JP5230207B2 - Bidirectional power converter and control method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、カ行方向および回生方向の双方向に電力変換可能な双方向電力変換器およびその制御方法に関するものである。 The present invention relates to a bidirectional power converter capable of performing power conversion in both directions of the power direction and the regeneration direction, and a control method thereof.
従来の電力変換器として、N台(Nは整数)のセルパワーモジュールを直列接続して構成された相を、中性点を中心にスター接続して三相配置することで、直列多重方式のマルチセルインバータを構成する電力補償装置が知られている(例えば、特許文献1参照)。この電力補償装置において、セルパワーモジュールは、発電電動機からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、平滑コンデンサを介してコンバータから放電された直流電力を交流電力に変換する単相インバータと、を備えている。 As a conventional power converter, a phase configured by connecting N cell power modules in series (N is an integer) in series with a star connection centered on a neutral point is arranged in a serial multiplex system. A power compensation device that constitutes a multi-cell inverter is known (see, for example, Patent Document 1). In this power compensation device, the cell power module includes a converter that converts AC power from the generator motor into DC power, and a single-phase inverter that converts DC power discharged from the converter through a smoothing capacitor into AC power. I have.
ところで、従来の電力補償装置では、3N台(Nは整数)のセルパワーモジュールが用いられている。このとき、これらセルパワーモジュールには、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールに同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールの平滑コンデンサの電圧がバラついてしまう場合がある。これら平滑コンデンサの電圧がアンバランスとなってしまうと、各相の相電圧がアンバランスとなる虞があると共に、三相間の線間電圧がアンバランスとなってしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。 By the way, in the conventional power compensation apparatus, 3N cell power modules (N is an integer) are used. At this time, since these cell power modules have individual differences, for example, when the same power is input to each cell power module, the voltage of the smoothing capacitor of each cell power module may vary. If the voltages of these smoothing capacitors become unbalanced, the phase voltages of the phases may become unbalanced, and the line voltage between the three phases may become unbalanced. This may adversely affect the control stability of the bidirectional power converter.
そこで、本発明は、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる双方向電力変換器およびその制御方法を提供することを課題とする。 Then, this invention makes it a subject to provide the bidirectional | two-way power converter which can suppress the voltage imbalance of each capacitor | condenser of a several cell power module, and its control method.
本発明の双方向電力変換器は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器において、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部と、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御部と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御部と、を備え、少なくとも相間バランス制御部または相内バランス制御部のいずれか一方を備えたことを特徴とする。 The bidirectional power converter according to the present invention is configured to be capable of converting power supplied in the row direction from the input side to the output side, and is supplied in the regeneration direction from the output side to the input side. In the bidirectional power converter that can convert the input, the input side single-phase inverter disposed on the input side, the output side single-phase inverter disposed on the output side, the input side single-phase inverter and the output side single-phase inverter A cell power module having a capacitor interposed between and a plurality of cell power modules connected in series to form a phase, a bidirectional power conversion unit having a three-phase arrangement centering on a neutral point, and a phase between the three phases While maintaining the balance of each line voltage, the phase balance control unit that variably controls the phase voltage of each phase, and the voltage of each capacitor of the plurality of cell power modules in each phase while maintaining the phase voltage of each phase In-phase bar with variable control Comprising a Nsu control portion, characterized by comprising at least either one of the interphase balance control unit or the intra-phase balance control unit.
この場合、各コンデンサの電圧は、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方が制御されることにより、可変されることが、好ましい。 In this case, it is preferable that the voltage of each capacitor is varied by controlling either the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter of each cell power module.
これらの場合、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、1の相電圧の増加に伴って、他の2つの相電圧を均等に減少させる一方、1の相電圧の減少に伴って、他の2つの相電圧を均等に増加させることが、好ましい。 In these cases, the interphase balance control unit equally decreases the other two phase voltages as the one phase voltage among the three phase voltages increases, while the one phase voltage decreases. Thus, it is preferable to increase the other two phase voltages equally.
