンデンサー２５４の両端に形成される。フィルター２４８は、高調波信号および様々な高周波電圧スパイクを出力電圧から除去する。
[0033]ＡＣ電圧サンプリング回路２６０は、ＡＣサンプルをコントローラ２０２に提供する。ＡＣ電圧サンプリング回路２６０は、絶縁トランス２５６およびＡＤＣ２５８（または、リミッター）を備える。絶縁トランス２５６の一次コイルの第１の端子は、インダクター２５０の第１の端子に結合される。絶縁トランス２５６の一次コイルの第２の端子は、インダクター２５２の第１の端子に結合される。絶縁トランス２５６の二次コイルの両方の端子は、ＡＤＣ２５８に結合される。ＡＤＣ２５８は、ＡＣ電圧サンプルをコントローラ２０２へ出力する。
[0034]電力変換回路２００は、コントローラ２０２によって生成される制御信号およびスイッチング信号に基づいて、ＤＣをＡＣに変換する。以下で説明されるように、コントローラ２０２は、ＤＣ信号およびＡＣ信号のサンプルに応じて、制御信号およびスイッチング信号を生成する。その結果として、電力変換回路２００は、特定の動作モードを使用するように最適に制御され、ＤＣ信号およびＡＣ信号の現在の状態に適合させ、すなわち、ＡＣ出力を電力網の位相に最適に一致させ、それによって、ＤＣ電力は、電力網に効率的に結合される。
[0035]コントローラ２０２によって、電力変換回路２００は、様々なモード、すなわち、単純なフライバックモード、擬似共振フライバックモード、インターリーブフライバックモード、およびそれらを組み合わせたモードのいずれかに切り替える。コントローラ２０２の任務は、（１）さもなければ別の回路によって達成されてもよい効率的な最大電力点追従制御機能（ＭＰＰＴ）を有するように電力変換回路を制御すること、（２）ＡＣ電圧の位相、電圧、および周波数を推定すること、（３）電力段における過電流のような予期しない動作に対処すること、および（４）マイクロインバータによって生成されたＡＣ電力に関する統計のようなデータをエンドユーザに報告することである。
[0036]図３は、ディジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）３００および制御信号発生器３０２を備えるコントローラ２０２のハイレベルブロック図である。ＤＰＬＬ３００は、発振器をＡＣ電圧サンプルに位相ロックし、入力信号の位相を示すディジタル信号（例えば、８ビット信号）を生成する。位相信号は、制御信号発生器３０２に結合される。発生器３０２は、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、および位相情報を使用して、図２の電流制御回路２２８およびスイッチ２３７に対する制御信号を生成する。
[0037]図４は、図３に示されるＤＰＬＬ３００の例示的な実施形態の詳細ブロック図である。ＤＰＬＬ３００は、ディジタル位相検出器４０２、ディジタルＰＩＤ（比例、積分、微分）コントローラ４０４、数値制御発振器（ＮＣＯ）４１６、位相カウンタ４０８、およびシステムクロック４００を備える。
[0038]ＤＰＬＬ３００は、一般的な形で動作し、ＮＣＯ４０６の出力は、ＡＣ電圧サンプリング回路２６０からのＡＣ電圧サンプルに位相ロックされる。この実施形態においては、ＤＰＬＬ３００のためのループフィルターは、ＰＩＤコントローラ４０４である。その他の形態のループフィルターインプリメンテーションが利用可能であり、ＤＰＬＬ３００において使用されてもよい。動作中、位相カウンタ４０８からの符号ビットが、位相検出器４０２を用いてサンプリングされたＡＣ電圧と比較され、位相誤差、例えば、２４ビット信号を生成する。位相誤差は、ＰＩＤコントローラ４０４によってフィルタリングされ、ＮＣＯ４０６に提供される。ＮＣＯ４０６は、クロック（例えば、２５ＭＨｚ）および位相差に基づいて信号を生成する。ＮＣＯ出力は、位相カウンタに結合され、システムクロック信号に位相ロックされたＡＣ電圧を示す位相信号（例えば、８ビット信号）を生成する。
