JP2004363891A - Base station device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a base station device that suppresses inter-symbol interference on a reception side of a down line for transmission of an MC-CDMA system. <P>SOLUTION: At S21, a delay profile is measured on the reception side of an up line. At S22, paths #1 and #2 in a guard interval set in a delay profile and a path #3 outside the guard interval are discriminated. At S23, arrival directions are estimated by the respective separated paths. At S24, the paths #1 and #2 regarded as a desired wave and the path #3 regarded as an interference wave are selected. At S25, the directivity of the down line of an array antenna is so controlled that a directivity gain to the arrival direction of the paths #1 and #2 (which may be put together) regarded as the desired wave is large and a directivity gain to the arrival direction of the path #3 regarded as the interference wave is small. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

上述した特性の素子共有階層型アダプティブアレーアンテナは、アダプティブ処理のためのアンテナ重み数を削減して、収束速度と計算量を改善するために提案されたものである。しかし、基地局のアレーアンテナの指向性パターンとしての利点は検討されていなかった。
【００１１】
【非特許文献１】
堀，菊間，稲垣，「電子情報通信学会論文誌 Ｂ」，Ｖｏｌ．Ｊ８５−Ｂ， Ｎｏ．９，（２００２−９），ｐｐ．１６０８−１６１５
【非特許文献２】
浦口，菊間，稲垣，「電子情報通信学会論文誌 Ｂ」，Ｖｏｌ．Ｊ８３−Ｂ， Ｎｏ．２，（２０００−２），ｐｐ．２１６−２２４
【非特許文献３】
藤井，鈴木，「電子情報通信学会技術研究報告」，２００２−１１，ＲＣＳ２００２−２０２，ｐｐ．５９−６４
【非特許文献４】
北原，宮谷，小川，大鐘，「電子情報通信学会論文誌 Ｂ」，２００２−９，Ｖｏｌ．Ｊ８５−Ｂ，Ｎｏ．９，ｐｐ．１６６５−１６６８
【非特許文献５】
「アンテナ工学ハンドブック」，電子情報通信学会，１９８０，ｐ．２０８，２０９，２１３，２１４
【非特許文献６】
Ｈ．Ｙａｍａｓｕｇｅ， ａｎｄ Ｒ．Ｋｏｈｎｏ，“ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ”，Ｏｃｔ． ２００２，Ｖｏｌ．Ｅ８５−Ｂ， ｎｏ．１０，ｐｐ．１９２１−１９２６
【非特許文献７】
山菅，青木，渡辺，河野，「電子情報通信学会技術研究報告」，２００１−３，ＲＣＳ２０００−２３６，ｐｐ．１０１−１０６
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式に従ってガードインターバル区間を有した信号を送信する下り回線における、ユーザ端末側において受信される受信信号中に含まれる、ガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉（ＩＳＩ）を抑圧する基地局装置を提供することを目的とするものである。
加えて、アダプティブアレーアンテナの指向性利得が小さくなるヌルの幅を広げることができる基地局装置を提供することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載の発明においては、複数のユーザ端末に対し、アレーアンテナを使用しＭＣ−ＣＤＭＡ方式に従ってガードインターバル区間を有した信号を送信する基地局装置であって、上り回線受信信号の遅延プロファイルを前記各ユーザ端末別に測定する遅延プロファイル測定手段と、前記アレーアンテナを使用して受信した上り回線受信信号に基づいて、前記各ユーザ端末別にパスの到来方向を推定する到来方向推定手段と、前記遅延プロファイル測定手段により測定される前記各ユーザ端末別の遅延プロファイル、および、前記到来方向推定手段により推定されるパスの到来方向に基づいて、前記各ユーザ端末別の遅延プロファイルに下り回線での前記ガードインターバル区間を設定し、前記下り回線でのガードインターバル区間内にある、当該ユーザ端末からの少なくとも１つのパスを、当該ユーザ端末からの希望波のパスとみなし、前記下り回線でのガードインターバル区間を超える少なくとも１つのパスを、前記希望波に対する干渉波のパスとみなし、前記希望波のパスの到来方向への指向性利得が大きく、前記干渉波のパスの到来方向への指向性利得が小さくなるように、前記アレーアンテナの下り回線の指向性を制御する下り回線指向性制御手段を有するものである。
従って、送信側におけるアレーアンテナの指向性制御により、ユーザ端末側において受信されるＭＣ−ＣＤＭＡ受信信号の、ガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉（ＩＳＩ）を抑圧することができる。
アレーアンテナを使用して受信した上り回線の受信信号に基づいて各ユーザ端末からの希望波のパスおよび干渉波のパスの到来方向を推定することにより、アレーアンテナの下り回線の指向性を制御することから、上下回線の搬送波周波数差の影響を受けにくい。
【００１４】
下り回線指向性制御手段が希望波のパス、干渉波のパスとみなす手法には種々のものがある。
（１）先頭波のパスより下り回線でのガードインターバル区間の長さ以内にある当該ユーザ端末からの１つのパス、例えば、受信レベルの最も大きいパスを希望波のパスとみなせばよい。ただし、先頭波のパスは、必ずしも受信レベルが最大値のものではない。
（２）下り回線でのガードインターバル区間内にある当該ユーザ端末からの複数のパスをまとめて合成してもよい。その結果、アンテナの自由度を１つ消費するだけですむ。
（３）干渉の程度は、干渉波となる遅延波の受信レベルが大きいほど優勢である。したがって、干渉波のパスと見なすものは、特に、シンボル間干渉を引き起こす下り回線でのガードインターバル区間の長さを超えるパスに関して、受信レベルが大きいパスほど優先的に干渉波のパスとみなすようにしてもよい。
【００１５】
請求項２に記載の発明においては、請求項１に記載の基地局装置において、前記下り回線指向性制御手段は、加えて、当該ユーザ端末からの希望波のパスの到来方向以外に存在するサイドローブレベルが所定値以下になるように前記アレーアンテナの下り回線の指向性を制御するものである。
サイドローブレベルが低く抑えられると、単に、サイドローブレベルが低下するだけでなく、アレーアンテナの指向性利得が小さくなる角度幅（ヌルの幅）を広げることができる。その結果、ユーザ端末の移動によっても、伝送品質が急には変化しない。そのため、セルラー方式等の移動通信に適用した場合においては、通信中の伝送品質を常に一定基準以上確保するための無線アクセス制御におけるアクセス可否判定が容易になる。また、無線ＬＡＮ等の広帯域無線アクセスシステムに適用した場合においては、通信中の伝送品質を一定基準以上に保つための無線アクセス制御が容易になる。
【００１６】
なお、アンテナの自由度に余裕があるか否かを判定する手段を設けて、アンテナの自由度に余裕があるときには、請求項２記載の下り回線指向性制御を行うようにしてもよい。
すなわち、希望波のパスの到来方向および前記干渉波のパスの到来方向に対する指向性利得の制御により、アンテナの自由度に余裕がなくなったと判定したときは、請求項１に記載の回線指向性制御手段を機能させ、アンテナの自由度にまだ余裕があると判定したときには、加えて、当該ユーザ端末からの希望波のパスの到来方向以外に存在するサイドローブレベルが所定値以下になるようにアレーアンテナの下り回線の指向性を制御するものであってもよい。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態を説明するための基地局の、送信側の一例を示すブロック構成図である。
１はｉ番目のユーザの送信データを入力し、Ｍ個の並列データに変換して、キャリア毎に分配する直並列変換部である。
２_１〜２_Ｍはキャリア毎に設けられた拡散およびユーザ多重化部である。