また、これらの場合、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサの電圧と、最小電圧となるコンデンサの電圧と、をそれぞれ可変制御することが、好ましい。 Further, in these cases, the intra-phase balance control unit respectively sets the voltage of the capacitor that is the maximum voltage and the voltage of the capacitor that is the minimum voltage among the voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase. Variable control is preferable.
また、これらの場合、各セルパワーモジュールは、コンデンサに初期充電を行う初期充電部を更に有し、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、各コンデンサの電圧は、初期充電部により充電されることで、増加方向に可変されることが、好ましい。 In these cases, each cell power module further includes an initial charging unit that performs initial charging of the capacitor, and the amount of power converted in the bidirectional power conversion unit is lower than a preset set power amount. The voltage of each capacitor is preferably varied in the increasing direction by being charged by the initial charging unit.
本発明の双方向電力変換器の制御方法は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器の制御方法において、双方向電力変換器は、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部を有しており、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御工程と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御工程と、を備え、少なくとも相間バランス制御工程または相内バランス制御工程のいずれか一方を備えたことを特徴とする。 The bidirectional power converter control method according to the present invention is configured to be capable of converting the power supplied in the row direction from the input side to the output side and is supplied in the regeneration direction from the output side to the input side In the control method of the bidirectional power converter capable of converting the generated power, the bidirectional power converter includes an input side single phase inverter disposed on the input side and an output side single phase inverter disposed on the output side And a plurality of cell power modules having a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter are connected in series to form a phase, and the phase is three-phase centered on the neutral point. It has an arranged bidirectional power conversion unit, maintaining the balance of each line voltage between the three phases, maintaining the phase voltage of each phase, and maintaining the phase voltage of each phase. However, multiple cell power modules within each phase And a Aiuchi balance control step of variably controlling respective voltages of each capacitor in Le, characterized by comprising at least either one of the phases balance control process or the intra-phase balance control process.
請求項1の双方向電力変換器および請求項6の双方向電力変換器の制御方法によれば、相間バランス制御部および相間バランス制御工程は、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、相間の平均コンデンサ電圧のバラツキ具合を考慮して、各相の相電圧を可変させることにより、各相の相電圧が不平衡となる場合はあるが、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能となる。また、相内バランス制御部および相内バランス制御工程は、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各出力電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各相内における各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、各コンデンサの電圧のバラツキ具合を考慮して、各出力電圧を可変させることにより、各相内において各出力電圧はバラつく場合はあるが、各相の相電圧を維持することが可能となる。これにより、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる。
According to the control method of the bidirectional power converter of
請求項2の双方向電力変換器によれば、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方を制御して、各コンデンサの電圧を可変させることにより、コンデンサの電圧可変制御を簡易なものとすることができる。つまり、入力側単相インバータおよび出力側単相インバータの両方を制御する必要が無い。 According to the bidirectional power converter of claim 2, by controlling either one of the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter of each cell power module to vary the voltage of each capacitor, The variable voltage control can be simplified. That is, it is not necessary to control both the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter.
請求項3の双方向電力変換器によれば、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、1の相電圧の増加に伴って、他の2つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、1の相電圧の減少に伴って、他の2つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、U相、V相およびW相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計6つの可変制御パターンに限定することができるため、相間バランス制御部による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。 According to the bidirectional power converter of claim 3, the interphase balance control unit equally decreases the other two phase voltages as the phase voltage of one of the three phase voltages increases. In addition, as the phase voltage of one phase decreases, the other two phase voltages can be increased equally. According to this variable control, the variable control patterns of the U phase, the V phase, and the W phase can be combined and limited to a total of six variable control patterns. Therefore, the phase voltage of each phase is controlled by the interphase balance control unit. Variable control can be simplified.
請求項4の双方向電力変換器によれば、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの2つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部による可変制御を行うことができる。 According to the bidirectional power converter of claim 4, the intra-phase balance control unit includes a capacitor that becomes the maximum voltage and a capacitor that becomes the minimum voltage among the voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase. The voltage of the two capacitors may be varied. For this reason, even if the number of cell power modules in each phase changes, variable control by the in-phase balance control unit can be performed without being affected by this.
