JP5230766B2 - Arrival direction estimation apparatus and arrival direction estimation method - Google Patents
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Description
本発明は、周波数の異なる複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式のディジタル無線通信システムにおいて、到来パスの方向推定手段と、それに基づく指向性制御手段を有するアレーアンテナ備えた到来方向推定装置及び到来方向推定方法に関する。 The present invention relates to a multi-carrier transmission type digital wireless communication system using a plurality of subcarriers having different frequencies, and an arrival direction estimation apparatus provided with an array antenna having arrival path direction estimation means and directivity control means based thereon, and The present invention relates to an arrival direction estimation method.
無線通信装置が受信する信号は、様々な信号による干渉を受けて、受信品質の劣化が生ずる。この干渉を抑制し、所望方向から到来する信号のみを強く受信する技術として、アダプティブアレーアンテナ（適応アンテナ）が知られている。アダプティブアレーアンテナでは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という。）を調整して受信信号に対して与える振幅と位相を調整することにより、所望方向から到来する信号のみを強く受信することができる。 Signals received by the wireless communication device are subject to interference due to various signals, resulting in degradation of reception quality. An adaptive array antenna (adaptive antenna) is known as a technique for suppressing this interference and receiving only a signal arriving from a desired direction. In an adaptive array antenna, a signal arriving from a desired direction is adjusted by adjusting a weighting coefficient to be multiplied to a received signal (hereinafter, this weighting coefficient is referred to as “weight”) and adjusting an amplitude and a phase applied to the received signal. Only can be received strongly.
また、近年、無線通信の大容量化と、高速化への要求が高まりをみせており、その実現には耐マルチパス性や耐フェージング対策が大きな課題となっている。広帯域伝送を行う帯域内を複数の狭帯域なサブキャリアにより並列的に伝送するマルチキャリア伝送は、課題解決のための一つのアプローチであり、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式は地上波ディジタル放送や広帯域無線アクセスシステムにおいて採用されている。 In recent years, there has been a growing demand for higher capacity and higher speed of wireless communication, and multipath resistance and anti-fading countermeasures have become major issues for its realization. Multi-carrier transmission, in which a wide band transmission is performed in parallel by a plurality of narrow-band subcarriers, is one approach for solving the problem. In particular, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) transmission is a digital terrestrial signal. It is used in broadcasting and broadband wireless access systems.
マルチキャリア伝送システムにおいて、アダプティブアレーアンテナを用いることで、両者の特徴をさらに生かすことが可能であり、耐マルチパス性、耐フェージング性をさらに高めることができる。 By using an adaptive array antenna in a multicarrier transmission system, the characteristics of both can be further utilized, and multipath resistance and fading resistance can be further improved.
詳細構成についての説明は省略するが、マルチキャリア伝送システムにおいて、アダプティブアレーアンテナを備えた従来の無線装置として、サブキャリア毎にアンテナ重みを演算することで、比帯域（＝使用する全通信帯域／全通信帯域の中心周波数）が大きい場合でも、ＯＦＤＭ伝送方式の全通信帯域に均一なアンテナ指向性ビームが得られ、全通信帯域内でマルチパス等の妨害波の影響を受けにくい送受信を可能にしているという開示例がある（例えば、特許文献１参照）。 Although a detailed description of the configuration is omitted, in a multi-carrier transmission system, as a conventional radio apparatus having an adaptive array antenna, by calculating an antenna weight for each subcarrier, a specific band (= total communication band / Even when the center frequency of the entire communication band is large, a uniform antenna directional beam can be obtained in the entire communication band of the OFDM transmission method, enabling transmission and reception that is less susceptible to interference waves such as multipath within the entire communication band. (For example, refer to Patent Document 1).
しかしながら、従来の適応アンテナ無線通信装置においては、サブキャリア毎に方向推定を行い、アレー重みを演算するため、周波数選択性フェージングの影響をうける場合、受信電力が小さいサブキャリア信号に対しては十分な精度で方向推定が行えないという課題が生じる。また、サブキャリア数が多い場合にはサブキャリア毎に方向推定する場合には回路規模が増大するといった課題を有していた。 However, in the conventional adaptive antenna wireless communication apparatus, direction estimation is performed for each subcarrier and the array weight is calculated. Therefore, when affected by frequency selective fading, it is sufficient for subcarrier signals with low received power. There arises a problem that direction estimation cannot be performed with high accuracy. Further, when the number of subcarriers is large, there is a problem that the circuit scale increases when the direction is estimated for each subcarrier.
本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する構成を採る。 An arrival direction estimation apparatus of the present invention generates an array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive high-frequency signals and a signal having a plurality of frequency components by demultiplexing the high-frequency signals received for each of the antenna elements. And a direction estimation unit that estimates a direction of arrival of a radio wave by using two or more frequency component signals continuous in the frequency direction, which are a part of the plurality of frequency component signals. take.
本発明によれば、通信帯域を分割した分割帯域毎にアレー重みを生成することにより、分割帯域内に受信電力が小さいサブキャリア信号が存在する場合でも、到来方向推定精度の劣化を抑えることができる。 According to the present invention, by generating an array weight for each divided band obtained by dividing a communication band, it is possible to suppress deterioration in arrival direction estimation accuracy even when a subcarrier signal with low received power exists in the divided band. it can.
本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する。
本発明の到来方向推定装置は、高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部とを具備する。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、列ベクトルＶkの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ1Ｖ1 H＋Ｖ2Ｖ2 H＋・・・＋ＶLＶL Hとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk、Ｖkxを列ベクトルＶkの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ1x *Ｖ1＋Ｖ2x *Ｖ2＋・・・＋ＶLx *ＶNとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、
また、上記到来方向推定装置において、前記分割帯域の各々にはＬ個（Ｌは２以上の自然数）の周波数成分の信号が属し、前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｖkx(ｐ)を列ベクトルＶk(ｐ)のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒを用いて、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒに空間スムージング処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記方向推定部は、相関行列Ｒにユニタリ変換処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定装置において、前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波する。
本発明の到来方向推定方法は、高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、前記複数の周波数成分の信号の一部である周波数方向に連続した２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う。
また、本発明の到来方向推定方法は、高周波信号を複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナを用いて受信し、前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値を基に、前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された前記高周波信号に含まれる前記２個以上の周波数成分の信号の各々からパイロット信号相関値を算出し、算出された複数のパイロット信号相関値から相関行列を生成して、前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記２個以上の周波数成分の信号の各々に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各周波数成分の信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、前記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された周波数成分の信号の各々から算出された複数のパイロット信号相関値を基に前記到来方向推定を行う。
また、上記到来方向推定方法において、前記分波器は、フーリエ変換を用いて高周波信号を複数の周波数成分の信号に分波する。
An arrival direction estimation apparatus of the present invention generates an array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive high-frequency signals and a signal having a plurality of frequency components by demultiplexing the high-frequency signals received for each of the antenna elements. And a direction estimation unit for estimating the arrival direction of radio waves using two or more frequency component signals continuous in the frequency direction, which are a part of the plurality of frequency component signals.
An arrival direction estimation apparatus of the present invention generates an array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive high-frequency signals and a signal having a plurality of frequency components by demultiplexing the high-frequency signals received for each of the antenna elements. And dividing the signal of the plurality of frequency components into Nd (Nd is a natural number greater than or equal to 2) divided bands, and for at least one of the Nd divided bands, the divided band And a direction estimation unit that estimates the direction of arrival of radio waves using signals of two or more frequency components belonging to.
Further, in the arrival direction estimation apparatus, the direction estimation unit uses a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals, and a pilot signal with each input frequency component signal A correlation value is calculated, a pilot signal correlation value is calculated from each of the two or more frequency component signals included in the high-frequency signal received by different antenna elements, and a plurality of calculated pilot signal correlation values are calculated. Next, the direction of arrival is estimated.
Further, in the arrival direction estimation apparatus, the direction estimation unit uses a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals, and a pilot signal with each input frequency component signal A correlation value is calculated, a pilot signal correlation value is calculated from each of the two or more frequency component signals included in the high-frequency signal received by different antenna elements, and a correlation is calculated from the calculated plurality of pilot signal correlation values. A matrix is generated to estimate the direction of arrival.
In the arrival direction estimation apparatus, L frequency component signals (L is a natural number equal to or greater than 2) belong to each of the divided bands, and the direction estimator includes a column vector V k for each divided band. When the m-th element is a pilot signal correlation value at the m-th antenna element in the signal of the k-th frequency component (k is a natural number equal to or less than L), and H is a complex conjugate transpose operator, R The direction of arrival is estimated using a correlation matrix R that can be expressed as = V 1 V 1 H + V 2 V 2 H +... + V L V L H
In the arrival direction estimation apparatus, L frequency component signals (L is a natural number of 2 or more) belong to each of the divided bands, and the direction estimation unit performs the k-th (k Is a column vector having the pilot signal correlation value at the m-th antenna element in the signal of the frequency component of the frequency component of L or less) as the m-th element, V k , and V kx as the x-th column vector V k . The correlation can be expressed as z = V 1x * V 1 + V 2x * V 2 +... + V Lx * V N where x is a natural number equal to or less than the number of antenna elements and * is a complex conjugate transpose operator. The direction of arrival is estimated using the vector z.