[0039]図５は、制御信号発生器３０２（図３参照）の例示的な実施形態の詳細ブロック図である。制御信号発生器３０２は、正弦ルックアップテーブル５０２、乗算器５０４、およびメモリ５０６を備える。正弦ルックアップテーブル５０２は、ＤＰＬＬ３００によって生成された位相信号を受け取り、その位相信号に基づいて、正弦波信号を生成する。基本的には、このテーブル５０２は、電力網電圧に位相ロックされた波形を生成する。したがって、正弦ルックアップテーブルは、実際の電圧波形に関係なく、電力網上における小さな歪みの電流を生成するのを助ける。乗算器５０４は、波形を、必要とされる出力電流と乗算する。その結果は、必要とされる出力電流を示すスケーリングされたディジタル信号となる。この信号は、アドレスとしてメモリ５０６に結合される。
[0040]メモリ５０６は、どのような種類のコンピュータ可読メモリであってもよい。メモリ５０６は、ランダムアクセスメモリまたはリードオンリーメモリから構成されてもよい。メモリ５０６は、８ビット正弦波信号に加えて、ＡＤＣ２１０およびＡＤＣ２２０によって生成された信号（例えば、６ビット信号）を受け取る。そのようなものとして、２０ビットのワードが、メモリをアドレス指定するのに使用される。メモリ５０６は、アドレス入力を受け取り、インターリーブ（ＩＬ）ビット、擬似共振（ＱＲ）ビット、およびピーク電流制御ビットのようなインバータモードおよび位相信号設定を出力する。これらの信号は、電力変換回路２００を制御するのに使用される。
[0041]制御信号発生器の図示される実施形態においては、メモリ５０６は、２０ビットアドレスによって配列されたルックアップテーブルとして使用される。そのようなものとして、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ位相の現在の値が、特定のモードにおけるインバータの動作を助けるための制御信号を選択するのに使用される。メモリ５０６には、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ位相の様々な組み合わせに対して生成されるべき制御信号を示すテーブルがプレインストールされている。この実施形態においては、メモリが使用されるが、当業者であれば、マイクロプロセッサーまたはマイクロコントローラが、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ位相を考慮して制御信号を生成するのに使用されてもよいことがわかるはずである。
[0042]図６は、本発明のマイクロインバータの動作の方法６００の例示的な実施形態を示すフローチャートである。この方法６００は、それぞれのシーケンスステップにおいて、例えば、クロック遷移ごとに実行される。そのようなものとして、与えられたＡＣサイクル中、インバータは、そのサイクル中の動作の様々なモードを使用することができる。
[0043]方法６００は、ステップ６０２において開始し、ステップ６０４に進む。ステップ６０４において、方法６００は、入力電力が電力しきい値よりも大きいかどうかの計算および検査を実行する。入力電力を計算するために、ＤＣ電圧サンプルは、ＤＣ電流サンプルを乗算される。動作電力が、電力しきい値よりも大きければ、方法６００はステップ６０６に進み、そのステップ６０６において、モードはインターリーブフライバックモードとなる。インターリーブフライバックモードは、システムの電力変換要件を共有するのに使用されるさらなる電力段を選択する。しきい値は、入力電力レベルが単一電力段の安全レベルを越えた場合にさらなる電力段が使用されることを保証するように設定される。さらなる電力段は、電力の量に比例して使用されてもよい。さらなる電力段が必要な場合、ステップ６０８において、インターリーブモードビットが設定される（ＩＬ＝１）。別の実施形態においては、マイクロインバータは、インターリーブフライバックモードを使用しなくてもよい。すなわち、ただ１つの電力段しか存在しない。このような実施形態においては、ステップ６０４、６０６、および６０８は使用されない。