請求項5の双方向電力変換器によれば、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、すなわち、双方向電力変換器の待機時や、双方向電力変換器の低電力運転時等において、各コンデンサの電圧を初期充電部により増加させて可変することができる。つまり、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等において、入力側単相インバータまたは出力側単相インバータを制御して、各コンデンサの電圧を可変させることが困難である場合、上記の構成とすることで、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等であっても、コンデンサの電圧を可変させることが可能となる。 According to the bidirectional power converter of claim 5, when the amount of power converted in the bidirectional power converter is lower than a preset set amount of power, that is, when the bidirectional power converter is on standby, During low power operation of the bidirectional power converter, the voltage of each capacitor can be increased by the initial charging unit and can be varied. In other words, when it is difficult to control the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter to vary the voltage of each capacitor during standby or low-power operation of the bidirectional power converter, With this configuration, it is possible to vary the voltage of the capacitor even when the bidirectional power converter is on standby or during low power operation.
以下、添付した図面を参照して、本発明にかかる双方向電力変換器およびその制御方法について説明する。なお、以下の実施例によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a bidirectional power converter and a control method thereof according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the following examples.
本実施例にかかる双方向電力変換器は、いわゆる、直列多重方式のマルチセルインバータであり、この双方向電力変換器は、電源(入力側)から電動機(出力側)へ向かうカ行方向に供給される電力を変換すると共に、電動機(出力側)から電源(入力側)へ向かう回生方向に供給される電力を変換するものである。 The bidirectional power converter according to the present embodiment is a so-called serial multiplex type multi-cell inverter, and this bidirectional power converter is supplied in a power direction from a power source (input side) to an electric motor (output side). In addition to converting electric power, the electric power supplied in the regeneration direction from the electric motor (output side) to the power source (input side) is converted.
ここで、図1は、本実施例にかかる双方向電力変換器の全体構成を示したブロック図であり、図2は、セルパワーモジュールの構成を示したブロック図である。また、図3は、セルパワーモジュールにおける電力制御の説明図であり、図4は、制御部の構成を示したブロック図である。さらに、図5は、相内電力制御におけるフローチャート図であり、図6は、有効電流成分指令の絶対値と演算係数との関係を示した図である。また、図7は、相間電力制御における6つの可変制御パターンを示した説明図であり、図8は、相間電力制御におけるフローチャート図である。図9は、各相直流電圧偏差に基づいて導出される領域を示した図であり、図10は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。以下、図1を参照して、双方向電力変換器の構成について説明する。 Here, FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the bidirectional power converter according to the present embodiment, and FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the cell power module. FIG. 3 is an explanatory diagram of power control in the cell power module, and FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the control unit. Further, FIG. 5 is a flowchart in the in-phase power control, and FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the absolute value of the active current component command and the calculation coefficient. FIG. 7 is an explanatory diagram showing six variable control patterns in interphase power control, and FIG. 8 is a flowchart in interphase power control. FIG. 9 is a diagram showing a region derived based on the DC voltage deviation of each phase, and FIG. 10 is an example diagram illustrating the amplitude and phase difference of the phase voltage after correction. Hereinafter, the configuration of the bidirectional power converter will be described with reference to FIG.