Further, in the arrival direction estimation apparatus, the direction estimation unit uses a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals to cross-correlate with the input frequency component signals. A delay profile is calculated by performing calculation, a plurality of path arrival timings are detected from the delay profile, and a plurality of frequency component signals calculated from each of frequency component signals received by different antenna elements are detected for each of the arrival path timings. The direction of arrival is estimated based on the pilot signal correlation value.
In the arrival direction estimation apparatus, L frequency component signals (L is a natural number of 2 or more) belong to each of the divided bands, and the direction estimation unit performs the k-th (k Is a column vector having the pilot signal correlation value at the m-th antenna element of the p-th arrival path (the number of all arrival paths is S) in the signal of the frequency component of the frequency component of L or less as the m-th element. (p), where H is a complex conjugate transpose operator,
In the arrival direction estimation apparatus, L frequency component signals (L is a natural number of 2 or more) belong to each of the divided bands, and the direction estimation unit performs the k-th (k Is a column vector having the pilot signal correlation value at the m-th antenna element of the p-th arrival path (the number of all arrival paths is S) in the signal of the frequency component of the frequency component of L or less as the m-th element. (p), Vkx (p) is the xth element of the column vector Vk (p) (where x is a natural number equal to or less than the number of antenna elements), and * is a complex conjugate transpose operator.
Further, in the arrival direction estimation device, the direction estimation unit performs arrival direction estimation using any one of the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, and Fourier method using the correlation matrix R.
Further, in the arrival direction estimation apparatus, the direction estimation unit performs arrival direction estimation using any one of the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, and Fourier method after applying spatial smoothing processing to the correlation matrix R. Do.
In the arrival direction estimation apparatus, the direction estimation unit may perform arrival direction estimation using any one of the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, and Fourier method after applying unitary transformation processing to the correlation matrix R. Do.
In the arrival direction estimation apparatus, the duplexer demultiplexes the high frequency signal into a plurality of frequency component signals using Fourier transform.
The direction-of-arrival estimation method of the present invention receives a high-frequency signal using an array antenna composed of a plurality of antenna elements, demultiplexes the received high-frequency signal for each antenna element, and generates a plurality of frequency components. A signal is generated, and the direction of arrival of radio waves is estimated using two or more frequency component signals continuous in the frequency direction, which are a part of the plurality of frequency component signals.
Further, the direction of arrival estimation method of the present invention receives a high frequency signal using an array antenna composed of a plurality of antenna elements, and demultiplexes the received high frequency signal for each of the antenna elements to generate a plurality of frequencies. A component signal is generated, the plurality of frequency component signals are divided into Nd (Nd is a natural number of 2 or more) divided bands, and at least one of the Nd divided bands is divided. The direction of arrival of radio waves is estimated using signals of two or more frequency components belonging to the band.
Further, in the direction-of-arrival estimation method, using a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals, a pilot signal correlation value with each input frequency component signal is calculated, A pilot signal correlation value is calculated from each of the two or more frequency component signals included in the high-frequency signal received by different antenna elements, and the arrival direction estimation is performed based on the calculated pilot signal correlation values. I do.
Further, in the direction-of-arrival estimation method, using a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals, a pilot signal correlation value with each input frequency component signal is calculated, Calculating a pilot signal correlation value from each of the two or more frequency component signals included in the high-frequency signal received by different antenna elements, and generating a correlation matrix from the calculated plurality of pilot signal correlation values; The direction of arrival estimation is performed.
Further, in the direction-of-arrival estimation method, a delay is obtained by performing a cross-correlation operation with each frequency component signal input using a known pilot signal embedded in each of the two or more frequency component signals. A profile is calculated, a plurality of path arrival timings are detected from the delay profile, and a plurality of pilot signal correlation values calculated from each of frequency component signals received by different antenna elements are determined for each arrival path timing. The direction of arrival is estimated.
In the arrival direction estimation method, the duplexer demultiplexes the high frequency signal into a plurality of frequency component signals using Fourier transform.
本発明によれば、指向性送信する場合、分割帯域毎あるいは全通信帯域での空間的なスペクトラムをもとに角度広がりを検出することで、角度広がりが小さい場合は、全サブキャリア信号群の平均的な到来方向に基づき送信指向性制御を行い、角度広がりが大きい場合は、１）分割帯域毎の方向推定結果のなかで最大受信電力を与える方向に指向性送信制御、または、２）分割帯域毎の方向推定結果の中で所定数の上位受信電力を与える方向に指向性送信制御を行う。これにより受信時の到来パス方向に指向性送信が可能となり、他ユーザへの干渉を効果的に低減することができ、通信品質を高め、システム容量を改善することができる。 According to the present invention, when directional transmission is performed, the angular spread is detected based on the spatial spectrum for each divided band or the entire communication band. When transmission directivity control is performed based on the average direction of arrival and the angular spread is large, 1) directivity transmission control in the direction that gives the maximum received power in the direction estimation result for each divided band, or 2) division Directional transmission control is performed in a direction in which a predetermined number of higher received power is given in the direction estimation result for each band. As a result, directional transmission can be performed in the direction of the arrival path at the time of reception, interference with other users can be effectively reduced, communication quality can be improved, and system capacity can be improved.
また、本発明によれば、アレーアンテナを備えた適応アンテナ無線通信装置において、広帯域なマルチキャリア伝送方式を行う場合において、隣接するサブキャリア信号間での空間的なスペクトラムの相関が高いことを利用し、通信帯域内を分割した分割帯域内に属するサブキャリア信号群の平均的な到来方向を推定することで、受信電力が小さいサブキャリアが存在する場合でも、それが属するサブキャリア信号群としての到来方向を推定することで、推定精度の劣化を抑えることを可能にしており、ロバスト化した方向推定結果を用いて指向性受信を行うことで受信品質の改善が可能となる。また、指向性送信する場合、全通信帯域での空間プロファイルをもとに角度広がりを検出することで、角度広がりに応じて、指向性送信方法を切替えることで、ユーザ間干渉と低減させ通信品質の改善を図ることができる。 Further, according to the present invention, in an adaptive antenna radio communication apparatus equipped with an array antenna, when performing a wideband multicarrier transmission scheme, it is used that a spatial spectrum correlation between adjacent subcarrier signals is high. Thus, by estimating the average direction of arrival of the subcarrier signal group belonging to the divided band obtained by dividing the communication band, even if there is a subcarrier with low received power, the subcarrier signal group to which the subcarrier signal group belongs By estimating the arrival direction, it is possible to suppress degradation of estimation accuracy, and it is possible to improve reception quality by performing directional reception using a robust direction estimation result. In addition, when directivity transmission is performed, it is possible to reduce inter-user interference and communication quality by switching the directivity transmission method according to the angular spread by detecting the angular spread based on the spatial profile in the entire communication band. Can be improved.