[0044]メモリをルックアップテーブルとして使用する実施形態においては、「高い」電力レベルを示す電流および電圧の値が、ＩＬ＝１を出力するテーブルエントリーをアドレス指定するのに使用され、もしそうでなければ、「低い」電力レベルに対して、ＩＬ＝０となる。マイクロプロセッサーを使用する実施形態は、機能的なＩＦ文、ＴＨＥＮ文、ＥＬＳＥ文としてフローチャートを実施する。
[0045]ステップ６１０において、方法６００は、ＤＣ出力電圧が電力変換回路２００に対して擬似共振フライバックモードを使用するほどに十分なものであるかどうかを問い合わせる。否定的な回答であれば、方法６００は、通常フライバックモードに切り替えるかまたは通常フライバックモードのままでいる。しかしながら、ＤＣ入力電圧が、ステップ６１０の問い合わせに対して肯定的な回答を得るのに十分なものであれば、方法６００は、ステップ６１４に進み、そのステップ６１４において、擬似共振フライバックモードが選択される。インターリーブモード、擬似共振フライバックモード、または、インターリーブ通常フライバックモードを組み合わせたモードを選択することも可能である。ステップ６１６において、擬似共振ビット（ＱＲ＝１）が設定される。ステップ６１８において、電流信号およびモード選択ビットが生成される。方法は、ステップ６２０において終了する。
[0046]図７は、電流制御回路２２８（図２）の例示的な実施形態の詳細ブロック図である。回路２２８は、ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）７０４、比較器７０６、フリップフロップ７０８、スイッチ７１０、抵抗７１２、および補助擬似共振（ＱＲ）モード回路７１４を備える。メモリ５０６によって生成されたピーク電流制御信号が、ＤＡＣ７０４に結合される。ＤＡＣ７０４は、ディジタル信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号は、比較器７０６の−入力に結合される。バイアス抵抗７１２の一方の端子は、比較器７０６の＋入力およびスイッチ７１０のドレインに結合する。スイッチ７１０は、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ、または、当分野において知られているその他のどのような形態のスイッチであってもよい。抵抗７１２の他方の端子は接地される。そのようなものとして、比較器７０６は、バイアス抵抗７１２における信号と比較した電流制御信号のレベルに依存するスイッチとして動作する。２つの信号の相対的な状態は、ＳＲフリップフロップ７０８をリセットする。
[0047]フリップフロップ７０８は、２つの入力「Ｒ」および「Ｓ」および１つの出力「Ｑ」を有する。オペアンプ７０６の出力は、フリップフロップ７０８の「Ｒ」入力に結合する。電力伝送サイクル開始点であってもよいスタートＴｏｎ信号が、フリップフロップ７０８の「Ｓ」入力に結合される。「Ｑ」出力は、スイッチ７１０のゲートを駆動する。
[0048]補助ＱＲ回路７１４は、モードが擬似共振モードであるときに、スイッチ７１８によってトリガーされる。補助ＱＲ回路７１４は、コンデンサー７１６、ダイオード７２０、および補助電力スイッチ７１８（ＭＯＳＦＥＴ）を備える。回路７１４は、回路の擬似共振動作を助けるために、主スイッチ７１０の両端のコンデンサー７１６をスイッチする。コンデンサー７１６の第１の端子は、主スイッチ７１０のソース端子に結合する。コンデンサー７１６の第２の端子は、スイッチ７１８のソース端子に結合する。スイッチ７１８のドレイン端子は接地される。ダイオード７２０は、ドレイン端子とソース端子との間に接続される。スイッチ７１８のゲートは、メモリ５０６からのＱＲビットによって制御される。
[0049]フライバックモードで動作しているとき、サイクルの開始点において、一次コイルに流れる電流はゼロであり、主スイッチ７１０がターンオンされる。一次コイルに流れる電流は、スイッチ７１０が開かれる所定の値Ｉｐｐに到達するまで、線形に増加する。そして、一次コイルに蓄積されたエネルギーは、二次コイルに伝送され、その二次コイルにおいて、電流はＩｐｐ／ｎまで瞬時に立ち上がり、ここでｎは、トランスの二次側と一次側の巻数比である。主スイッチ上の電圧は、Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ／ｎまで増加する。出力ダイオード（図２に示される２３２）がターンオフし、再びサイクルが開始されてもよいとき、二次側の電流は、傾きＶｏｕｔ／Ｌｓでゼロまで線形に降下する。サイクル期間は、ほとんどのアプリケーションにおいて、２〜５０μｓである。