図1に示すように、双方向電力変換器1は、電力の変換を行う双方向電力変換部4と、双方向電力変換部4を制御する制御部5と、を備えている。制御部5は、双方向電力変換部4の電源側において、三相交流電圧および電流を検出すると共に、双方向電力変換部4の電動機6側において、三相交流電流を検出している。
As shown in FIG. 1, the
双方向電力変換部4は、例えば、位相差が120度となるU相S1、V相S2およびW相S3をY結線で接続したものである。U相S1、V相S2およびW相S3のそれぞれは、4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の出力側を直列に接続して構成されており、計12のセルパワーモジュールが用いられている。そして、U相S1、V相S2およびW相S3のそれぞれの一端は中性点Nで接続されると共に、それぞれの他端は電動機6側に接続されている。一方、U相S1、V相S2およびW相S3における4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の入力側は、それぞれ絶縁トランス7を介して電源側に接続される。
For example, the bidirectional power conversion unit 4 is formed by connecting the U phase S1, the V phase S2, and the W phase S3 having a phase difference of 120 degrees with a Y connection. Each of U-phase S1, V-phase S2 and W-phase S3 is configured by connecting the output sides of four cell power modules U1-U4, V1-V4, W1-W4 in series, for a total of 12 cell powers Module is used. And each one end of U phase S1, V phase S2, and W phase S3 is connected by the neutral point N, and each other end is connected to the electric motor 6 side. On the other hand, the input sides of the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 in the U phase S1, the V phase S2, and the W phase S3 are connected to the power supply side through the
図2に示すように、各セルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4は、電源側に配設された電源側単相インバータ10と、電動機6側に配設された電動機側単相インバータ11と、電源側単相インバータ10と電動機側単相インバータ11との間に介設された直流中間コンデンサ12と、直流中間コンデンサ12に初期充電を行う初期充電回路13と、を有し、これらはセルコントローラ14により制御されている。そして、セルコントローラ14は制御部5に接続されている。
As shown in FIG. 2, each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, W1 to W4 includes a power source side single-
電源側から電動機6側へ向けてカ行方向に交流電力が供給されると、電源側単相インバータ10は、電源側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ12に出力する。直流中間コンデンサ12に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ12を介して、電動機側単相インバータ11に入力する。そして、電動機側単相インバータ11は、直流中間コンデンサ12を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電動機6側へ出力する。一方、電動機6側から電源側へ向けて回生方向に交流電力が供給されると、電動機側単相インバータ11は、電動機側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ12に出力する。直流中間コンデンサ12に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ12を介して、電源側単相インバータ10に入力する。そして、電源側単相インバータ10は、直流中間コンデンサ12を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電源側へ出力する。つまり、電源側単相インバータ10および電動機側単相インバータ11は、コンバータとしての機能も有している。
When AC power is supplied from the power source side to the motor 6 side in the direction of the power, the power source side single-
電動機側単相インバータ11は、直流中間コンデンサ12側にコレクタが接続されたIGBT素子Ta1,Tb1と、直流中間コンデンサ12側にエミッタが接続されたIGBT素子Ta2,Tb2と、直流中間コンデンサ12側にカソードが接続されたダイオードDa1,Db1と、直流中間コンデンサ12側にアノードが接続されたダイオードDa2,Db2と、を備える。そして、この電動機側単相インバータ11において、IGBT素子Ta1のエミッタおよびIGBT素子Ta2のコレクタと、ダイオードDa1のアノードおよびダイオードDa2のカソードと、が接続されて一方の出力端子O1となると共に、IGBT素子Tb1のエミッタおよびIGBT素子Tb2のコレクタと、ダイオードDb1のアノードおよびダイオードDb2のカソードと、が接続されて他方の出力端子O2となる。
The motor-side single-
電源側単相インバータ10も、電動機側単相インバータ11と同様に構成されており、直流中間コンデンサ12側にコレクタが接続されたIGBT素子Ta1,Tb1と、直流中間コンデンサ12側にエミッタが接続されたIGBT素子Ta2,Tb2と、直流中間コンデンサ12側にカソードが接続されたダイオードDa1,Db1と、直流中間コンデンサ12側にアノードが接続されたダイオードDa2,Db2と、を備える。そして、この電源側単相インバータ10において、IGBT素子Ta1のエミッタおよびIGBT素子Ta2のコレクタと、ダイオードDa1のアノードおよびダイオードDa2のカソードと、が接続されて一方の入力端子I1となると共に、IGBT素子Tb1のエミッタおよびIGBT素子Tb2のコレクタと、ダイオードDb1のアノードおよびダイオードDb2のカソードと、が接続されて他方の入力端子I2となる。そして、図1に示したように、電源側単相インバータ10の各入力端子I1,I2は、絶縁トランス7を介して電源側に接続される。
The power source side single-