以下、本発明の実施の形態について、図１から図７を用いて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す適応アンテナ無線通信装置は、複数Ｎａ個のアンテナ素子１−１〜Ｎａから構成されるアレーアンテナ１、第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋで受信された高周波信号ｓ１−ｋを周波数変換後に、複数Ｎｓ個のサブキャリア信号ｆ１−ｋからｆＮｓ−ｋに分波する分波器２―ｋ（ただし、ｋ＝１〜Ｎａ）、通信帯域をＮｄ個に分割した分割帯域のうち、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群を用いて到来方向推定を行う分割帯域方向推定部４−ｍ、第ｍ番目の分割帯域方向推定部４−ｍでの方向推定結果を基にアレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部５−ｍ、分割帯域アレー重み生成部５−ｍによるアレー重みを用いて、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群に対し指向性形成するサブキャリア指向性形成部６−ｍ、指向性受信された各サブキャリア信号を用いてデータ復調を行う復調部７から構成されている。ただし、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。なお、図１ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝４、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an adaptive antenna radio communication apparatus according to
以下、図１を用いてその動作の説明を行う。まず、アレーアンテナ１を構成するアンテナ素子１−１〜Ｎａにてマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１−１〜Ｎａをそれぞれ受信する。このうち第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋにより受信された高周波信号ｓ１−ｋは、分波器２−ｋにより、高周波増幅、周波数変換を順次施されマルチキャリア伝送に用いられる複数Ｎｓ個のサブキャリア信号ｆ１―ｋ、ｆ２−ｋ、．．．、ｆＮｓ―ｋが抽出される。ここで、全通信帯域をＮｄ個の分割帯域に分け、その内の第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群は、分割帯域方向推定部４−ｍとサブキャリア指向性形成部６−ｍにそれぞれ入力される。なお、分割帯域数Ｎｄは、全サブキャリア数Ｎｓ≧Ｎｄ＞１の範囲にある自然数で設定することができる。また、各分割帯域３に属するサブキャリア信号群に属するサブキャリア数は必ずしも等しい必要はないが、以下では、等しいサブキャリア数Ｎｃ（＝Ｎｓ／Ｎｄ）が属するものとして説明を行う。
The operation will be described below with reference to FIG. First, the high frequency signals s1-1 to Na transmitted by the multicarrier system are received by the antenna elements 1-1 to Na constituting the
第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群を用いて分割帯域方向推定部４―ｍは到来方向推定を行う。図２は分割帯域方向推定部４の詳細な構成図を示す。図２において、分割帯域方向推定部４は、各サブキャリア信号に埋め込まれた予め既知であるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部２０、受信された各サブキャリア信号と生成されたパイロット信号との相関値を演算するパイロット信号相関演算部２１、パイロット信号相関値を基に相関行列を生成する相関行列生成部２２、相関行列を基に空間プロファイルを演算する空間プロファイル演算部２３とから構成されている。以下、図２を用いてその動作説明を行う。なお、図２はアンテナ素子数Ｎａ＝２、分割帯域内のサブキャリア数Ｎｃ＝２の場合における第１番目の分割帯域３−１における分割帯域方向推定部４―１の例を示す。
Using the subcarrier signal group belonging to the m-th divided band 3-m, the divided band direction estimation unit 4-m performs direction-of-arrival estimation. FIG. 2 shows a detailed configuration diagram of the divided band
パイロット信号生成部２０はサブキャリア信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。パイロット信号相関演算部２１は生成されたパイロット信号と、サブキャリア信号の受信パイロットシンボルとの相関演算を行う。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｋ番目のアンテナ素子１−ｋで受信された第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属する第ｎ番目のサブキャリア信号ｆｎ−ｋ（ｔ０）（なお、ｔ０はパス到来タイミングを表す。）に対し、パイロット信号相関演算部２１―ｎ―ｋは、（数1）に示す相関演算を行い、パイロット相関値ｈｎｋを算出する。ただし、Ｎｏはシンボルに対するオーバーサンプル数、＊は複素共役を示す。以下、すべてのアンテナ素子（ｋ＝１〜Ｎａ）で受信された第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群（ｎ＝１〜Ｎｃ）に対しパイロット相関値ｈｎｋを算出する。
The pilot
空間プロファイル演算部２３は、相関行列生成部２２により生成された相関行列Ｒを用いて、方向推定を行う。方向推定アルゴリズムは数多く提案されているが、以下ではフーリエ法に基づく空間プロファイルを生成し、そのピーク方向を検出することで到来方向推定値とするアルゴリズムを適用した場合の動作を説明する。
The spatial
空間プロファイル演算部２３は、（数４）に示す到来方向推定評価関数Ｆ（θ）におけるパラメータθを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、到来方向推定値とする。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波帯での分割帯域３−ｍにおける中心周波数の波長であり、θは直線アレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。
The spatial
分割帯域アレー重み生成部５−ｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍに属するサブキャリア信号群に対し、分割帯域方向推定部４−ｍでの方向推定結果の最大ピーク方向または所定数の複数ピーク方向に主ビームを向けるアレー重みを生成し、サブキャリア指向性形成部６−ｍは、生成されたアレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する。なお、アレー重みは、無線周波数帯での各分割帯域３−ｍの中心周波数の波長λｍを考慮して生成する。これは、特に比帯域が大きい場合に有効である。例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、第ｍ番目の分割帯域３−ｍにおけるアレー重みＷｍは、（数６）のように表すことができる。ここで、θ０は方向推定結果である。なお、直線アレーの法線方向を０°方向としている。 The subband array weight generation unit 5-m applies the maximum peak direction or the predetermined number of direction estimation results in the subband direction estimation unit 4-m to the subcarrier signal group belonging to the mth subband 3-m. An array weight for directing the main beam in a plurality of peak directions is generated, and the subcarrier directivity forming unit 6-m outputs a signal obtained by multiplying and combining the generated array weight by each subcarrier signal. The array weight is generated in consideration of the wavelength λm of the center frequency of each divided band 3-m in the radio frequency band. This is particularly effective when the ratio band is large. For example, in the case of an equally spaced linear array with element spacing d, the array weight Wm in the m-th divided band 3-m can be expressed as (Equation 6). Here, θ 0 is a direction estimation result. The normal direction of the linear array is set to 0 °.
本実施の形態においては、分割帯域３に属するサブキャリア信号群に属する各サブキャリア信号から得られる相関ベクトルＶｎを合成した相関行列Ｒを生成し、それを用いた到来方向推定を行うことで、分割帯域内のサブキャリア信号群の平均的な到来方向を推定することが可能となる。これにより、サブキャリア信号間の周波数間隔が十分狭い場合、近接するサブキャリア信号間の空間相関特性が比較的高い性質があり、サブキャリア信号あたりの受信電力が小さい場合でも、それらの複数サブキャリア信号を同相合成した後に方向推定を行うため、到来方向推定精度を確保できるという効果を有する。サブキャリア信号間の周波数間隔が十分広い場合、周波数ダイバーシチ効果により、方向推定精度を安定化させる効果をもつ。
In the present embodiment, by generating a correlation matrix R that combines the correlation vectors Vn obtained from the subcarrier signals belonging to the subcarrier signal group belonging to the divided
なお、相関行列生成部２２は、（数３）に示される相関行列Ｒではなく、（数７）に示す相関ベクトルｚを用いても良く、この場合、空間プロファイル演算部２３は（数４）でなく、（数８）に示す空間プロファイルを算出して、ピークレベルを検出することで、到来方向推定値とする。ここで、Ｖｎ、ｍは、相関ベクトルＶｎの第ｍ番目の要素を表す。
Note that the correlation
パスサーチ部３０―１〜Ｎｓは、サブキャリア信号に埋め込まれたパイロット信号を用いて遅延プロファイルを生成し、その上位受信電力のピークタイミングをパスタイミングとして検出する。ここで、あるサブキャリア信号群の第ｎ番目のサブキャリア信号に対するパスサーチ部３０−ｎにおける受信パスタイミング検出数をＬｎとする。だだし、ｎ＝１〜Ｎｃ。第ｋ番目のアンテナ素子１―ｋで受信された第ｎ番目のサブキャリア信号ｆｎ−ｋに対する、第ｊ番目のパスタイミングｔｊにおけるパイロット信号相関値ｈｎｋ（ｔｊ）は（数９）で表すことができる。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。 The path search units 30-1 to Ns generate a delay profile using the pilot signal embedded in the subcarrier signal, and detect the peak timing of the higher received power as the path timing. Here, the number of detected reception path timings in the path search unit 30-n for the nth subcarrier signal of a certain subcarrier signal group is Ln. However, n = 1 to Nc. The pilot signal correlation value h nk (t j ) at the j-th path timing t j for the n-th subcarrier signal fn-k received by the k-th antenna element 1 -k is ( Equation 9). Can be represented. Here, the pilot signal is r (s). However, s = 1 to Np, and Np is the number of symbols of the pilot signal.
相関行列生成部３２は、パイロット信号相関演算部３１において算出されたパイロット相関値ｈｎｋ（ｔｊ）及び（数１０）で示される相関ベクトルＶｎ（ｔｊ）を用いて、（数１１）に示される相関行列Ｒを算出する。ただし、ｎ＝１〜Ｎｓ、ｋ＝１〜Ｎａ、Ｈはベクトル複素共役転置を示す。
The correlation
なお、相関行列生成部３２おいて、相関ベクトルＶｎ（ｔｊ）を合成後に、空間スペクトルを演算しているが、パス毎の相関ベクトルＶｎ（ｔｊ）を用いて、（数１２）に示すようにパス毎に空間プロファイル演算を行っても良い。なお、（数１２）は、第ｎ番目のサブキャリア信号に対する第ｊ番目のパスの方向推定評価関数を示す。ただし、ｎ＝１〜Ｎｓ、ｊ＝１〜Ｌｎである。
Note that correlation
なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号がＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、この場合、サブキャリア信号に埋め込まれた個別ユーザ毎に多重されたパイロット信号を用いて、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。 The subcarrier transmission may be an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) subcarrier signal. In this case, a frequency at which each subcarrier signal is orthogonal within the OFDM symbol section is selected and used. Also, it can be applied to the MC-CDMA system that is code spread multiplexed in the frequency axis direction. In this case, the pilot signal multiplexed for each individual user embedded in the subcarrier signal is used for each user. By calculating the pilot correlation value of each subcarrier signal, the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment.