[0050]擬似共振フライバックモードで動作する場合、インバータは、漏れインダクタンスエネルギーを吸収するために、主スイッチ７１０の寄生キャパシタンスを使用し、あるいは、図示される実施形態においては、付加されたキャパシタンス（例えば、コンデンサー７１６）を使用する。したがって、ＱＲビットは、スイッチ７１８をターンオンし、付加的コンデンサーを主スイッチ７１０の両端に接続するように設定される。また、スイッチ７１０のターンオン時間を適切に選択することによって、ゼロ電圧ターンオン特性およびゼロ電圧ターンオフ特性を有することが可能である。これは、全体的効率のために実施される。このアプローチに関する問題の１つは、すべての動作条件に対して真のゼロ電圧を達成できないことである。例えば、二次反射電圧（Ｖｏｕｔ／ｎ）は、ゼロ電圧ターンオンを有するために、入力電圧よりも大きいものでなければならない。
[0051]インターリーブモードにおいては、２つ以上の個々の電力段（フライバックモードまたは擬似共振フライバックモードのいずれかで動作する）が組み合わせられて、それぞれのサイクルにおいて同じ周波数で動作することができるが、位相はインターリーブされる。このようにして、きわめて大きな電流をインバータが扱うことができる。主電力段はほぼ常時使用されるが、補助電力段は、必要とされるときに、すなわち、ＩＬビットが設定されているときに使用されてもよい。補助電力段は、遅延して動作させられる。２つの電力段が使用される場合、遅延はＡＣサイクルの１／２であり、３つの電力段が使用される場合、遅延はＡＣサイクルの１／３であり、以下、Ｎ段の場合にも同様である。このようなインバータは、電力経路で使用される部品の寸法を縮小すること、それぞれの電力段における定格電流が単一電力段アプローチと比較して１／２になること、ＥＭＩ／ＲＦＩの発生を減少させることなどを含む多くの利点を有し得る。
[0052]上述したアプローチは、必要とされる出力電圧および出力電流に基づいて、インバータのトポロジーを、通常フライバックモードからインターリーブ擬似共振のためのインターリーブフライバックモードに動的に変更するのに使用される。より低い電圧出力および電流出力においては、一次側に流れる電流は、きわめて小さいので、ターンオフ時の漏れインダクタンスおよびターンオン時の寄生キャパシタンスの放電において、わずかな量のエネルギーしか失われない。中程度の出力電流においては、入力フィルターおよび出力フィルターにおける「実効」電流、すなわち、出力ノイズを減少させるために、２つの電力段をインターリーブすることが可能である。出力電圧が十分に大きいとき、システムは、全体的効率を改善するために、擬似共振モードに切り替えられる。
[0053]以上、様々な実施形態を説明したが、それらは限定するものではない単なる例として提示されたことを理解すべきである。したがって、好ましい実施形態の広さおよび範囲は、上述した例としての実施形態のいずれかに限定されるのではなく、添付の特許請求の範囲に記載される、請求項およびそれと等価なものによってのみ定義される。
本発明の一実施形態を使用する例示的な発電システムのブロック図である。 図１に示される例示的なマイクロインバータの詳細ブロック図である。 図２に示されるコントローラの例示的な実施形態のブロック図である。 図３に示されるディジタル位相ロックループの例示的な実施形態のブロック図である。 制御信号発生器の例示的な実施形態の詳細ブロック図である。 本発明によるマイクロインバータの動作の方法６００の例示的な実施形態を示すフローチャートである。 電流制御回路の例示的な実施形態の詳細ブロック図である。
符号の説明
１００…発電システム、１０２１、１０２２、・・・、１０２ｎ…マイクロインバータ、１０４…ジャンクションボックス、１０６…配電盤、１０８１、１０８２、・・・、１０８ｎ…光起電性パネル、１１０…電気計器、１１４…ＡＣバス。