電源側単相インバータ10および電動機側単相インバータ11の各ダイオードDa1,Da2,Db1,Db2は、還流ダイオードとして用いられており、また、各IGBT素子Ta1,Ta2,Tb1,Tb2は、スイッチング素子として用いられている。このとき、各IGBT素子Ta1,Ta2,Tb1,Tb2は、セルコントローラ14に接続されており、セルコントローラ14は、各IGBT素子Ta1,Ta2,Tb1,Tb2のゲートに駆動信号を与えることにより、電源側単相インバータ10および電動機側単相インバータ11を制御することが可能となる。また、セルコントローラ14は、直流中間コンデンサ12の直流電圧を検出しており、検出した直流電圧は制御部5に送られる。セルコントローラ14は、制御部5からの指令により、電源側単相インバータ10および電動機側単相インバータ11を制御する。
The diodes Da1, Da2, Db1, Db2 of the power supply side
ここで、図3を参照して、各セルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4における電力制御について説明する。セルコントローラ14は、電源側単相インバータ10または電動機側単相インバータ11のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ12の直流電圧を一定に維持させることで、電源側単相インバータ10に流れる電源側電力P1と、電動機側単相インバータ11に流れる電動機側電力P2と、が同じ電力となるようにバランスさせている。
Here, with reference to FIG. 3, the power control in each cell power module U1-U4, V1-V4, W1-W4 is demonstrated. The
例えば、電源側から電動機6側ヘ向けてカ行方向に電力が供給された状態で、電動機側単相インバータ11を制御して、電源側電力P1と電動機側電力P2とをバランスさせる場合、設定目標値に対し、直流中間コンデンサ12の直流電圧が減少してしまうときと、増加してしまうときとがある。
For example, when the electric power is supplied from the power source side to the electric motor 6 side in the horizontal direction, the electric motor side single-
図3(a)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力P2が、入力される電源側電力P1に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ12の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ12の直流電圧を増加させるには、図3(b)に示すように、電動機側電力P2が電源側電力P1に比して小さくなるように(P1>P2)、電動機側単相インバータ11を制御すればよい。すると、図3(c)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧は設定目標値に戻る。
As shown in FIG. 3A, when the DC voltage of the DC
一方、図3(d)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力P2が、入力される電源側電力P1に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ12の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ12の直流電圧を減少させるには、図3(e)に示すように、電動機側電力P2が電源側電力P1に比して大きくなるように(P1<P2)、電動機側単相インバータ11を制御すればよい。すると、図3(f)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧は設定目標値に戻る。
On the other hand, as shown in FIG. 3D, when the DC voltage of the DC
なお、上記では電動機側単相インバータ11を制御することにより、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値としているが、電源側単相インバータ10を制御することにより、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値とすることも可能である。以下、図3(g)以降を参照して説明する。
In the above description, the DC voltage of the DC
図3(g)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力P2が、入力される電源側電力P1に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ12の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ12の直流電圧を増加させるには、図3(h)に示すように、電源側電力P1が電動機側電力P2に比して大きくなるように(P1>P2)、電源側単相インバータ10を制御すればよい。すると、図3(i)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧は設定目標値に戻る。
As shown in FIG. 3G, when the DC voltage of the DC
一方、図3(j)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力P2が、入力される電源側電力P1に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ12の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ12の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ12の直流電圧を減少させるには、図3(k)に示すように、電源側電力P1が電動機側電力P2に比して小さくなるように(P1<P2)、電源側単相インバータ10を制御すればよい。すると、図3(l)に示すように、直流中間コンデンサ12の直流電圧は設定目標値に戻る。
On the other hand, as shown in FIG. 3 (j), when the DC voltage of the DC
以上の説明では、電源側から電動機6側ヘ向けてカ行方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の電力制御について説明したが、電動機6側から電源側ヘ向けて回生方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の電力制御についても同様であるため、説明を省略する。つまり、カ行時において、直流中間コンデンサ12の直流電圧を制御する場合、電源側単相インバータ10を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ11を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。また、回生時において、直流中間コンデンサ12の直流電圧を制御する場合も、電源側単相インバータ10を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ11を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。