第１番目のキャリア１に対する拡散および多重化部２_１について説明する。拡散部（乗算器）３において、ユーザｉの分配されたデータ（データシンボル）は、拡散符号ｃ_ｉ ^１（ｔ）と乗算されて時間軸方向に符号拡散される。各ユーザに割り当てられるこの拡散符号ｃ_ｉ ^１（ｔ）は、各キャリア１〜Ｍによって異ならせてもよいが、全てのキャリア１〜Ｍについて同一の拡散符号を割り当ててもよい。
なお、説明を簡単にするため、１次変調は一例としてＢＰＳＫであるとし、１次変調ブロックの図示を省略した。
【００１８】
拡散部３の出力は、コピー部４にて、符号拡散されたデータシンボルがアンテナエレメント１〜Ｋの系統にコピーされ、それぞれ、アンテナウエイト重み付け部５_１〜５_Ｋに供給される。アンテナウエイトｗ_１ｉ ^１（ｔ）〜ｗ_Ｋｉ ^１（ｔ）は、アンテナウエイト計算部１６において計算されたものを用いる。下付文字の左側はアンテナ素子の素子番号、下付文字の右側はユーザ番号、上付文字はキャリア番号である。
アンテナウエイト重み付け部５_１〜５_Ｋの出力は、さらに、合成部（ＭＵＸ）６_１〜６_Ｋに供給され、ここで、他ユーザの同様の拡散部の出力と加算合成されて、全ユーザの符号多重化された拡散信号が、１〜Ｋ本のアンテナエレメント系統に出力される。
【００１９】
各キャリア１〜Ｍ毎に設けられた拡散およびユーザ多重化部２_１〜２_Ｍから第１〜第Ｋのアンテナエレメント系統に出力される拡散信号は、それぞれ、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）部７_１〜７_Ｋに入力される。
第１の素子系統について説明する。離散逆フーリエ変換は、データシンボルが拡散符号ｃ_ｉ ^１（ｔ）で拡散された後のチップデータ単位で行われ、このチップデータ単位の時間幅が、離散逆フーリエ変換されて得られるＯＦＤＭ変調信号の１シンボル（ＯＦＤＭシンボル）の時間幅に対応する。
ＯＦＤＭ変調信号は、ガードインターバル付加部８_１において、ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル毎にガードインターバル（ＧＩ）区間が付加される。このガードインターバル（ＧＩ）区間は、ＯＦＤＭ変調信号の有効シンボル区間の末尾と同一の波形であって、有効シンボル期間の先頭に付加されたものである。
次に、Ｄ／Ａ変換部９_１で時間軸波形に変換され、乗算器１０_１において、発振器１１_１の出力と乗算されて周波数変換され、デュプレクサ１２_１を経てアレーアンテナの第１のアンテナ素子１３_１に出力される。
【００２０】
他の素子系統についても同様である。逆フーリエ変換された拡散信号にガードインターバルが付加された信号を変調しＫ本の素子に出力され、Ｋ本のアンテナ素子１３_１〜１３_Ｋ全体として、アンテナウエイトｗ_１ｉ ^１（ｔ）〜ｗ_Ｋｉ ^１（ｔ）の計算アルゴリズムに従った、各ユーザｉ毎の送信指向性パターンが形成される。
上述したアンテナウエイトｗ_１ｉ ^１（ｔ）〜ｗ_Ｋｉ ^１（ｔ）は、基地局における上り回線の受信信号により各ユーザ端末からの電波の到来方向を推定した情報に基づいて決定する。
上り回線と下り回線とは、周波数帯域が分離されており、ＦＤＤとして多重化されている。上り回線と下り回線とでは、伝送方式，伝送帯域幅を同じにする必要はない。しかし、上り回線の伝送方式としては、たとえば、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式等のように、遅延パスを高精度に分離できる遅延プロファイル測定が可能な伝送方式を用いることを前提とする。
【００２１】
アンテナ素子１３_１〜１３_Ｋで受信された信号は、遅延プロファイル測定部１４に入力され、下り受信回線がＤＣ−ＣＤＭＡ方式であれば、各ユーザｉの上り回線の拡散符号を乗算して逆拡散を行うことにより、ユーザ別に各遅延波が分離された遅延プロファイルを作成し、ユーザ別の到来方向推定部１５に出力する。下り受信回線がＭＣ−ＣＤＭＡ方式であれば、例えば、ＯＦＤＭ変調された各ユーザのパイロット信号とそのレプリカとの相関検出により遅延プロファイルを作成すればよい。
遅延プロファイル測定部１４は、アンテナ素子１３_１〜１３_Ｋからの各受信信号について遅延プロファイルを測定して平均化したり、１つのアンテナ素子からの信号についてのみ遅延プロファイルを測定したり、具体化に際し、種々の構成をとることができる。
到来方向推定部１５においては、ユーザｉ別に時間分離した到来波の方向を推定し、アンテナウエイト計算部（Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｅｉｇｈｔ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）１６に出力する。
アンテナウエイト計算部１６では、ある希望ユーザｉのアンテナウエイトを、遅延プロファイル測定部１４で検出された、ある希望ユーザｉのパスおよび他ユーザのパスに関し、到来方向推定部１５により推定された、それらの到来方向推定結果を用いて、ある希望ユーザｉに最適な送信指向性パターンとなるようにアンテナウエイトを計算する。
【００２２】
図２は、図１に示した実施の一形態における第１の動作例を示すフローチャートである。
図３は、図１に示した実施の一形態における遅延プロファイル測定結果および到来方向推定結果を示す説明図である。
図３を参照しながら、図２の処理を順に説明する。
Ｓ２１は、上り回線の受信側において、スライディング相関、マッチドフィルタ等を用いて、遅延プロファイルを測定する。
【００２３】
Ｓ２２において、各ユーザ端末別の遅延プロファイルにおけるガードインターバル（ＧＩ）内のパスとガードインターバル（ＧＩ）外のパスとを識別する。
まず、受信した上り回線の各ユーザ端末別の遅延プロファイルに、下り回線でのガードインターバル区間を設定する。上り回線は必ずしもＭＣ−ＣＤＭＡではないため、受信信号中にガードインターバルの区間が含まれているわけではない。ガードインターバル区間の設定は、あくまで仮想的なもので、下り回線でＭＣ−ＣＤＭＡ方式により送信する際に、ユーザ端末側で、ガードインターバル区間を超える遅延波が受信されるか否かを調べるために設定する。
ガードインターバル区間は、原理的には、上り回線受信信号の各ユーザ端末別の遅延プロファイルにおける先頭波（先行波）のパスのタイミングから開始するように設定すればよい。
ただし、先頭波のパスは、必ずしも受信レベルが最大とならない。そのような場合は、例えば、受信レベルが最大となるパスから先行して、この最大の受信レベルに応じて決めた所定の閾値を超える最も先行する位置のパスを先頭波とみなし、この先頭波のパスをガードインターバル区間の開始位置とする。
【００２４】
図３（ａ）には、各ユーザ毎に測定される遅延プロファイルが示されている。
図示の例では、ある希望ユーザの拡散符号との相関検出の結果、先頭パス＃１から開始されるガードインターバルの区間に、先頭パス＃１，遅延パス＃２が含まれ、ガードインターバルの区間を超える以後の区間に、遅延パス＃３がある。
希望ユーザの拡散符号との相関検出の結果であるから、希望ユーザ端末からのパスが測定される。しかし、他ユーザ端末からのパスの到来波も、拡散符号による処理利得分だけレベル減衰した状態で含まれている。
【００２５】
Ｓ２３においては、Ｓ２１の遅延プロファイル測定ステップにおいて分離した各パス毎に到来方向推定をする。
例えば、遅延プロファイル測定部１４は、各ユーザ端末別の遅延プロファイルを、各アンテナ素子１３_１〜１３_Ｋの受信信号について測定している。各アンテナ素子１３_１〜１３_Ｋ別の遅延プロファイル（１）〜遅延プロファイル（Ｋ）において、各ユーザ端末からのパスは、先頭波＃１，第１遅延波＃２，第２遅延波＃３，…というように時間的に分離されている。このように時間的に分離された各ユーザ端末からのパスのそれぞれについて、遅延プロファイル（１）〜遅延プロファイル（Ｋ）で測定された、受信レベル、位相、時間差等の相違に基づいて到来波が推定される。
到来方向の具体的な推定手法としては、非特許文献２に記載されているような、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）やＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法などが知られている。
【００２６】
図３（ｂ）には、図３（ａ）に示した希望ユーザｉのパス＃１，＃２，＃３についての到来方向推定結果の一例を示している。
希望ユーザｉのユーザ端末に対する、先頭パス＃１，遅延パス＃２，＃３は、屋外の市街地伝搬で基地局アンテナ高が周囲の建物より高い場合には、一般に角度スプレッドが小さいので到来方向も接近している。
図３（ｃ）には、図３（ａ）では省略した他ユーザａ，ｂについて遅延プロファイル測定をして測定されたパスを含めたパスの到来方向推定結果の一例が示されている。
【００２７】
Ｓ２４において、Ｓ２２およびＳ２３の推定結果に基づいて、希望波とみなすパスおよび干渉波とみなすパスを選択する。
その選択の手法としては種々のものがある。
Ｓ２２において、各ユーザ端末別に測定された遅延プロファイルの先頭パスよりガードインターバル区間の長さ以内のパスであると識別されたもの、図３（ａ）ではパス＃１，＃２、の中から、当該ユーザ端末（希望ユーザ端末）からの少なくとも１つのパスを、当該ユーザ端末からの希望波のパスとみなす。
第１の方法は、受信レベルの最も大きいパスを希望波のパスとみなす。