また、時間軸方向に符号拡散多重されるＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合、各サブキャリア信号の時間軸方向に符号分割多重されたユーザ信号を、逆拡散により抽出後に、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。 In addition, the MC / DS-CDMA system in which code spread multiplexing is performed in the time axis direction can be similarly applied. In this case, the user signal code-division multiplexed in the time axis direction of each subcarrier signal is despread. By calculating the pilot correlation value of each subcarrier signal for each user after extraction, the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment.
また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部５は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に分割帯域方向推定部４の推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。
When there is a code division multiplexed user, the division band array weight generation unit 5 has a main beam in the estimation direction of the division band
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１で説明した図１の構成での、各分割帯域方向推定部４の方向推定結果を基にサブキャリア毎に送信指向性を形成する動作を行う。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。図５における適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部４の推定結果を基に送信アレー重みを生成するサブキャリア送信重み生成部４０、送信サブキャリア信号を送信アレー素子数分だけ複製したそれぞれの信号に、送信アレー重みを乗算するサブキャリア送信指向性形成部４１、重み付けされたサブキャリア信号を混合する混合器４２、混合器４２の出力を無線周波数に周波数変換する無線送信部４３から構成される。なお、図５ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。以下、図５を用いてその動作の説明を行う。
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the adaptive antenna radio communication apparatus according to
アレーアンテナ１で受信されたマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１を基に、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施の形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。
Based on the high-frequency signal s1 transmitted by the multi-carrier method received by the
サブキャリア送信重み生成部４０は、Ｎｄ個の分割帯域方向推定部４の推定結果を基に送信アレー重みを生成する。送信アレー重みの生成は、無線通信システムのデュプレックス方式により異なる動作を行う。例えば、時分割多重（ＴＤＤ）方式、周波数多重（ＦＤＤ）方式により、以下の異なる動作を行う。
The subcarrier transmission
ＴＤＤ方式の場合、送信帯域と受信帯域が時分割で共有されるため、分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果を基に、分割帯域アレー重み生成部５−１〜Ｎｄのそれぞれで生成されたアレー重みを送信アレー重みＷｓとして用いる。また、別な方式としては、分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの方向推定結果の全通信帯域にわたる広がり（偏差）が大きい場合、符号拡散多重により複数ユーザが存在する無線通信システムの場合、ユーザ間干渉が大きくなるという課題が生じるため、以下の動作のいずれかを適用する。 In the case of the TDD scheme, the transmission band and the reception band are shared in a time division manner. Therefore, based on the estimation direction results in the division band direction estimation units 4-1 to Nd for each division band, the division band array weight generation unit 5- The array weight generated by each of 1 to Nd is used as the transmission array weight Ws. As another method, when the spread (deviation) over the entire communication band of the direction estimation results in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd for each divided band is large, there is a radio in which a plurality of users exist by code spread multiplexing. In the case of a communication system, there arises a problem that inter-user interference increases, and therefore any one of the following operations is applied.
１）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での最大ピーク方向）に送信指向性ビームを形成する送信アレー重みＷｓを生成する。 1) From the estimation direction results in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd for each divided band, the estimated direction giving the maximum received power in all divided bands (the divided band direction estimating units 4-1 to 4-1 for each divided band) A transmission array weight Ws that forms a transmission directional beam in the maximum peak direction in the spatial profile calculated with Nd is generated.
２）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から推定方向の全通信帯域での偏差を算出し、偏差が所定値より小さい場合には分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの各推定方向結果の平均方向に、所定値より大きい場合には、全分割帯域の中で受信電力上位の推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での上位のピーク方向）に複数の主ビームを向ける送信アレー重みＷｓを生成する。
2) Deviations in all communication bands in the estimated direction are calculated from the estimation direction results in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd for each divided band, and when the deviation is smaller than a predetermined value, the divided band
ＦＤＤ方式の場合、送信帯域と受信帯域が異なるが、各分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値を基に、以下の動作のいずれかを適用する。 In the case of the FDD scheme, although the transmission band and the reception band are different, one of the following operations is applied based on the estimated values of the respective divided band direction estimation units 4-1 to Nd.
１）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での最大ピーク方向）に送信指向性ビームを形成する送信アレー重みＷｓを生成する。 1) From the estimation direction results in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd for each divided band, the estimated direction giving the maximum received power in all divided bands (the divided band direction estimating units 4-1 to 4-1 for each divided band) A transmission array weight Ws that forms a transmission directional beam in the maximum peak direction in the spatial profile calculated with Nd is generated.
２）分割帯域毎の分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向結果から推定方向の全通信帯域での偏差を算出し、偏差が所定値より小さい場合には分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの各推定方向結果の平均方向に、所定値より大きい場合には、全分割帯域の中で受信電力上位の推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での上位のピーク方向）に複数の主ビームを向ける送信アレー重みＷｓを生成する。
2) Deviations in all communication bands in the estimated direction are calculated from the estimation direction results in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd for each divided band, and when the deviation is smaller than a predetermined value, the divided band
サブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓは、送信データを所定の変調フォーマットで変調された送信サブキャリア信号４１−１〜Ｎｓを、アレーアンテナ１の素子数Ｎａに等しい数に分配し、それぞれに対し、送信アレー重みＷｓ＝［ｗ１、ｗ２、．．．、ｗｎａ］の要素を乗算して混合器４２―１〜Ｎａに出力する。混合器４２―１〜Ｎａは、指向性重みづけされたサブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓのアレー素子数分の出力信号をそれぞれ割り当てられた周波数間隔でサブキャリア信号を配置するように混合する。無線送信部４３―１〜Ｎａは、混合器４２―１〜Ｎａの出力をそれぞれ無線周波数に周波数変換しアレーアンテナ４４を構成するアンテナ素子４４−１〜Ｎａから送信する。
Subcarrier transmission directivity forming sections 41-1 to Ns distribute transmission subcarrier signals 41-1 to Ns obtained by modulating transmission data in a predetermined modulation format to a number equal to the number of elements Na of
以上のように、本実施の形態により、実施の形態１の効果に加え、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄでの推定方向に指向性送信することで、マルチパス干渉が低減され、通信品質が改善される。また、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向または、全通信帯域での分割帯域毎の方向推定値の偏差に応じて、指向性送信方向を分割帯域の中で受信電力がより高い方向に限定することで、ユーザ間干渉を抑えた形で、効率よく指向性送信ができるという効果が得られる。ユーザ間干渉を抑圧できシステム容量を改善できるという作用を有する。 As described above, according to the present embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, multipath interference is reduced by performing directional transmission in the estimated direction in the divided band direction estimation units 4-1 to Nd, and the communication Quality is improved. In addition, in the estimated direction that gives the maximum received power in all the divided bands or the deviation of the direction estimation value for each divided band in all the communication bands, the received power is higher in the directional transmission direction in the divided bands. By limiting to the direction, there is an effect that the directional transmission can be efficiently performed in a form in which the interference between users is suppressed. Interference between users can be suppressed and system capacity can be improved.
なお、送信で用いられるサブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号がＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、ユーザ毎に実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。また、時間軸方向に符号拡散多重されるＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合もユーザ毎に、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。 The subcarrier transmission used for transmission may be an orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) subcarrier signal. In this case, a frequency at which each subcarrier signal is orthogonal in the OFDM symbol section is selected and used. Also, it can be applied to the MC-CDMA system that is code spread multiplexed in the frequency axis direction, and the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment for each user. In addition, the MC / DS-CDMA system in which code spread multiplexing is performed in the time axis direction can be similarly applied. In this case, the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment for each user. .
また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部４０は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に分割帯域方向推定部４の推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。
In addition, when there is a code division multiplexed user, the subcarrier transmission
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１で説明した図１に示す構成に、アレーアンテナ１で受信された全てのサブキャリア信号を用いることで全通信帯域での方向推定を行う全帯域方向推定部５０と、分割帯域方向推定部４または、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを用いることで角度広がり検出し、どちらかの方向推定結果を選択して出力する方向推定結果選択部５１とを追加した構成である。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。以下、図６を用いて実施の形態１と異なる部分を主に説明を行う。なお、図６ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。
(Embodiment 3)
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the adaptive antenna radio communication apparatus according to
アレーアンテナ１で受信されたマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１を基に、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施の形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。
Based on the high-frequency signal s1 transmitted by the multi-carrier method received by the
全帯域方向推定部５０は、第ｎ番目の分割帯域３−ｎで算出された（数３）で示される相関行列ＲをＲｎと表記したとき（ただし、ｎ＝１、．．．、Ｎｄ）、全ての分割帯域３−１〜Ｎｄで算出されたＲｎを入力とし、（数１５）で示されるＲｎの合成和Ｒａを算出する。そして、例えば（数１６）で示されるフーリエ法による空間プロファイルを、θを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、全通信帯域でのサブキャリア信号の平均的な到来方向推定を行う。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波の波長であり、θはアレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。
When the correlation matrix R represented by (Equation 3) calculated in the n-th subband 3-n is expressed as Rn (where n = 1,..., Nd). Then, Rn calculated in all the divided bands 3-1 to Nd is used as an input, and a combined sum Ra of Rn expressed by (Equation 15) is calculated. Then, for example, the spatial profile is calculated by varying the θ by a predetermined angle step Δθ, and the predetermined number M (M ≧ 1) in descending order of the peak level of the spatial profile. ) Is detected, and the average direction of arrival of subcarrier signals in all communication bands is estimated. However, a (θ) is a direction vector determined by the element arrangement of the
復調部７は、指向性受信された各サブキャリア信号を用いて、復調動作を行いデータ受信する。 The demodulator 7 performs a demodulation operation using each subcarrier signal received with directivity and receives data.