Claims (15)

  1. 直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変換する装置であって、
    スイッチ、トランス、および付加的コンデンサーを含む電力段を複数備え、ＤＣ電圧を受け取り、動作の複数のフライバックモードの少なくとも１つを用いて、前記ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する変換回路であって、前記複数のフライバックモードが、通常フライバック、インターリーブフライバック、および疑似共振フライバックを備える、変換回路と、
    前記変換回路に結合されており、前記動作の複数のフライバックモードから少なくとも１つのフライバックモードでの動作を電力変換中に動的に選択するスイッチ制御信号を受け取ったＤＣ電圧およびＤＣ電力に基づき生成するコントローラと、
    を備え、
    前記インターリーブフライバックモードでは、２つ以上の個々の電力段が、それぞれのサイクルにおいて同じ周波数およびインターリーブされた位相で動作し、
    前記疑似共振フライバックモードでは、前記スイッチの両端に前記付加的コンデンサーが接続され、
    前記通常フライバックモードでは、１つの電力段のみが動作するとともに、前記スイッチから前記付加的コンデンサーが切り離され、
    前記コントローラが、（ｉ）ＤＣ入力電力が所定の電力閾値よりも大きい場合に前記インターリーブフライバックモードを選択し、（ｉｉ）ＤＣ入力電圧が所定の電圧閾値よりも大きい場合に前記疑似共振フライバックモードを選択し、（ｉｉｉ）前記ＤＣ入力電力が前記所定の電力閾値よりも小さく、かつ前記ＤＣ入力電圧が前記所定の電圧閾値よりも小さい場合に前記通常フライバックモードを選択するように、前記スイッチ制御信号を生成する装置。
  2. 前記コントローラは、
    前記スイッチ制御信号を示すデータを記憶するためのメモリと、
    前記少なくとも１つの選択された動作のフライバックモードを得るための前記スイッチ制御信号を生成するために、メモリから前記データを順々に選択するシーケンサと、
    を備える、請求項１に記載の装置。
  3. 前記変換回路は、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ電圧の少なくとも１つをサンプリングし、少なくとも１つのサンプルを前記コントローラに結合するサンプリング回路を備える、請求項１に記載の装置。
  4. 前記コントローラが、ＤＣ電流、ＤＣ電圧、およびＡＣ電圧の少なくとも１つのサンプルに応じて、少なくとも１つのフライバックモードを選択する、請求項３に記載の装置。
  5. 前記コントローラが、効率的な最大電力点追従制御機能を提供するように少なくとも１つのフライバックモードを選択する、請求項１に記載の装置。
  6. 前記コントローラが、電力しきい値を越える所要電力の結果として前記インターリーブフライバックモードを選択する、請求項１に記載の装置。
  7. フライバックモードの選択が、ＡＣ電圧サイクル中に動的に行われる、請求項１に記載の装置。
  8. 前記変換回路が、電力網電圧に位相ロックされる、請求項１に記載の装置。
  9. 前記変換回路が、入力回路、少なくとも１つの電力段、および出力回路を備える、請求項１に記載の装置。
  10. 直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変換する方法であって、
    スイッチ、トランス、および付加的コンデンサーを含む電力段を複数備える変換回路の入力信号および出力信号の少なくとも１つを監視するステップと、
    受け取ったＤＣ電圧およびＤＣ電力を含む前記監視された信号に応じて、電力変換中に、変換回路の動作に使用される複数のフライバックモードから少なくとも１つのフライバックモードを動的に選択するステップであって、前記複数のフライバックモードが、通常フライバック、インターリーブフライバック、および疑似共振フライバックのうちの少なくとも２つを備えるステップと、