第２の方法は、下り回線でのガードインターバル区間の長さ以内のパスと識別された、当該ユーザ端末からの複数のパスを合成したものを１つの希望波とみなす。この場合、複数の希望波のパスは互いに相関があるものとみなすので、アンテナの自由度を１つ消費するだけですむ。
【００２８】
また、Ｓ２２において識別された、当該ユーザ端末の遅延プロファイルの上述したガードインターバル区間を超える少なくとも１つのパスを、上述した希望波に対する干渉波のパスとみなす。このような干渉波のパスとしては、図３（ａ）に示した、当該ユーザ端末からの遅延波のパス＃３だけでない。図３（ｃ）に示したような、他ユーザａ，ｂからのパスが含まれている場合がある。
また、当該ユーザ端末からの先頭パスよりガードインターバル区間の長さ以内に、他ユーザ端末からのパスが含まれる可能性がある。他ユーザ端末の遅延プロファイル測定や、到来方向推定等によって、これが他ユーザ端末からのパスであると判定されれば、当該ユーザ端末に対する希望波のパスとは見なさず、干渉波のパスとみなす。
【００２９】
また、干渉の程度は、干渉波の受信レベルが大きいほど優勢であると推定される。したがって、受信レベルが大きい遅延波のパスについては優先的に干渉波のパスとみなすことが好ましい。特に、シンボル間干渉を引き起こす希望ユーザ端末のガードインターバル区間の長さを超えるパスに関しては、受信レベルが大きい遅延波のパスほど優先的に干渉波のパスとみなすことが好ましい。
図３（ｂ），図３（ｃ）を参照して後述するように、アンテナウエイトの計算時においては、上述した希望波と見なすパスの選択および干渉波とみなすパスの選択の結果を受けて、後述する仮想的な相関行列を求めるための各パス間の相関の大きさを決定する。
例えば、希望波とみなすパスの方向への指向性利得が大きくなり、干渉波とみなすパスの方向への指向性利得を小さくなるようにするには、希望ユーザｉの希望波のパス＃１と、希望波のパス＃２とは、互いに相関ありとみなす。また、同じパス同士の相関については相関ありとみなす。
次に、希望波のパス＃１または＃２と、ガードインターバル内の希望ユーザｉの干渉波のパス＃３、他ユーザａの干渉波のパス、他ユーザｂの干渉波のパスとは、互いに無相関と見なす。
また、他ユーザａの干渉波のパスと、他ユーザｂの干渉波のパスとは、互いに無相関と見なす。
【００３０】
Ｓ２５において、「アルゴリズム１」を実行する。
希望波のパスとみなした少なくとも１つのパスの到来方向への指向性利得を大きくし、一方、干渉波のパスとみなしたパスの到来方向への指向性利得が小さくなる（ヌルを向ける）ようにアンテナウエイトを計算して、アレーアンテナの下り回線の指向性を制御する。
その結果、逆の下り回線において、希望波のパスとみなしたパスを通って、基地局からの電波がユーザ端末に到来して受信させるようにする。また、干渉波のパスとみなしたパスを通って、基地局からの電波がユーザ端末に到来しないようにして干渉波を受信させないようにする。
なお、希望波のパスと見なしたパスが複数ある場合には、箇々のパスについてその到来方向への指向性利得を大きくしてもよいが、この複数のパスを合成したパスに対して指向性利得を大きくしたほうが、アンテナの自由度の消費を少なくして、ヌルの数を増やすことができる。
【００３１】
なお、図２に示した処理ステップは一例であってこれに限らない。
基地局では、遅延プロファイル測定や到来方向推定を、本件発明とは別目的に使用している場合もある。図１の遅延プロファイル測定部１４から本件発明の実施の形態に必要な測定値を入手し、到来方向推定部１５から本件発明の実施の形態に必要な推定値を入手すればよい。
図２に示した処理ステップでは、希望波と見なすか干渉波とみなすかは、主として、各ユーザ端末別の遅延プロファイル測定によって、ガードインターバル区間の長さ以内の遅延かどうかで判定するように説明した。
しかし、到来方向推定など、その他の測定結果あるいは推定結果を考慮して、希望波と見なすか干渉波とみなすかを判定してもよい。すなわち、遅延プロファイル測定部１４により測定される遅延プロファイル、および、到来方向推定部１５により推定されるパスの到来方向に基づいて、前記アレーアンテナの下り回線の指向性を制御すればよい。
【００３２】
アンテナウエイトの計算は、例えば、下り回線について、仮想的な相関行列と相関ベクトルとを計算することにより行われる。
希望ユーザｉのユーザ端末を送信相手とするアンテナウエイトｗ_ｉは、Ｗｉｅｎｅｒ解として次式で与えられる。
【数２】

ここで、γ_ｉはアンテナウエイトｗ_ｉの大きさを（５）式のように、１に規格化するための規格化定数であり、Ｒ_ｘｘｉはユーザｉの仮想的な相関行列、Ｒ_ｘｘｉ ^−１はＲ_ｘｘｉの逆行列、ｒ_ｘｒｉは希望ユーザｉの仮想的な相関ベクトルをそれぞれ表す。
アダプティブアレーアンテナがガードインターバル内の希望ユーザｉのパスを希望波と見なし、ガードインターバル外の希望ユーザｉのパスを干渉波と見なし、および、他ユーザのパスを干渉波と見なして動作させる。
【００３３】
そのため、相関行列Ｒ_ｘｘｉを計算する際、図３（ａ），図３（ｂ）に示すように、ガードインターバル内の希望ユーザｉのパス＃１，＃２と、ガードインターバル外の希望ユーザｉのパス＃３とが互いに無相関であるとみなす。
また、図３（ｃ）に示した他ユーザａのパスおよび他ユーザｂのパスは、それぞれ希望ユーザｉのパスに対して無相関であり、他ユーザａのパスと他ユーザｂのパスとの間も無相関であるとみなす。
上述した仮定のもとで、相関行列Ｒ_ｘｘｉおよび相関ベクトルｒ_ｘｒｉを計算すればよい。
また、相関ベクトルｒ_ｘｒｉを計算する際は、第ｉユーザのマルチパスの中で、相関があり希望波であると判断したガードインターバル内の１または複数のパスについてだけ、相関ベクトルｒ_ｘｒｉを計算し、その計算結果をベクトル加算すればよい。
【００３４】
図４は、図１に示した実施の一形態における第２の動作例を説明するフローチャートである。
ステップＳ２１からＳ２４までは、図２に示した第１の動作例と同じであるので説明を省略する。
Ｓ２４に引き続くＳ３１において、
Ｋ−１＞Ｎ_Ｉ （６）
であるか否かを判定する。
ここで、Ｋはアンテナの素子数、すなわち、アンテナの自由度である。ガードバンドインターバル内に存在する希望波のパスは、複数本ある場合であっても合成したものについて指向性パターンを形成するようにする。従って、希望波と見なすパスの数は１として計算し、ヌルを形成するための自由度は（Ｋ−１）となる。
Ｎ_Ｉは干渉波と見なすパスの数である。
従って、Ｓ３１の式が成り立つ（Ｙｅｓ）ときは、必要とされるヌルを形成しても、アンテナの自由度にまだ余裕があることを意味する。このようにアンテナの自由度に余裕があるか否かを判定し、アンテナの自由度に余裕がある場合（Ｙｅｓ）は、Ｓ３２に処理を進め「アルゴリズム２」を実行するが、そうでない（Ｎｏ）ときは、Ｓ２５に処理を進め、図２に示した第１の動作例と同様の「アルゴリズム１」を実行する。
【００３５】
Ｓ３２においては、希望波のパスとみなした少なくとも１つのパスの到来方向への指向性利得を大きくし、干渉波のパスとみなしたパスの到来方向への指向性利得が小さくなるようにし、加えて、希望波のパスの到来方向以外に存在するサイドローブレベルが所定値以下になるようにアンテナウエイトを計算して、アレーアンテナの下り回線の指向性を制御する。
なお、Ｓ２５と同様に、希望波のパスと見なしたパスが複数ある場合には、複数のパスを合成したものに対して指向性利得を大きくするようにして、アンテナの自由度に余裕を持たせる。
【００３６】
サイドローブの分布は、例えば、従来技術の説明で述べたような、第１階層にドルフ−チェビシェフ励振振幅分布によるビームフォーミングの能力を持たせ、第２階層にヌルステアリングの能力を持たせるようなアンテナウエイトを計算する。
図８に示したものは、受信時のアンテナウエイトを説明したものであったが、送信時のアンテナウエイト置きかえることができる。
なお、実際にアンテナウエイトを計算する際には、同じ結果が得られればよく、Ｗ_２とＷ_１の各アンテナウエイトを個別に計算してから乗算する必要はなく、一度の計算で行えばよい。
【００３７】
サイドローブレベルが低く抑えられれば、単に、サイドローブレベルが低下するだけでなく、アレーアンテナの指向性利得が小さくなるヌルの幅（ヌルのレベル低下の広がり角度）を広げることができる。
その結果、送信相手の希望ユーザ端末が高速に移動することにより、この希望ユーザ端末において、遅延波パスの到来方向が変化しても、遅延波の受信レベルが急に増えることがない。従って、この送信相手の希望ユーザ端末に与える干渉を現状維持することができる。
一方、他ユーザ端末が高速に移動することにより、この他ユーザ端末において、受ける干渉波パスの到来方向が変化しても、干渉波のレベルが急に増えることがない。従って、この他ユーザ端末へ与える干渉を現状維持することができる。
従って、いずれのユーザ端末の移動によっても、実質的に通信中の伝送品質が急には変化しないため、通信中の伝送品質を常に一定基準以上確保するための無線アクセス制御におけるアクセス可否判定が容易になる。
【００３８】
図５は、図２，図４に示した「アルゴリズム１」，「アルゴリズム２」に従ったシミュレーションによる指向性パターンを示すグラフである。