以上のように、本実施の形態により、実施の形態１での効果に加えて、方向推定結果選択部５１により、全通信帯域でのサブキャリア信号の角度広がりを検出することで、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域３に共通な指向性形成を、角度広がりＡＳに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がりＡＳが小さい場合、すべてのサブキャリア信号に平均的な到来方向を推定することにより、周波数選択性フェージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体ではロバストな到来方向推定が可能となる。
As described above, according to the present embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the direction estimation
なお、方向推定結果選択部５１における角度広がり検出は、分割帯域毎の到来方向推定値の広がりを基に算出したが、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを基に検出する方法も適用可能である。空間プロファイルより角度広がりを算出する方法としては、例えば、Ｎ．Ｓ．Ｍ．Ｓｈａｈ他、“ＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いた到来方向と角度広がりの同時推定”、２０００年電子情報通信学会通信ソサエティ大会Ｂ−１−３１に情報開示されている。（数１５）で算出される相関行列Ｒａから空間プロファイルより算出した角度広がりＡＳを用いて同様に、全帯域方向推定部５０または分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定結果を選択的に切り替えることができる。
The angle spread detection in the direction estimation
なお、本実施の形態では、全通信帯域のサブキャリア信号を用いた方向推定を行う全帯域方向推定部５０を用いたが、全帯域方向推定部５０は、分割帯域方向推定部４に用いるサブキャリア信号分割数Ｎｓよりも大きい分割数での方向推定を行う構成でも良い。
In the present embodiment, the all-band
なお、本実施の形態における全分割帯域方向推定部５０では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、菊間著、「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）等で情報開示されているＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法といった固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含むＣａｐｏｎ法等の到来方向推定の高分解能手法を、（数１５）で示される相関行列Ｒａを用いて適用することが可能である。ただし、分割帯域３に属するサブキャリア信号数Ｎｃ、あるいはパス数がアレー素子数よりも小さい場合は、相関行列生成部２２の出力である相関行列のランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、ランク数、あるいはパス数に応じて、ビームフォーマ法との適応的な併用が考えられる。また、アレーアンテナ１の構成が等間隔直線アレー配置である場合、（数１５）で示される相関行列Ｒａに対し、空間スムージング処理や、ユニタリ変換行列を乗算することでの方向ベクトルを実数化したビームスペースでの到来方向推定処理も同様に適用可能である。
Note that the all-divided band
なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号がＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、この場合、サブキャリア信号に埋め込まれた個別ユーザ毎に多重されたパイロット信号を用いて、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。 The subcarrier transmission may be an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) subcarrier signal. In this case, a frequency at which each subcarrier signal is orthogonal within the OFDM symbol section is selected and used. Also, it can be applied to the MC-CDMA system that is code spread multiplexed in the frequency axis direction. In this case, the pilot signal multiplexed for each individual user embedded in the subcarrier signal is used for each user. By calculating the pilot correlation value of each subcarrier signal, the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment.
また、時間軸方向に符号拡散多重されるＭＣ／ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合、各サブキャリア信号の時間軸方向に符号分割多重されたユーザ信号を、逆拡散により抽出後に、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することで、実施の形態で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。 In addition, the MC / DS-CDMA system in which code spread multiplexing is performed in the time axis direction can be similarly applied. In this case, the user signal code-division multiplexed in the time axis direction of each subcarrier signal is despread. By calculating the pilot correlation value of each subcarrier signal for each user after extraction, the same effect can be obtained by performing the operation described in the embodiment.
また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部５は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に方向推定結果選択部５１の選択された推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。
Also, when there is a code division multiplexed user, the division band array weight generation unit 5 has a main beam in the estimated direction selected by the direction estimation
（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態２で説明した図５に示す構成に、アレーアンテナ１で受信された全てのサブキャリア信号を用いることで全帯域での方向推定を行う全帯域方向推定部５０と、分割帯域方向推定部４または、全帯域方向推定部５０で算出される空間プロファイルを用いることで角度広がり検出し、どちらかの方向推定結果を選択して出力する方向推定結果選択部５１とを追加した構成である。なお、分割帯域方向推定部４の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施の形態１と同様であり、省略している。以下、図７を用いて実施の形態１と異なる部分を主に説明を行う。なお、図７ではアンテナ素子数Ｎａ＝２、サブキャリア数Ｎｓ＝２、分割帯域数Ｎｄ＝２の場合の構成例を示している。
(Embodiment 4)
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the adaptive antenna radio communication apparatus according to
アレーアンテナ１で受信されたマルチキャリア方式で伝送された高周波信号ｓ１を基に、分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施の形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。
Based on the high-frequency signal s1 transmitted by the multi-carrier method received by the
全帯域方向推定部５０は、実施の形態３で説明した動作と同様に、第ｎ番目の分割帯域３−ｎで算出された（数３）で示される相関行列ＲをＲｎと表記したとき（ただし、ｎ＝１、．．．、Ｎｄ）、全ての分割帯域３−１〜Ｎｄで算出されたＲｎを入力とし、（数１５）で示されるＲｎの合成和Ｒａを算出する。そして、例えば（数１６）で示されるフーリエ法による空間プロファイルを、θを所定の角度ステップΔθで可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数Ｍ（Ｍ≧１）のピーク方向を検出し、全通信帯域でのサブキャリア信号の平均的な到来方向推定を行う。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数５）のように表すことができる。ここで、λは搬送波の波長であり、θはアレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。
Similar to the operation described in the third embodiment, the all-band
方向推定結果選択部５１は、全ての分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの方向推定値Φｋｍと、それぞれの分割帯域３―ｍでの空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆｍ（Φｋｍ）を用いて、（数１７）に示される計算式を用いて角度広がりＡＳを算出する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、φ０は（数１８）で与えられ、Φｋｍは、第ｍ番目の分割帯域３−ｍでの分割帯域方向推定部４−ｍで検出された全Ｌｍ個のパスのうち、第ｋ番目のパスの到来方向を示す。算出された角度広がりＡＳを用いて、角度広がりＡＳが所定値Ｋ以下の場合、全帯域方向推定部５０の推定値を選択し、サブキャリア送信重み生成部４０に出力する。一方、角度広がりＡＳが所定値Ｋより大きい場合、実施例２の形態と同様に、各分割帯域３−１〜Ｎｄでの分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値を、サブキャリア送信重み生成部４０に出力する。ここで、ｍ＝１、．．．、Ｎｄである。また、角度広がりＡＳの別な算出方法としては、空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値）Ｆｍ（Φｋｍ）の上位を与える方向推定値Φｋｍのみを用いて、（数１７）から角度広がりＡＳを求めても良い。
The direction estimation
サブキャリア送信重み生成部４０は、方向推定結果選択部５１の出力を基に送信アレー重みを生成する。角度広がりＡＳが所定値Ｋより大きい場合、各分割帯域３−１〜Ｎｄでの分割帯域方向推定部４−１〜Ｎｄの推定値が入力されるので、実施例２の形態におけるサブキャリア送信重み生成部４０と同様な動作を行うので、ここでは説明を省略する。角度広がりＡＳが所定値Ｋ以下の場合、全帯域方向推定部５０の推定値が選択されて入力されるので、方向推定値の方向に主ビームを向ける送信アレー重みを生成する。
The subcarrier transmission
サブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓは、送信データを所定の変調フォーマットで変調された送信サブキャリア信号４１−１〜Ｎｓを、アレーアンテナ１の素子数Ｎａに等しい数に分配し、それぞれに対し、送信アレー重みＷｓ＝［ｗ１、ｗ２、．．．、ｗｎａ］の要素を乗算して混合器４２―１〜Ｎａに出力する。混合器４２―１〜Ｎａは、指向性重みづけされたサブキャリア送信指向性形成部４１−１〜Ｎｓのアレー素子数分の出力信号をそれぞれ割り当てられた周波数間隔でサブキャリア信号を配置するように混合する。無線送信部４３―１〜Ｎａは、混合器４２―１〜Ｎａの出力をそれぞれ無線周波数に周波数変換しアレーアンテナ４４を構成するアンテナ素子４４−１〜Ｎａから送信する。
Subcarrier transmission directivity forming sections 41-1 to Ns distribute transmission subcarrier signals 41-1 to Ns obtained by modulating transmission data in a predetermined modulation format to a number equal to the number of elements Na of
以上のように、本実施の形態により、実施の形態１及び実施の形態２の効果に加え、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域３に共通な送信指向性形成を、角度広がりＡＳに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がりＡＳが小さい場合、すべてのサブキャリア信号に平均的な到来方向を推定することにより、周波数選択性フェージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体ではロバストな到来方向推定が可能となり、その結果を用いる指向性送信は、より安定した動作が保証されるという効果が得られ、ユーザ間干渉を抑圧できシステム容量を改善できるという作用を有する。
As described above, according to the present embodiment, in addition to the effects of the first embodiment and the second embodiment, the directivity formation different for all the divided bands or the transmission directivity formation common to all the divided
なお、本実施の形態では、全通信帯域のサブキャリア信号を用いた方向推定を行う全帯域方向推定部５０を用いたが、全帯域方向推定部５０は、分割帯域方向推定部４に用いるサブキャリア信号分割数Ｎｓよりも大きい分割数での方向推定を行う構成でも良い。
In the present embodiment, the all-band
なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリアがＯＦＤＭシンボル区間内で直交する周波数を選択して使用される。また、周波数軸方向に、符号多重拡散されるＭＣ―ＣＤＭＡ方式への適用も可能であり、この場合、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出後に実施の形態で説明した動作を行う。 The subcarrier transmission may be an orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) subcarrier signal. In this case, the subcarrier transmission is used by selecting a frequency at which each subcarrier is orthogonal within the OFDM symbol section. Further, the present invention can also be applied to an MC-CDMA system that is code-multiplexed and spread in the frequency axis direction. In this case, for each user that is code-division multiplexed, an embodiment is described after extracting a user signal after despreading the spreading code. Perform the operation described in.