    前記選択された少なくとも１つのフライバックモードで動作する変換回路を用いて、前記ＤＣを前記ＡＣに変換するステップと、
    を備え、
    前記インターリーブフライバックモードでは、２つ以上の個々の電力段が、それぞれのサイクルにおいて同じ周波数およびインターリーブされた位相で動作し、
    前記疑似共振フライバックモードでは、前記スイッチの両端に前記付加的コンデンサーが接続され、
    前記通常フライバックモードでは、１つの電力段のみが動作するとともに、前記スイッチから前記付加的コンデンサーが切り離され、
    前記少なくとも１つのフライバックモードを選択するステップでは、（ｉ）ＤＣ入力電力が所定の電力閾値よりも大きい場合に前記インターリーブフライバックモードを選択し、（ｉｉ）ＤＣ入力電圧が所定の電圧閾値よりも大きい場合に前記疑似共振フライバックモードを選択し、（ｉｉｉ）前記ＤＣ入力電力が前記所定の電力閾値よりも小さく、かつ前記ＤＣ入力電圧が前記所定の電圧閾値よりも小さい場合に前記通常フライバックモードを選択する方法。
  11. 前記監視される入力信号および出力信号が、ＤＣ電圧、ＤＣ電流、およびＡＣ電圧の少なくとも１つを備える、請求項１０に記載の方法。
  12. 前記変換回路の所要電力が予め定められた電力しきい値を越えたとき、前記インターリーブフライバックモードが選択される、請求項１０に記載の方法。
  13. 前記監視された信号が、前記少なくとも１つの動作のフライバックモードを選択するための制御信号を示すデータにアクセスするためのアドレスを形成する、請求項１２に記載の方法。
  14. 太陽エネルギー電力を生成する装置であって、
    太陽光からＤＣ電圧を生成する少なくとも１つの太陽電池パネルと、
    少なくとも１つのフライバックモードを動的に選択するとともに、複数のフライバックモードから選択された前記少なくとも１つの選択されたフライバックモードを用いて前記ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、前記少なくとも１つの選択されたフライバックモードが電力変換中に選択される、前記少なくとも１つの太陽電池パネルのそれぞれに結合されたマイクロインバータであって、前記複数のフライバックモードが、通常フライバック、インターリーブフライバック、および疑似共振フライバックを備えるマイクロインバータと、
    前記マイクロインバータに結合されており、前記ＡＣ電圧を分配するのを制御する配電盤と、
    前記配電盤に結合されており、電力網に結合されたＡＣ電圧の量を測定する電気計器と、
    を備え、
    前記マイクロインバータが、スイッチ、トランス、および付加的コンデンサーを含む電力段を複数備え、
    前記インターリーブフライバックモードでは、２つ以上の個々の電力段が、それぞれのサイクルにおいて同じ周波数およびインターリーブされた位相で動作し、
    前記疑似共振フライバックモードでは、前記スイッチの両端に前記付加的コンデンサーが接続され、
    前記通常フライバックモードでは、１つの電力段のみが動作するとともに、前記スイッチから前記付加的コンデンサーが切り離され、
    前記マイクロインバータが、（ｉ）前記少なくとも１つの太陽電池パネルからのＤＣ入力電力が所定の電力閾値よりも大きい場合に前記インターリーブフライバックモードを選択し、（ｉｉ）前記少なくとも１つの太陽電池パネルからのＤＣ入力電圧が所定の電圧閾値よりも大きい場合に前記疑似共振フライバックモードを選択し、（ｉｉｉ）前記ＤＣ入力電力が前記所定の電力閾値よりも小さく、かつ前記ＤＣ入力電圧が前記所定の電圧閾値よりも小さい場合に前記通常フライバックモードを選択する装置。
  15. 前記マイクロインバータが、変換回路およびコントローラを備え、前記コントローラが、変換回路の動作のモードを制御する、請求項１４に記載の装置。
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