図中、横軸はパスの到来角度［ｄｅｇ．］、縦軸は利得［ｄＢ］である。破線は、図２に示した第１の動作例、図４に示した第２の動作例の「アルゴリズム１」のシミュレーション結果を示し、実線は、図４に示した第２の動作例における「アルゴリズム２」のシミュレーション結果を示す。
計算機シミュレーション諸元について簡単に説明しておく。１次変調はＱＰＳＫ変調、中心周波数５［ＧＨｚ］、サブキャリア間隔４０［ｋＨｚ］、サブキャリア数１０２４、ガードインターバル長６．２５μｓ（ＯＦＤＭシンボル長の１／４）、拡散符号利得３２である。６素子半波長等間隔リニアアレーアンテナを用いた。単一ユーザ、４パスモデルを用い、各パスの電力と到来方向は正確に推定できるものとした。
また、アンテナウエイトは、比帯域が小さいので各サブキャリア毎に同じ値とし、中心周波数の値で計算した。
【００３９】
ガードインターバル内にある、２つの希望波の到来角度を黒丸で示している。両者を合成したものを１つの希望波として計算しているので、メインローブは１つである。
一方、干渉波の到来角度を×印で示している。それぞれに、ヌルが形成されている。
アンテナの自由度は６−１＝５、希望波１、干渉波２であるので、自由度の余裕は、５−１−２＝２である。従って、第２のアルゴリズムを適用することができ、サブローブのピークが略−４０［ｄＢ］以下に抑えられる。
【００４０】
図１を参照して説明したＭＣ−ＣＤＭＡ方式は、時間軸方向に符号拡散させていた。しかしＭＣ−ＣＤＭＡ方式では、複数ユーザの各データシンボル系列は、時間軸方向に符号拡散させる方式と、周波数軸方向に符号拡散させる方式がある。いずれか一方のみを採用しても、伝搬路変動に応じて方式を切り替えてもよい。
周波数軸方向に拡散させる場合、例えば、各データシンボル系列の同じデータシンボルを各サブキャリアに対して共通に供給する。各ユーザに割り当てられた拡散符号は、その各チップの値を各サブキャリアに分配する。各サブキャリアにおいて、供給されたデータシンボルに各ユーザに割り当てられた拡散符号のチップの値を乗算して周波数軸方向に拡散する。この場合、離散逆フーリエ変換は、拡散符号のチップの値が乗算されたデータシンボル単位で行われ、この拡散符号のチップの値が乗算されたデータシンボル単位の時間幅が、離散逆フーリエ変換されて得られるＯＦＤＭ変調信号の１シンボル（ＯＦＤＭシンボル）の時間幅に対応する。ガードインターバル（ＧＩ）区間はＯＦＤＭ変調信号の１シンボル毎に付加される。
【００４１】
以上、本発明を移動通信システムに適用した場合について説明した。本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１等の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように、固定のユーザ端末を対象とした広帯域無線アクセスシステムに適用することができる。固定のユーザ端末側において受信される受信信号中に含まれるガードインターバルを超える遅延波によるシンボル間干渉を抑圧することができる。また、ユーザ端末の設置場所を移動させた場合にも伝送品質が大きく変動しないために、通信中の伝送品質を一定基準以上に保つための無線アクセス制御を容易にすることができる。
【００４２】
【発明の効果】
上述した説明から明らかなように、本発明によれば、ＯＦＤＭ送信信号の受信側でのシンボル間干渉（ＩＳＩ）を抑圧することができるという効果がある。その結果、受信側のユーザ端末において、ガードインターバル長を超える遅延波による、シンボル間干渉を防止し、受信品質の大幅な劣化を防止することができる。
また、アダプティブアレーアンテナのサイドローブレベルを低く抑えるとともに、アレーアンテナの指向性利得が小さくなる角度幅を広げることができるという効果を持たせることができる。その結果、ユーザ端末が高速移動しても、伝送品質が大きく変動しない。そのため、移動通信に適用した場合においては、通信中の伝送品質を常に一定基準以上確保するための無線アクセス制御におけるアクセス可否判定が容易になり、広帯域無線アクセスシステムに適用した場合においては、通信中の伝送品質を一定基準以上に保つための無線アクセス制御が容易になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を説明するための基地局の、送信側の一例を示すブロック構成図である。
【図２】図１に示した実施の一形態における第１の動作例を示すフローチャートである。
【図３】図１に示した実施の一形態における遅延プロファイル測定結果および到来方向推定結果を示す説明図である。
【図４】図１に示した実施の一形態における第２の動作例を説明するフローチャートである。
【図５】図３，図４に示したアルゴリズム１，アルゴリズム２に従ったシミュレーションによる指向性パターンを示すグラフである。
【図６】アダプティブアレーアンテナを用いたＣＤＭＡ移動通信システムの例を示す説明図である。
【図７】ドルフチェビシェフ・アレーアンテナの指向性を示すグラフである。
【図８】素子共有階層型アダプティブアレーアンテナの原理的構成図である。
【符号の説明】
１…直並列変換部、２_１〜２_Ｍ…拡散およびユーザ多重化部、３…拡散部、４…コピー部、５_１〜５_Ｋ…アンテナウエイト重み付け部、６_１〜６_Ｋ…合成部、７_１〜７_Ｋ…離散逆フーリエ変換部、８_１〜８_Ｋ…ガードインターバル付加部、１０_１〜１０_Ｋ…乗算器、１１_１〜１１_Ｋ…発振器、１３_１〜１３_Ｋ…アンテナ素子、１４…遅延プロファイル測定部、１５…到来方向推定部、１６…アンテナウエイト計算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a base station apparatus that transmits a signal having a guard interval section to a plurality of user terminals using an array antenna according to an MC-CDMA transmission scheme.
[0002]
[Prior art]
In recent years, studies on a new generation mobile communication system aiming at a high-speed and broadband transmission service have begun. In order to provide services with finite frequency resources, it is necessary to use frequencies more efficiently. As a transmission method for this purpose, an MC-MC-code division multiple access system using OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation is used. A CDMA (Multicarrier-Code Division Multiple Access) system is under study.
In the MC-CDMA system, each data symbol sequence of one or a plurality of users and, if necessary, a pilot symbol sequence are code-multiplexed with different spreading codes. This code multiplexing is performed for each carrier (subcarrier). The carrier frequencies have a frequency arrangement orthogonal to each other.
In the microwave band, which is considered to be promising in the new generation mobile communication, the propagation loss increases compared to the conventional frequency band. Therefore, it has been studied to apply an adaptive array antenna to the base station to increase the gain and to effectively suppress the interference of other users to increase the traffic that can be accommodated.
[0003]
First, the principle of suppressing other-user interference using an adaptive array antenna will be briefly described.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of a CDMA mobile communication system using an adaptive array antenna.