また、時間軸方向に符号多重されるＭＣ―ＤＳ−ＣＤＭＡ方式でも同様に適応が可能であり、この場合、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出後に実施の形態で説明した動作を行う。 In addition, the MC-DS-CDMA system that is code-multiplexed in the time axis direction can be similarly applied. In this case, for each user that has been code-division-multiplexed, the user signal is extracted after despreading the spreading code. The operation described in the embodiment is performed.
また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部４０は、所望ユーザの方向にサブキャリア信号群毎に方向推定結果選択部５１による選択された推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することで、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。
When there is a user that is code-division multiplexed, the subcarrier transmission
本発明の適応アンテナ無線通信装置は、マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、上記アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキャリア信号に分波する分波器と、上記マルチキャリア伝送される全通信帯域をＮｄ個（ただし、Ｎｄは２以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキャリア信号群を用いて電波の到来方向推定を行うＮｄ個の分割帯域方向推定部と、上記分割帯域毎に上記分割帯域方向推定部の推定方向に指向性ビームを有するアレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部と、上記分割帯域毎に生成された上記アレー重みを対応する上記分割帯域内に属するそれぞれのサブキャリア信号に乗算合成することで指向性形成するサブキャリア指向性形成部と、上記サブキャリア指向性形成部の出力を用いてデータ復調する復調部とを具備することを特徴とし、分割された帯域内のサブキャリア信号群の到来方向推定が可能であり、方向推定結果に基づいた指向性受信ができるという作用を有する。 An adaptive antenna wireless communication apparatus according to the present invention includes an array antenna including a plurality of antenna elements that receive a high-frequency signal transmitted by multicarrier, and a high-frequency signal received for each antenna element is divided into a plurality of subcarrier signals. Dividing the wave demultiplexer and the entire communication band for multicarrier transmission into Nd (where Nd is 2 or more and a natural number less than the number of subcarriers used for multicarrier transmission). Nd subband direction estimation units that perform radio wave arrival direction estimation using the subcarrier signal group to which the subcarrier signals belong, and an array weight having a directional beam in the estimation direction of the subband direction estimation unit for each of the subbands A subband array weight generation unit and each subcarrier belonging to the subband corresponding to the array weight generated for each subband A subcarrier directivity forming unit that forms a directivity by multiplying and combining signals and a demodulating unit that demodulates data using the output of the subcarrier directivity forming unit. The direction of arrival of the subcarrier signal group can be estimated and directivity reception based on the direction estimation result can be performed.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信されたサブキャリア信号間で算出された上記パイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とし、パイロット相関値の位相を基準とした方向推定ができるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication device, the divided band direction estimation unit calculates a pilot signal correlation value with each input subcarrier signal using a known pilot signal embedded in the subcarrier signal, and is different. The direction of arrival is estimated based on the correlation value of the pilot signal correlation value calculated between the subcarrier signals received by the antenna element, and the direction estimation based on the phase of the pilot correlation value can be performed. Have
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、列ベクトルＶｋの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ１Ｖ１ Ｈ＋Ｖ２Ｖ２ Ｈ＋・・・＋ＶＬＶＬ Ｈとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できるという作用を有する。 Also, the adaptive antenna radio communication apparatus, divided band direction estimating unit, the number of subcarriers belonging to the sub-carrier signal group in the L, the m-th element of the column vector V k, the k-th subcarrier signal The correlation that can be expressed as R = V 1 V 1 H + V 2 V 2 H +... + V L V L H where H is a complex conjugate transpose operator. The arrival direction estimation is performed using the matrix R, and it has the effect that the direction obtained by averaging the arrival directions of the subcarrier signal group can be detected with high accuracy.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶｋ、Ｖｋｘを列ベクトルＶｋの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ１ｘ ＊Ｖ１＋Ｖ２ｘ ＊Ｖ２＋・・・＋ＶＬｘ ＊ＶＮとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication apparatus, the division band direction estimation unit has L subcarriers belonging to the subcarrier signal group, and a pilot signal at the mth antenna element in the kth subcarrier signal. A column vector having a correlation value as the m-th element is V k , V kx is an x-th element of the column vector V k (where x is a natural number equal to or less than the number of antenna elements), and * is a complex conjugate transpose operator. The arrival direction is estimated using a correlation vector z expressed as z = V 1x * V 1 + V 2x * V 2 +... + V Lx * V N , and the arrival direction of the subcarrier signal group It is possible to detect the averaged direction with high accuracy.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、上記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出し、上記到来パスタイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信されたサブキャリア信号間で算出された上記パイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とし、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向を推定できるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication device, the division band direction estimation unit performs a cross-correlation operation with each input subcarrier signal using a known pilot signal embedded in the subcarrier signal, thereby delay profile. A plurality of path arrival timings are detected from the delay profile, and for each arrival path timing, based on the correlation value of the pilot signal correlation value calculated between subcarrier signals received by different antenna elements. It is characterized in that arrival direction estimation is performed, and has an effect that the arrival direction of a multipath wave included in each subcarrier signal can be estimated.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶｋ（ｐ）、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア数がＬ個で、その第ｋ番目のサブキャリア信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶｋ（ｐ）、Ｖｋｘ（ｐ）を列ベクトルＶｋ（ｐ）のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒを用いて、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、様々な到来方向推定手法を適用することができるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication device, the divided band direction estimation unit performs the direction of arrival estimation using any one of the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, and Fourier method using the correlation matrix R. And has an effect that various arrival direction estimation methods can be applied.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒに空間スムージング処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定を行うことを特徴とし、相関波が存在する場合でも推定精度を確保できるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication apparatus, the divided band direction estimation unit applies the spatial smoothing process to the correlation matrix R, and then uses the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, or Fourier method to determine the direction of arrival. The estimation is characterized in that the estimation accuracy can be ensured even when a correlation wave exists.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部は、相関行列Ｒにユニタリ変換処理を適用後に、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、ＣＡＰＯＮ法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いて到来方向推定することを特徴とし、アレーアンテナが等間隔直線アレーの場合、方向ベクトルを実数化することができるため、演算処理量を低減できるという作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication apparatus, the divided band direction estimation unit applies the unitary transformation process to the correlation matrix R, and then uses the MUSIC method, ESPRIT method, CAPON method, or Fourier method to determine the direction of arrival. In the case where the array antenna is an equally spaced linear array, the direction vector can be converted to a real number, so that the amount of calculation processing can be reduced.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、全通信帯域でのサブキャリア信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、Ｎｄ個の分割帯域方向推定部での方向推定結果の偏差が所定値以下の場合、上記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、偏差が所定値より大きい場合、上記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、上記方向推定結果選択部の出力を用いてアレー重みを生成する分割帯域アレー生成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の分散から適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。 Further, the adaptive antenna radio communication apparatus has a predetermined deviation of the direction estimation result between the all-band direction estimating unit that performs direction-of-arrival estimation using subcarrier signals in all communication bands and the Nd divided band direction estimating units. A direction estimation result selection unit that outputs an estimation value of the divided band direction estimation unit when the deviation is larger than a predetermined value, A subband array generation unit that generates an array weight using the output of the estimation result selection unit, and can switch the directivity control method adaptively from dispersion in the direction of arrival within the band. Has an effect.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、全通信帯域でのサブキャリア信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、上記全帯域方向推定部で算出される空間プロファイルから角度広がりを検出し、角度広がりが所定値以下の場合、上記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、角度広がりが所定値より大きい場合、上記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、上記方向推定結果選択部の出力を用いてアレー重みを生成する分割帯域アレー生成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。 