In the figure, 41 is a mobile station of user 1, 42 is a mobile station of user 2, 44 is a base station, and 45 is an adaptive array antenna of the base station. The number of elements is arbitrary. By controlling the antenna weight by which the signal received by each antenna element is multiplied at the time of reception, the directivity pattern at the time of reception can be freely controlled.
Therefore, on the uplink where the transmission waves from the mobile stations 41 and 42 are received by the base station 44, the mobile station 41 of user 1 receives the beam pattern shown as the user 1 directivity 51. The user 1 directivity 51 has a main lobe in the direction of the mobile station 41 of the user 1 and has a null (beam null) in the direction of the mobile station 42 of the user 2. Similarly, the user 2 directivity 52 has a main lobe in the direction of the mobile station 42 of the user 2 and has a null in the direction of the mobile station 41 of the user 1.
As a result, when the adaptive array antenna receives the main lobe in the direction of one mobile station while receiving the signal, the direction of the other mobile station is null, so that the interference wave transmitted from the other mobile station is suppressed. You.
On the other hand, when transmitting from the base station in the downlink, the adaptive array antenna 45 transmits the main lobe in the direction of one mobile station, and null is directed in the direction of the other mobile station. In this mobile station, it is suppressed that a received wave directed to one mobile station is received as an interference wave.
[0004]
By the way, in the above-mentioned OFDM modulation system, the same waveform as the end of the effective symbol section of IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) is added to the beginning of the effective symbol section, and this is defined as a guard interval (GI) section. The communication quality is prevented from deteriorating due to a delay wave arriving with a delay time shorter than the guard interval length from the arrival time of the leading wave (preceding wave). However, if there is a delayed wave arriving at a long delay time exceeding the guard interval length, inter-symbol interference (ISI) of the OFDM signal is caused. Is greatly deteriorated.
Therefore, as with the suppression of other user paths described above, suppression of a delayed wave exceeding the guard interval length by a method of directing null of the directional gain of the adaptive array antenna has been studied.
[0005]
For example, in Non-Patent Document 1, in receiving an OFDM modulated signal for terrestrial digital television broadcasting, the null of the directivity pattern is directed also to the arrival direction of a delayed wave exceeding a guard interval. However, in this document, only the first wave is set as a desired wave and null is directed also to the arrival direction of a delayed wave in a guard interval section, for the purpose of elementary wave separation.
In Non-Patent Document 2, when the above-described OFDM modulation scheme is applied to DS-CDMA mobile communication, that is, MC-CDMA described at the beginning, one or a plurality of signals including a head wave in a guard interval section are provided. The main lobe is directed to one of the arriving waves, and null waves are directed toward the remaining arriving waves within the guard interval and the delayed waves exceeding the guard interval to separate the rays.
[0006]
The study of the adaptive array antenna in the OFDM modulation scheme or the MC-CDMA scheme using the OFDM modulation scheme has been applied to the receiving side.
On the other hand, Non-Patent Document 3 is known as a study applied to the transmission side. However, delay waves exceeding the guard interval length have not been studied. Also, it is based on TDD (Time Division Duplex), in which the weight on the receiving side of the uplink is copied and used as the weight on the transmitting side of the downlink.
However, in the case of FDD (Frequency Division Duplex), the carrier frequency differs greatly between the downlink and the uplink. Therefore, when the carrier frequency difference is widened, the directivity pattern of the downlink where the antenna weight created by copying the uplink and the antenna weight is created is different from the directivity pattern of the uplink and the multipath I cannot suppress it enough.
[0007]
In the case of the DS-CDMA (W-CDMA) system, studies on FDD have been conventionally studied, for example, in Non-Patent Document 3. Directivity control is performed by calculating the downlink antenna weight based on the arrival direction information of the radio wave from the mobile station on the uplink.
However, with respect to the MC-CDMA FDD downlink, the mobile station of each user can suppress inter-symbol interference due to a delay wave arriving at a long delay time exceeding the guard interval length of the OFDM modulation signal transmitted from the base station. In addition, a method for controlling the directional gain of an array antenna has not been known.
[0008]
On the other hand, as a beam forming technique of an adaptive array antenna, a technique based on a Dolph-Chebyshev excitation amplitude distribution is known, for example, from Non-Patent Document 5.
FIG. 7 is a graph showing the directional gain of the Dorfchebyshev array antenna.
The horizontal axis is the angle of arrival, and the vertical axis is the directivity gain. As a comparative example, the directional gain of an equal phase uniform excitation amplitude distribution, which is a common array antenna, is indicated by a broken line. In this Dorf-Chebyshev array antenna, the main lobe is directed in the desired wave direction (120 °), and all side lobe levels are kept below a predetermined value.
[0009]
In addition, Non-Patent Documents 6 and 7 disclose element-shared hierarchical array antennas in which null steering is combined with beamforming based on the Dolf-Chebyshev excitation amplitude distribution.
FIG. 8 is a diagram showing the basic configuration of an element-shared hierarchical adaptive array antenna.
In the figure, 61 is an antenna element, 62 is an antenna weight in the first hierarchy, and 63 is an antenna weight in the second hierarchy.
The hierarchical adaptive array antenna is an adaptive array using the array antenna as an element antenna. The antenna weights are allocated to each layer, and different levels are provided for each layer.
[0010]
If the first layer has a beam forming capability based on the Dolph-Chebyshev excitation amplitude distribution and the second layer has a null steering capability, the side lobe level can be suppressed and the desired direction can be null. be able to. In particular, in the element-shared hierarchical array antenna as shown in the drawing, the number of antenna weights in the second hierarchy is increased by increasing the number of nulls that can be generated by shifting the sub-array by one antenna element. I have.
The matrix of the antenna weight of the first layer is W₁And the matrix of antenna weights in the second layer is W₂Then, the output Y becomes W with respect to the received signal vector X as in the following equation.₂, W₁, X.
(Equation 1)

The element-sharing hierarchical adaptive array antenna having the above-described characteristics has been proposed to reduce the number of antenna weights for adaptive processing to improve the convergence speed and the amount of calculation. However, the advantage of the array antenna of the base station as a directivity pattern has not been studied.
[0011]
[Non-patent document 1]
Hori, Kikuma, Inagaki, "Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers B", Vol. J85-B, No. 9, (2002-9), p. 1608-1615
[Non-patent document 2]
Uraguchi, Kikuma, Inagaki, "Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers B", Vol. J83-B, No. 2, (2000-2) pp. 216-224
[Non-Patent Document 3]
Fujii, Suzuki, "Technical Research Report of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers", 2002-11, RCS2002-202, p. 59-64
[Non-patent document 4]
Kitahara, Miyatani, Ogawa, Ohgane, "Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers B", 2002-9, Vol. J85-B, No. 9, pp. 1665-1668
[Non-Patent Document 5]
"Antenna Engineering Handbook", IEICE, 1980, p. 208, 209, 213, 214
[Non-Patent Document 6]
H. Yamasuge, and R.S. Kohno, "IEICE Trans. Commun", Oct. 2002, Vol. E85-B, no. 10, pp. 1921-1926
[Non-Patent Document 7]
Yamasuga, Aoki, Watanabe, Kono, "Technical Report of IEICE, 2001-3, RCS2000-236, pp. 146-64." 101-106
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made to solve the above-described problem, and is included in a reception signal received on a user terminal side in a downlink transmitting a signal having a guard interval according to the MC-CDMA scheme. It is another object of the present invention to provide a base station apparatus for suppressing inter-symbol interference (ISI) due to a delayed wave exceeding a guard interval.
In addition, it is another object of the present invention to provide a base station apparatus capable of increasing the width of a null at which the directional gain of an adaptive array antenna is reduced.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The present invention, according to the first aspect, is a base station apparatus for transmitting a signal having a guard interval section to a plurality of user terminals using an array antenna according to the MC-CDMA scheme, comprising: A delay profile measuring means for measuring a delay profile of a received signal for each of the user terminals; and an arrival direction for estimating a direction of arrival of a path for each of the user terminals based on an uplink reception signal received using the array antenna. An estimating means, a delay profile for each user terminal measured by the delay profile measuring means, and a delay profile for each user terminal based on an arrival direction of a path estimated by the arrival direction estimating means. The guard interval section for downlink is set, and the guard interval for downlink is set. At least one path from the user terminal, which is located in the downlink section, is regarded as a path of a desired wave from the user terminal. The directivity of the downlink of the array antenna so that the directivity gain in the direction of arrival of the path of the desired wave is large and the directivity gain in the direction of arrival of the path of the interference wave is small. Is provided.
Therefore, by controlling the directivity of the array antenna on the transmission side, it is possible to suppress the inter-symbol interference (ISI) of the MC-CDMA reception signal received on the user terminal side due to the delayed wave exceeding the guard interval.
The directionality of the downlink of the array antenna is controlled by estimating the arrival directions of the path of the desired wave and the path of the interference wave from each user terminal based on the reception signal of the uplink received using the array antenna. Therefore, it is hardly affected by the carrier frequency difference between the upper and lower lines.
[0014]
There are various methods by which the downlink directivity control means regards the path of a desired wave and the path of an interference wave.
(1) One path from the user terminal within the length of the guard interval section in the downlink from the path of the leading wave, for example, the path having the highest reception level may be regarded as the path of the desired wave. However, the path of the first wave does not always have the maximum reception level.
(2) A plurality of paths from the user terminal in a guard interval section on the downlink may be combined and combined. As a result, only one degree of freedom of the antenna is consumed.
(3) The degree of interference becomes more dominant as the reception level of the delayed wave serving as the interference wave increases. Therefore, regarding the path that is regarded as the path of the interference wave, especially for the path that exceeds the length of the guard interval section in the downlink that causes intersymbol interference, the path with the higher reception level is preferentially regarded as the path of the interference wave. May be.
[0015]
In the second aspect of the present invention, in the base station apparatus according to the first aspect, the downlink directivity control means may further include a side existing in a direction other than the arrival direction of a desired wave path from the user terminal. The directivity of the array antenna is controlled such that the lobe level is equal to or less than a predetermined value.
When the side lobe level is suppressed to a low level, not only the side lobe level is reduced, but also the angle width (null width) at which the directional gain of the array antenna is reduced can be increased. As a result, the transmission quality does not change suddenly even when the user terminal moves. Therefore, when the present invention is applied to a mobile communication such as a cellular system, it is easy to determine whether or not access is possible in wireless access control for ensuring transmission quality during communication at a certain level or more. Further, when applied to a broadband wireless access system such as a wireless LAN, wireless access control for maintaining transmission quality during communication at a certain level or higher becomes easy.
[0016]
A means for determining whether or not the degree of freedom of the antenna is sufficient may be provided, and when the degree of freedom of the antenna has an allowance, the downlink directivity control according to claim 2 may be performed.
2. The line directivity control according to claim 1, wherein when it is determined that there is no room in the degree of freedom of the antenna by controlling the directivity gain for the arrival direction of the desired wave path and the arrival direction of the interference wave path. If the means is made to function and it is determined that there is still enough room in the degree of freedom of the antenna, the array is further adjusted so that the side lobe level existing in a direction other than the arrival direction of the desired wave path from the user terminal becomes equal to or less than a predetermined value. It may control the directivity of the downlink of the antenna.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a transmitting side of a base station for explaining an embodiment of the present invention.
Reference numeral 1 denotes a serial-to-parallel conversion unit that receives the transmission data of the i-th user, converts the transmission data into M pieces of parallel data, and distributes the data to each carrier.
2₁~ 2_MIs a spreading and user multiplexing unit provided for each carrier.
Spreading and multiplexing unit 2 for first carrier 1₁Will be described. In the spreading unit (multiplier) 3, the distributed data (data symbols) of the user i is represented by a spreading code c._i ¹(T) and code spreading in the time axis direction. This spreading code c assigned to each user_i ¹(T) may be different for each carrier 1 to M, but the same spreading code may be assigned to all carriers 1 to M.
For simplicity of explanation, the primary modulation is BPSK as an example, and illustration of the primary modulation block is omitted.
[0018]
The output of the spreading section 3 is output to the copying section 4 where the data symbols subjected to code spreading are copied to the systems of the antenna elements 1 to K.₁~ 5_KSupplied to Antenna weight w_1i ¹(T)-w_Ki ¹For (t), the value calculated by the antenna weight calculator 16 is used. The left side of the subscript is the element number of the antenna element, the right side of the subscript is the user number, and the superscript is the carrier number.
Antenna weight weighting unit 5₁~ 5_KIs further output to the synthesis unit (MUX) 6₁~ 6_K, Where the signals are added and combined with the outputs of similar spreading units of other users, and code-multiplexed spread signals of all users are output to 1 to K antenna element systems.
[0019]
Spreading and user multiplexing unit 2 provided for each carrier 1 to M₁~ 2_MAre output to the first to Kth antenna element systems, respectively, by discrete inverse Fourier transform (IDFT) units 7₁~ 7_KIs input to
The first element system will be described. In the discrete inverse Fourier transform, the data symbol is_i ¹This is performed in units of chip data after being spread in (t), and the time width of this chip data unit corresponds to the time width of one symbol (OFDM symbol) of the OFDM modulated signal obtained by discrete inverse Fourier transform.
The OFDM modulated signal is sent to the guard interval adding section 8₁In, a guard interval (GI) section is added for each symbol of the OFDM modulated signal. This guard interval (GI) section has the same waveform as the end of the effective symbol section of the OFDM modulated signal, and is added to the beginning of the effective symbol period.
Next, the D / A converter 9₁Is converted to a time axis waveform by the multiplier 10₁In the oscillator 11₁Is multiplied by the output of the multiplexer and frequency-converted.₁Through the first antenna element 13 of the array antenna₁Is output to
[0020]
The same applies to other element systems. A signal obtained by adding a guard interval to the inverse Fourier-transformed spread signal is modulated and output to K elements, and the K antenna elements 13₁~ 13_KOverall, antenna weight w_1i ¹(T)-w_Ki ¹A transmission directivity pattern for each user i is formed according to the calculation algorithm of (t).
Antenna weight w described above_1i ¹(T)-w_Ki ¹(T) is determined based on information obtained by estimating the direction of arrival of a radio wave from each user terminal based on an uplink received signal at the base station.
The uplink and downlink have separate frequency bands and are multiplexed as FDD. It is not necessary to use the same transmission method and transmission bandwidth for the uplink and the downlink. However, as an uplink transmission method, it is assumed that a transmission method capable of measuring a delay profile that can separate a delay path with high accuracy, such as a DS-CDMA method or an MC-CDMA method, is used.
[0021]
Antenna element 13₁~ 13_KIs input to the delay profile measuring unit 14, and if the downlink reception channel is the DC-CDMA system, the signals are multiplied by the uplink spreading code of each user i to perform despreading, and A delay profile in which each delay wave is separated is created and output to the arrival direction estimating unit 15 for each user. If the downlink reception channel is the MC-CDMA system, for example, a delay profile may be created by detecting the correlation between the OFDM-modulated pilot signal of each user and its replica.
The delay profile measuring unit 14₁~ 13_KThe delay profile can be measured and averaged for each of the received signals from, the delay profile can be measured only for the signal from one antenna element, and various configurations can be adopted in the embodiment.
The arrival direction estimating unit 15 estimates the direction of an incoming wave that is time-separated for each user i, and outputs the estimated direction to an antenna weight calculation unit (Antenna Weight Controller) 16.
The antenna weight calculation unit 16 calculates the antenna weight of a desired user i with respect to the path of the desired user i and the path of another user detected by the delay profile measurement unit 14 and estimated by the arrival direction estimation unit 15. The antenna weight is calculated using the arrival direction estimation result of (2) so that the transmission directivity pattern optimal for a certain desired user i is obtained.
[0022]
FIG. 2 is a flowchart showing a first operation example in the embodiment shown in FIG.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a delay profile measurement result and a direction-of-arrival estimation result in the embodiment shown in FIG.
2 will be described in order with reference to FIG.
In step S21, a delay profile is measured on the uplink receiving side using a sliding correlation, a matched filter, or the like.
[0023]
In S22, a path within the guard interval (GI) and a path outside the guard interval (GI) in the delay profile for each user terminal are identified.
First, a guard interval section in the downlink is set in the received delay profile for each user terminal in the uplink. Since the uplink is not necessarily MC-CDMA, the received signal does not necessarily include a guard interval. The setting of the guard interval section is only virtual, and in order to check whether or not a delayed wave exceeding the guard interval section is received on the user terminal side when transmitting by the MC-CDMA method on the downlink. Set.
In principle, the guard interval may be set so as to start from the timing of the path of the leading wave (preceding wave) in the delay profile for each user terminal of the uplink received signal.
However, the path of the first wave does not always have the highest reception level. In such a case, for example, the path at the most advanced position exceeding a predetermined threshold determined according to the maximum reception level is regarded as the top wave, and Is the start position of the guard interval section.
[0024]
FIG. 3A shows a delay profile measured for each user.