The adaptive antenna wireless communication device detects an angular spread from an all-band direction estimation unit that performs direction-of-arrival estimation using subcarrier signals in all communication bands and a spatial profile calculated by the all-band direction estimation unit. When the angular spread is equal to or less than a predetermined value, the estimated value of the all-band direction estimating unit is selected and output. When the angular spread is larger than the predetermined value, the estimated value of the divided band direction estimating unit is output. And a division band array generation unit that generates an array weight using an output of the direction estimation result selection unit, and adaptively controls directivity from the spread of the arrival direction in the band. This has the effect that the method can be switched.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、方向推定結果選択部で選択された推定方向結果を基に分割帯域毎に１つの送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、上記分割帯域毎に上記送信アレー重みを送信サブキャリア信号に乗算することで指向性ビーム送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。 The adaptive antenna wireless communication apparatus is based on the estimated direction result selected by the direction estimation result selection unit in a wireless system that performs multicarrier transmission using a time division duplex (TDD) method or a frequency division duplex (FDD) method. A subcarrier transmission weight generation unit that calculates a transmission array weight for forming one transmission directional beam for each divided band, and a directional beam transmission by multiplying the transmission subcarrier signal by the transmission array weight for each of the divided bands And a sub-carrier transmission directivity forming unit, which has an effect that the directivity control method can be switched adaptively from the spread of the arrival direction in the band.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域アレー重み生成部で生成されたアレー重みを送信アレー重みとして用いるサブキャリア送信重み生成部と、上記分割帯域毎に共通な送信アレー重みを用いて指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、分割帯域毎に受信指向性と同じ指向性を用いて送信ができるという作用を有する。 The adaptive antenna radio communication apparatus uses an array weight generated by a subband array weight generation unit for each subband as a subarray weight in a radio system that performs multicarrier transmission using a time division duplex (TDD) method. A carrier transmission weight generation unit, and a subcarrier transmission directivity formation unit that transmits a directional beam using a transmission array weight common to each of the divided bands. It has the effect that transmission can be performed using the same directivity.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域方向推定部での推定方向結果から、上記分割帯域のうち最大受信電力与える推定方向に送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、上記送信アレー重みを用いて全分割帯域で共通の指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部とを具備することを特徴とし、分割帯域の中で最大受信電力を与えるパス方向に送信ビームを形成できるという作用を有する。 The adaptive antenna radio communication device is based on an estimation direction result in a subband direction estimation unit for each subband in a radio system that performs multicarrier transmission using a time division duplex (TDD) scheme or a frequency division duplex (FDD) scheme. A subcarrier transmission weight generator for calculating a transmission array weight for forming a transmission directional beam in an estimated direction giving the maximum received power among the divided bands, and a directional beam common to all the divided bands using the transmission array weight And a sub-carrier transmission directivity forming unit for transmitting a transmission beam, and has an effect that a transmission beam can be formed in a path direction that gives the maximum reception power in the divided band.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（ＴＤＤ）方式または周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域方向推定部での推定方向結果から推定方向の偏差を算出し、偏差が所定値以下の場合には上記分割帯域方向推定部で得られるすべての方向推定値の平均方向に、所定値より大きい場合には上記分割帯域から所定数の受信電力上位を与える推定方向にマルチビームとなる送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部を具備することを特徴とし、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができるという作用を有する。 The adaptive antenna radio communication device is based on an estimation direction result in a subband direction estimation unit for each subband in a radio system that performs multicarrier transmission using a time division duplex (TDD) scheme or a frequency division duplex (FDD) scheme. A deviation of the estimated direction is calculated, and when the deviation is equal to or smaller than a predetermined value, the average direction of all the direction estimation values obtained by the divided band direction estimation unit is calculated. It is equipped with a subcarrier transmission weight generation unit that calculates transmission array weights that form transmission directional beams that become multi-beams in the estimated direction that gives higher received power, and is adaptive from the spread of the arrival direction in the band The directivity control method can be switched.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）されたサブキャリア信号であること特徴とし、周波数使用効率の高い変調方式で伝送できるという作用を有する。 The adaptive antenna radio communication apparatus is characterized in that the subcarrier transmission is an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) subcarrier signal, and has the effect of being able to transmit with a modulation scheme with high frequency use efficiency.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、周波数軸方向に符号拡散多重することでユーザ多重されたサブキャリア信号であることを特徴とし、符号拡散多重によりユーザ多重ができるシステムに適用できる作用を有する。 The adaptive antenna radio communication apparatus is characterized in that the subcarrier transmission is a subcarrier signal that is user-multiplexed by code-spreading multiplexing in the frequency axis direction, and is applied to a system that can perform user multiplexing by code-spreading multiplexing. It has an action that can be done.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア伝送は、時間軸方向に符号拡散多重することでユーザ多重されたサブキャリア信号であることを特徴とし、符号拡散多重によりユーザ多重ができるシステムに適用できる作用を有する。 The adaptive antenna radio communication apparatus is characterized in that the subcarrier transmission is a subcarrier signal that is user-multiplexed by code-spread multiplexing in the time axis direction, and is applied to a system capable of user multiplexing by code-spread multiplexing. It has an action that can be done.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、符号拡散多重によりユーザ多重されたサブキャリア信号を用いたサブキャリア伝送の場合、多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行うことを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に最適な指向性制御が可能となる作用を有する。 Also, the adaptive antenna radio communication apparatus generates a transmission array weight or a reception array weight for each multiplexed user in the case of subcarrier transmission using a subcarrier signal multiplexed by code spreading multiplexing, and directivity reception is performed. And has the effect of enabling optimal directivity control for each divided band for each of multiple users.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域アレー重み生成部は、対応する分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザの推定方向にはヌルを形成するアレー重みを生成することを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性受信が可能となる作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication device, the division band array weight generation unit has a directional beam in the direction estimation result of the division band direction estimation unit in the corresponding division band, and is estimated by other users being multiplexed. Is characterized by generating an array weight for forming a null, and has an effect of enabling optimum directional reception in which a null is formed in the interference direction for each divided band for each of multiple users.
また、上記適応アンテナ無線通信装置は、サブキャリア送信重み生成部は、所望ユーザ方向に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信分割帯域アレー重みを生成することを特徴とし、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性送信受信が可能となる作用を有する。 In the adaptive antenna radio communication apparatus, the subcarrier transmission weight generation unit generates a transmission division band array weight having a directional beam in the desired user direction and forming a null in the multiplexed other user direction. It has the feature that it has the effect of enabling optimum directional transmission / reception in which a null is formed in the interference direction for each divided band for each of multiple users.
１ アレーアンテナ
１―１〜Ｎａ アンテナ素子
２―１〜Ｎａ 分波器
３―１〜Ｎｄ 分割帯域
４―１〜Ｎｄ 分割帯域方向推定部
５―１〜Ｎｄ 分割帯域アレー重み生成部
６―１〜Ｎｄ サブキャリア指向性形成部
７ 復調部
1 Array Antenna 1-1 to Na Antenna Element 2-1 to Na Demultiplexer 3-1 to Nd Divided Bands 4-1 to Nd Divided Band Direction Estimation Units 5-1 to Nd Divided Band Array Weight Generation Units 6-1 to 6-1 Nd subcarrier directivity forming unit 7 demodulating unit
Claims (17)
前記アンテナ素子毎に受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成する分波器と、
前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う方向推定部と
を具備する到来方向推定装置。 An array antenna composed of a plurality of antenna elements for receiving high-frequency signals;
A demultiplexer that demultiplexes the high-frequency signal received for each antenna element to generate a signal of a plurality of frequency components;
The signal of the plurality of frequency components is divided into Nd (Nd is a natural number of 2 or more) divided bands, and at least one of the Nd divided bands is divided into two or more belonging to the divided band. A direction-of-arrival estimation apparatus comprising: a direction estimation unit that estimates a direction of arrival of a radio wave using a frequency component signal.