In the illustrated example, as a result of the correlation detection with the spreading code of a certain desired user, the head path # 1 and the delay path # 2 are included in the guard interval section starting from the head path # 1. There is a delay path # 3 in a section after the delay path # 3.
Since the result of correlation detection with the spreading code of the desired user is obtained, the path from the desired user terminal is measured. However, the arriving wave of the path from another user terminal is also included in a state where the level is attenuated by the processing gain due to the spreading code.
[0025]
In S23, the direction of arrival is estimated for each path separated in the delay profile measurement step of S21.
For example, the delay profile measuring unit 14 calculates a delay profile for each user terminal,₁~ 13_KIs measured for the received signal. Each antenna element 13₁~ 13_KIn different delay profiles (1) to (K), paths from each user terminal are temporally separated such as head wave # 1, first delay wave # 2, second delay wave # 3,. Have been. For each of the paths from each user terminal separated in time as described above, the arriving wave is determined based on the difference in the reception level, phase, time difference, and the like measured by the delay profiles (1) to (K). Presumed.
As a specific method of estimating the direction of arrival, MUSIC (Multiple Signal Classification) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Innovation Techniques) methods described in Non-Patent Document 2 are known.
[0026]
FIG. 3B shows an example of an arrival direction estimation result for the paths # 1, # 2, and # 3 of the desired user i shown in FIG.
The head path # 1, the delay paths # 2, and # 3 for the user terminal of the desired user i generally have a small angle spread when the base station antenna height is higher than that of the surrounding buildings in outdoor city propagation, so that the arrival direction is also large. Approaching.
FIG. 3C shows an example of the arrival direction estimation results of the paths including the paths measured by measuring the delay profiles of the other users a and b omitted in FIG. 3A.
[0027]
In S24, a path considered as a desired wave and a path considered as an interference wave are selected based on the estimation results in S22 and S23.
There are various methods for the selection.
In S22, one of the paths identified within the length of the guard interval section from the head path of the delay profile measured for each user terminal, and among the paths # 1 and # 2 in FIG. At least one path from the user terminal (desired user terminal) is regarded as a path of a desired wave from the user terminal.
In the first method, a path having the highest reception level is regarded as a path of a desired wave.
In the second method, a combination of a plurality of paths from the user terminal identified as paths within the length of the guard interval section in the downlink is regarded as one desired wave. In this case, the paths of the plurality of desired waves are regarded as correlated with each other, so that only one degree of freedom of the antenna is consumed.
[0028]
In addition, at least one path exceeding the above-mentioned guard interval section of the delay profile of the user terminal identified in S22 is regarded as a path of the above-mentioned interference wave with respect to the desired wave. The path of such an interference wave is not limited to the path # 3 of the delayed wave from the user terminal shown in FIG. In some cases, paths from other users a and b are included as shown in FIG.
Also, a path from another user terminal may be included within the length of the guard interval section from the head path from the user terminal. If the path is determined to be a path from another user terminal by delay profile measurement, arrival direction estimation, or the like of another user terminal, the path is not regarded as a path of a desired wave to the user terminal, but is regarded as a path of an interference wave.
[0029]
Also, it is estimated that the degree of interference is more dominant as the reception level of the interference wave is higher. Therefore, it is preferable to preferentially regard a path of a delayed wave having a high reception level as a path of an interference wave. In particular, regarding a path that exceeds the length of a guard interval section of a desired user terminal that causes intersymbol interference, it is preferable that a path of a delayed wave having a higher reception level is preferentially regarded as a path of an interference wave.
As will be described later with reference to FIGS. 3B and 3C, when calculating the antenna weight, the result of the selection of the path regarded as the desired wave and the selection of the path regarded as the interference wave is received. , The magnitude of the correlation between the paths for obtaining a virtual correlation matrix described later.
For example, in order to increase the directivity gain in the direction of the path considered as the desired wave and decrease the directivity gain in the direction of the path considered as the interference wave, the path # 1 of the desired wave of the desired user i can be used. , And the desired wave path # 2 are considered to be correlated with each other. Further, the correlation between the same paths is regarded as having a correlation.
Next, the path # 1 or # 2 of the desired wave, the path # 3 of the interference wave of the desired user i within the guard interval, the path of the interference wave of the other user a, and the path of the interference wave of the other user b are mutually different. Consider uncorrelated.
Also, the path of the interference wave of the other user a and the path of the interference wave of the other user b are regarded as being uncorrelated with each other.
[0030]
In S25, “algorithm 1” is executed.
The directional gain in the direction of arrival of at least one path regarded as the path of the desired wave is increased, while the directional gain in the direction of arrival of the path regarded as the path of the interference wave is reduced (turns null). The antenna directivity of the array antenna is controlled by calculating the antenna weight.
As a result, in the reverse downlink, the radio wave from the base station arrives at the user terminal via the path regarded as the path of the desired wave and is received. Further, the radio wave from the base station does not reach the user terminal through the path regarded as the path of the interference wave, so that the interference wave is not received.
When there are a plurality of paths considered as paths of the desired wave, the directivity gain in the direction of arrival may be increased for each path. Increasing the sexual gain can reduce the consumption of antenna flexibility and increase the number of nulls.
[0031]
Note that the processing steps shown in FIG. 2 are an example, and the present invention is not limited to this.
In some cases, the base station uses the delay profile measurement and the direction of arrival estimation for a different purpose from the present invention. What is necessary is just to obtain the measured values required for the embodiment of the present invention from the delay profile measuring unit 14 in FIG. 1 and obtain the estimated values required for the embodiment of the present invention from the arrival direction estimating unit 15.
In the processing steps shown in FIG. 2, it is explained that whether the signal is regarded as a desired signal or an interference signal is determined mainly by measuring the delay profile of each user terminal based on whether the delay is within the length of the guard interval. did.
However, in consideration of other measurement results or estimation results, such as estimation of the direction of arrival, it may be determined whether the signal is regarded as a desired wave or an interference wave. That is, the directivity of the downlink of the array antenna may be controlled based on the delay profile measured by the delay profile measurement unit 14 and the arrival direction of the path estimated by the arrival direction estimation unit 15.
[0032]
The calculation of the antenna weight is performed, for example, by calculating a virtual correlation matrix and a correlation vector for the downlink.
Antenna weight w with user terminal of desired user i as transmission partner_iIs given by the following equation as a Wiener solution.
(Equation 2)

Where γ_iIs the antenna weight w_iIs a normalization constant for normalizing the magnitude of R to 1 as shown in Expression (5)._xxiIs a virtual correlation matrix of user i, R_xxi ^-1Is R_xxiInverse matrix of r_xriRepresents a virtual correlation vector of the desired user i.
The adaptive array antenna considers the path of the desired user i within the guard interval as a desired wave, considers the path of the desired user i outside the guard interval as an interference wave, and operates the path of another user as an interference wave.
[0033]
Therefore, the correlation matrix R_xxiIs calculated, as shown in FIGS. 3A and 3B, the path # 1 and # 2 of the desired user i within the guard interval and the path # 3 of the desired user i outside the guard interval Are considered to be uncorrelated with each other.
The path of the other user a and the path of the other user b shown in FIG. 3C are uncorrelated with the path of the desired user i, respectively. It is also assumed that there is no correlation between them.
Under the above assumptions, the correlation matrix R_xxiAnd the correlation vector r_xriCan be calculated.
Also, the correlation vector r_xriWhen calculating the correlation vector r, only one or a plurality of paths within the guard interval determined to be correlated and desired waves in the i-th user multipath_xriMay be calculated, and the calculation result may be added to the vector.
[0034]
FIG. 4 is a flowchart for explaining a second operation example in the embodiment shown in FIG.
Steps S21 to S24 are the same as those in the first operation example shown in FIG.
In S31 following S24,
K-1> N_I              (6)
Is determined.
Here, K is the number of elements of the antenna, that is, the degree of freedom of the antenna. Even if there are a plurality of paths of the desired wave existing in the guard band interval, a directivity pattern is formed for a combination of the desired waves. Therefore, the number of paths considered as a desired wave is calculated as 1, and the degree of freedom for forming a null is (K-1).
N_IIs the number of paths considered as interference waves.
Therefore, when the expression of S31 is satisfied (Yes), it means that there is still room in the degree of freedom of the antenna even if necessary nulls are formed. In this way, it is determined whether or not the degree of freedom of the antenna is sufficient. If the degree of freedom of the antenna is sufficient (Yes), the process proceeds to S32 to execute “Algorithm 2”, but is not (No). In this case, the process proceeds to S25, and the “algorithm 1” similar to the first operation example shown in FIG. 2 is executed.