前記方向推定部は、各分割帯域について、列ベクトルＶkの第ｍ番目の要素を、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値とし、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、Ｒ＝Ｖ1Ｖ1 H＋Ｖ2Ｖ2 H＋・・・＋ＶLＶL Hとして表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項３記載の到来方向推定装置。 Each of the divided bands includes L (L is a natural number of 2 or more) frequency component signals,
For each divided band, the direction estimation unit uses the m-th element of the column vector V k as the pilot signal at the m-th antenna element in the k-th (k is a natural number equal to or less than L) frequency component signal. When the correlation value is used and H is a complex conjugate transpose operator, direction-of-arrival estimation is performed using a correlation matrix R that can be expressed as R = V 1 V 1 H + V 2 V 2 H +... + V L V L H The direction-of-arrival estimation apparatus according to claim 3 .
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第ｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk、Ｖkxを列ベクトルＶkの第ｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、ｚ＝Ｖ1x *Ｖ1＋Ｖ2x *Ｖ2＋・・・＋ＶLx *ＶNとして表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項３記載の到来方向推定装置。 Each of the divided bands includes L (L is a natural number of 2 or more) frequency component signals,
The direction estimation unit, for each divided band, has a column vector having a pilot signal correlation value at the m-th antenna element in the signal of the k-th (k is a natural number equal to or less than L) frequency component as the m-th element. Is V k , V kx is the xth element of the column vector V k (where x is a natural number equal to or less than the number of antenna elements), and * is a complex conjugate transpose operator, z = V 1x * V 1 + V The arrival direction estimation apparatus according to claim 3, wherein the arrival direction estimation is performed using a correlation vector z that can be expressed as 2x * V 2 +... + V Lx * V N.
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｈを複素共役転置演算子とした場合、
として表せる相関行列Ｒを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項６記載の到来方向推定装置。 Each of the divided bands includes L (L is a natural number of 2 or more) frequency component signals,
The direction estimation unit is the m-th antenna element of the p-th arrival path (the number of all arrival paths is S) in the signal of the k-th (k is a natural number equal to or less than L) frequency component for each divided band. When the column vector having the pilot signal correlation value of m as the m-th element is Vk (p) and H is the complex conjugate transpose operator,
The arrival direction estimation apparatus according to claim 6, wherein the arrival direction estimation is performed using a correlation matrix R expressed as:
前記方向推定部は、各分割帯域について、第ｋ番目（ｋはＬ以下の自然数）の周波数成分の信号における第ｐ番目の到来パス（全到来パス数はＳ）の第ｍ番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値をｍ番目の要素にもつ列ベクトルをＶk(ｐ)、Ｖkx(ｐ)を列ベクトルＶk(ｐ)のｘ番目の要素（ただし、ｘはアンテナ素子数以下の自然数）とし、＊を複素共役転置演算子とした場合、
として表せる相関ベクトルｚを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求項６の到来方向推定装置。 Each of the divided bands includes L (L is a natural number of 2 or more) frequency component signals,
The direction estimation unit is the m-th antenna element of the p-th arrival path (the number of all arrival paths is S) in the signal of the k-th (k is a natural number equal to or less than L) frequency component for each divided band. The column vector having the pilot signal correlation value of m as the m-th element is Vk (p), Vkx (p) is the x-th element of the column vector Vk (p) (where x is a natural number equal to or less than the number of antenna elements), When * is a complex conjugate transpose operator,
The direction of arrival estimation apparatus according to claim 6 , wherein the direction of arrival is estimated using a correlation vector z expressed as
前記アンテナ素子毎に、受信された前記高周波信号を分波して複数の周波数成分の信号を生成し、
前記複数の周波数成分の信号をＮｄ個（Ｎｄは２以上の自然数）の分割帯域に分割し、前記Ｎｄ個の分割帯域のうちの少なくとも一つの分割帯域について、該分割帯域に属する２個以上の周波数成分の信号を用いて電波の到来方向推定を行う
到来方向推定方法。 Receive high-frequency signals using an array antenna composed of multiple antenna elements,
For each antenna element, the received high-frequency signal is demultiplexed to generate a plurality of frequency component signals,
The signal of the plurality of frequency components is divided into Nd (Nd is a natural number of 2 or more) divided bands, and at least one of the Nd divided bands is divided into two or more belonging to the divided band. A direction-of-arrival estimation method for estimating the direction of arrival of radio waves using frequency component signals.
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| KR102282779B1 (en) * | 2014-10-20 | 2021-07-28 | 한국전자통신연구원 | Apparatus and method for spatial filtering using estimation of direction of attention between user and target devices |
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| US9800327B2 (en) | 2014-11-20 | 2017-10-24 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus for controlling operations of a communication device and methods thereof |
| US9954287B2 (en) | 2014-11-20 | 2018-04-24 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus for converting wireless signals and electromagnetic waves and methods thereof |
| US10009067B2 (en) | 2014-12-04 | 2018-06-26 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for configuring a communication interface |
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| US10355367B2 (en) | 2015-10-16 | 2019-07-16 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Antenna structure for exchanging wireless signals |
| JP2017168939A (en) * | 2016-03-14 | 2017-09-21 | 富士通株式会社 | Communication control program, communication control method, and array antenna communication device |
| DE112017001984T5 (en) | 2016-04-12 | 2019-01-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Receiving device and receiving method and program and recording medium |
| US9860075B1 (en) | 2016-08-26 | 2018-01-02 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and communication node for broadband distribution |
| US10811767B2 (en) | 2016-10-21 | 2020-10-20 | At&T Intellectual Property I, L.P. | System and dielectric antenna with convex dielectric radome |
| US10374316B2 (en) | 2016-10-21 | 2019-08-06 | At&T Intellectual Property I, L.P. | System and dielectric antenna with non-uniform dielectric |
| US10312567B2 (en) | 2016-10-26 | 2019-06-04 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Launcher with planar strip antenna and methods for use therewith |
| US10498044B2 (en) | 2016-11-03 | 2019-12-03 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus for configuring a surface of an antenna |
| US10225025B2 (en) | 2016-11-03 | 2019-03-05 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for detecting a fault in a communication system |
| US10224634B2 (en) | 2016-11-03 | 2019-03-05 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Methods and apparatus for adjusting an operational characteristic of an antenna |
| US10291334B2 (en) | 2016-11-03 | 2019-05-14 | At&T Intellectual Property I, L.P. | System for detecting a fault in a communication system |
| US10090594B2 (en) | 2016-11-23 | 2018-10-02 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Antenna system having structural configurations for assembly |
| US10340603B2 (en) | 2016-11-23 | 2019-07-02 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Antenna system having shielded structural configurations for assembly |
| US10340601B2 (en) | 2016-11-23 | 2019-07-02 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Multi-antenna system and methods for use therewith |
| US10535928B2 (en) | 2016-11-23 | 2020-01-14 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Antenna system and methods for use therewith |
| US10178445B2 (en) | 2016-11-23 | 2019-01-08 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Methods, devices, and systems for load balancing between a plurality of waveguides |
| US10361489B2 (en) | 2016-12-01 | 2019-07-23 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Dielectric dish antenna system and methods for use therewith |
| US10305190B2 (en) | 2016-12-01 | 2019-05-28 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Reflecting dielectric antenna system and methods for use therewith |
| US10382976B2 (en) | 2016-12-06 | 2019-08-13 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for managing wireless communications based on communication paths and network device positions |
| US10819035B2 (en) | 2016-12-06 | 2020-10-27 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Launcher with helical antenna and methods for use therewith |
| US10637149B2 (en) | 2016-12-06 | 2020-04-28 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Injection molded dielectric antenna and methods for use therewith |
| US10135145B2 (en) | 2016-12-06 | 2018-11-20 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus and methods for generating an electromagnetic wave along a transmission medium |
| US10020844B2 (en) | 2016-12-06 | 2018-07-10 | T&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for broadcast communication via guided waves |
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| US10326494B2 (en) | 2016-12-06 | 2019-06-18 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Apparatus for measurement de-embedding and methods for use therewith |
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| US10243270B2 (en) | 2016-12-07 | 2019-03-26 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Beam adaptive multi-feed dielectric antenna system and methods for use therewith |
| US10359749B2 (en) | 2016-12-07 | 2019-07-23 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for utilities management via guided wave communication |
| US10168695B2 (en) | 2016-12-07 | 2019-01-01 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Method and apparatus for controlling an unmanned aircraft |
| US10027397B2 (en) | 2016-12-07 | 2018-07-17 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Distributed antenna system and methods for use therewith |
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| JP3576099B2 (en) * | 2000-12-22 | 2004-10-13 | 株式会社東芝 | Receiver using smart antenna, receiving method using smart antenna, and beam forming circuit |
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