[0035]
In S32, the directional gain in the direction of arrival of at least one path regarded as the path of the desired wave is increased, and the directional gain in the direction of arrival of the path regarded as the path of the interference wave is decreased. Then, the antenna weight is calculated so that the side lobe level existing in a direction other than the arrival direction of the path of the desired wave is equal to or less than a predetermined value, and the directivity of the array antenna in the downlink is controlled.
Note that, similarly to S25, when there are a plurality of paths regarded as paths of the desired wave, the directivity gain is increased with respect to a combination of the plurality of paths, so that a margin is provided in the degree of freedom of the antenna. To have.
[0036]
As described in the description of the related art, for example, the side lobe distribution is such that the first layer has the capability of beam forming by the Dolph-Chebyshev excitation amplitude distribution and the second layer has the capability of null steering. Calculate the antenna weight.
Although FIG. 8 illustrates the antenna weight at the time of reception, the antenna weight at the time of transmission can be replaced.
When the antenna weight is actually calculated, the same result may be obtained.₂And W₁It is not necessary to calculate each of the antenna weights individually and then multiply them.
[0037]
If the side lobe level is kept low, it is possible not only to reduce the side lobe level but also to widen the null width (the spread angle of the null level reduction) at which the directional gain of the array antenna becomes small.
As a result, the desired user terminal of the transmission partner moves at high speed, so that the reception level of the delayed wave does not suddenly increase even if the arrival direction of the delay wave path changes in the desired user terminal. Therefore, it is possible to maintain the current state of the interference with the desired user terminal of the transmission partner.
On the other hand, when the other user terminal moves at high speed, the level of the interference wave does not suddenly increase even if the arrival direction of the received interference wave path changes in the other user terminal. Therefore, it is possible to maintain the current state of interference with other user terminals.
Therefore, since the transmission quality during communication does not substantially change suddenly due to the movement of any user terminal, it is easy to determine whether or not access is possible in wireless access control to always maintain the transmission quality during communication above a certain standard. become.
[0038]
FIG. 5 is a graph showing a directivity pattern obtained by simulation according to “algorithm 1” and “algorithm 2” shown in FIGS.
In the figure, the horizontal axis represents the arrival angle of the path [deg. ] And the vertical axis is the gain [dB]. A broken line indicates a simulation result of “Algorithm 1” in the first operation example shown in FIG. 2 and the second operation example shown in FIG. 4, and a solid line indicates “simulation result” in the second operation example shown in FIG. The simulation result of "algorithm 2" is shown.
The computer simulation data will be briefly described. The primary modulation is QPSK modulation, center frequency 5 [GHz], subcarrier interval 40 [kHz], number of subcarriers 1024, guard interval length 6.25 μs (１ ／ of OFDM symbol length), and spreading code gain 32. A six-element half-wavelength equally spaced linear array antenna was used. Using a single-user, four-path model, the power and direction of arrival of each path can be accurately estimated.
Further, since the fractional band is small, the antenna weight is set to the same value for each subcarrier, and is calculated using the value of the center frequency.
[0039]
The arrival angles of two desired waves within the guard interval are indicated by black circles. Since the sum of the two is calculated as one desired wave, there is only one main lobe.
On the other hand, the arrival angle of the interference wave is indicated by a cross. Each has a null formed.
Since the degree of freedom of the antenna is 6-1 = 5, the desired wave 1 and the interference wave 2, the margin of freedom is 5-1-2 = 2. Therefore, the second algorithm can be applied, and the peak of the sublobe is suppressed to approximately -40 [dB] or less.
[0040]
In the MC-CDMA system described with reference to FIG. 1, code spreading is performed in the time axis direction. However, in the MC-CDMA method, there are a method of spreading codes in a time axis direction and a method of spreading codes in a frequency axis direction for each data symbol sequence of a plurality of users. Even if only one of them is adopted, the system may be switched according to the propagation path fluctuation.
When spreading in the frequency axis direction, for example, the same data symbol of each data symbol sequence is commonly supplied to each subcarrier. The spreading code assigned to each user distributes the value of each chip to each subcarrier. In each subcarrier, the supplied data symbol is multiplied by the value of the chip of the spreading code assigned to each user, and spread in the frequency axis direction. In this case, the discrete inverse Fourier transform is performed in data symbol units multiplied by the chip value of the spreading code, and the time width in data symbol units multiplied by the chip value of the spreading code is subjected to the discrete inverse Fourier transform. This corresponds to the time width of one symbol (OFDM symbol) of the obtained OFDM modulated signal. A guard interval (GI) section is added for each symbol of the OFDM modulated signal.
[0041]
The case where the present invention is applied to the mobile communication system has been described above. INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be applied to a broadband wireless access system for fixed user terminals, such as a wireless LAN (Local Area Network) such as IEEE802.11. It is possible to suppress inter-symbol interference due to a delayed wave exceeding a guard interval included in a received signal received on the fixed user terminal side. Further, even when the installation location of the user terminal is moved, the transmission quality does not largely fluctuate, so that it is possible to easily perform wireless access control for maintaining the transmission quality during communication at or above a certain standard.
[0042]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the present invention, there is an effect that inter-symbol interference (ISI) on the receiving side of an OFDM transmission signal can be suppressed. As a result, in the user terminal on the receiving side, it is possible to prevent inter-symbol interference due to a delayed wave exceeding the guard interval length, and to prevent significant deterioration in reception quality.
Further, it is possible to suppress the side lobe level of the adaptive array antenna to a low level and to increase the angle width at which the directional gain of the array antenna is reduced. As a result, even if the user terminal moves at high speed, the transmission quality does not fluctuate significantly. Therefore, when applied to mobile communication, it is easy to determine whether or not access is possible in wireless access control to always ensure transmission quality during communication over a certain standard. Wireless access control for maintaining the transmission quality of the data above a certain standard becomes easy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a transmitting side of a base station for explaining an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing a first operation example according to the embodiment shown in FIG. 1;
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a delay profile measurement result and a direction-of-arrival estimation result in the embodiment shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a flowchart for explaining a second operation example in the embodiment shown in FIG. 1;
FIG. 5 is a graph showing directivity patterns obtained by simulation according to Algorithm 1 and Algorithm 2 shown in FIGS. 3 and 4;
FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of a CDMA mobile communication system using an adaptive array antenna.
FIG. 7 is a graph showing the directivity of a Dorfchebyshev array antenna.
FIG. 8 is a principle configuration diagram of an element sharing hierarchical adaptive array antenna.
[Explanation of symbols]
1 ... serial-parallel conversion unit, 2₁~ 2_M... Spreading and user multiplexing unit, 3 ... spreading unit, 4 ... copy unit, 5₁~ 5_K... Antenna weight weighting unit, 6₁~ 6_K... Synthesis unit, 7₁~ 7_K... Discrete inverse Fourier transform unit, 8₁~ 8_K... guard interval addition unit, 10₁-10_K... Multiplier, 11₁~ 11_K... oscillator, 13₁~ 13_K... Antenna element, 14 ... Delay profile measurement unit, 15 ... Direction of arrival estimation unit, 16 ... Antenna weight calculation unit

Claims (2)

A base station apparatus for transmitting a signal having a guard interval according to an MC-CDMA scheme using an array antenna to a plurality of user terminals,
Delay profile measuring means for measuring a delay profile of an uplink reception signal for each of the user terminals,
An arrival direction estimation unit that estimates an arrival direction of a path for each user terminal based on an uplink reception signal received using the array antenna,
The delay profile for each user terminal measured by the delay profile measurement means, and, based on the arrival direction of the path estimated by the arrival direction estimation means, the delay profile for each user terminal in the downlink The guard interval section is set, and at least one path from the user terminal in the guard interval section on the downlink is regarded as a path of a desired wave from the user terminal, and the guard interval on the downlink is set. At least one path exceeding the section is regarded as a path of an interference wave with respect to the desired wave, the directional gain of the path of the desired wave in the direction of arrival is large, and the directional gain of the direction of arrival of the path of the interference wave is large. Downlink directivity control means for controlling the directivity of the downlink of the array antenna so as to be smaller,
A base station device comprising: The downlink directivity control means further controls the downlink directivity of the array antenna such that a side lobe level existing in a direction other than the arrival direction of a path of a desired wave from the user terminal is equal to or less than a predetermined value. Do
The base station apparatus according to claim 1, wherein:

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