In the above description, the electric power control of each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 when electric power is supplied from the power source side to the electric motor 6 side in the row direction has been described. The same applies to the power control of each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 when power is supplied in the regeneration direction from the power source side to the power source side, and thus description thereof is omitted. That is, when controlling the direct current voltage of the direct current
再度、図2を参照するに、初期充電回路13は、直流中間コンデンサ12へ初期充電を行うものであり、補助電源側に接続された補助インバータ20と、補助インバータ20に接続されたコイル21と、コイル21に接続された絶縁トランス22と、絶縁トランス22に接続されたダイオードからなる整流器23と、を有している。そして、整流器23のカソードは、直流中間コンデンサ12と電源側単相インバータ10のIGBT素子Tb1との間に接続され、整流器23のアノードは、直流中間コンデンサ12と電源側単相インバータ10のIGBT素子Tb2との間に接続されている。なお、初期充電回路13には、直流中間コンデンサ12に蓄電された電力を放電する放電回路24が設けられており、放電回路24により直流中間コンデンサ12に蓄電された電力を放電することにより、双方向電力変換器1のメンテナンス時における安全性を確保している。
Referring again to FIG. 2, the
ところで、本実施例にかかる双方向電力変換器1では、複数(本実施例では12)のセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4が用いられている。これらセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4には、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4に同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4における直流中間コンデンサ12の直流電圧が、バラついてしまう場合がある。
By the way, in the
各直流中間コンデンサ12の直流電圧にバラつきが生じてしまうと、U相S1、V相S2およびW相S3の相電圧がバラついてしまう虞があると共に、三相間の各線間電圧もバラついてしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器1における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。このため、本実施例にかかる双方向電力変換器1では、複数のセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4における各直流中間コンデンサ12の直流電圧がバラついてしまっても、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能な構成となっている。以下、図4を参照して、本実施例の発明部分である双方向電力変換器1の制御部5について説明する。なお、各相の相電圧は、各相の4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4における各単相インバータ出力電圧を足し合わせたものである。
If the DC voltage of each DC
図4に示すように、双方向電力変換器1の制御部5は、三相間の各線間電圧をバランスさせた状態で各相の相電圧をそれぞれ可変制御(相間電力制御)する相間バランス制御部30と、各相の相電圧を維持した状態で各相内における4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御(相内電力制御)する相内バランス制御部31と、を有している。なお、相間バランス制御部30による相間電力制御と、相内バランス制御部31による相内電力制御とは、それぞれ並行して行われている。また、相内バランス制御部31および相間バランス制御部30は、相間電力制御および相内電力制御を行う際に用いられる有効電流成分指令を検出している。
As shown in FIG. 4, the control unit 5 of the
相内バランス制御部31は、U相内バランス制御部31a、V相内バランス制御部31bおよびW相内バランス制御部31cで構成され、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、各相内における4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の各セルコントローラ14に接続されている。そして、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、各セルコントローラ14により検出した各直流中間コンデンサ12の直流電圧を取得し、取得した4つの直流電圧に基づいて、各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御している。
The intra-phase
ここで、図5および図6を参照して、各相内バランス制御部31a,31b,31cによる一連の相内電力制御(相内バランス制御工程)について説明する。先ず、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、各セルコントローラ14により検出した各直流中間コンデンサ12の直流電圧の電圧値を取得すると共に、取得した4つの直流電圧を大きい順にソートする(S1)。このとき、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、直流電圧値の大きい順から、セルA直流電圧(最大電圧値)、セルB直流電圧、セルC直流電圧、セルD直流電圧(最小電圧値)とする。
Here, with reference to FIG. 5 and FIG. 6, a series of in-phase power control (intra-phase balance control process) by the in-phase
この後、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、ソートした4つの直流電圧値のうち、セルA直流電圧とセルD直流電圧とから、「2点間平均直流電圧=(セルA直流電圧+セルD直流電圧)/2」の式により、2点間平均直流電圧を算出する(S2)。続いて、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、算出した2点間平均直流電圧に基づいて、「2点間偏差=(セルA直流電圧―セルD直流電圧)/2点間平均直流電圧/2」の式により、2点間偏差を算出する(S3)。次に、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、算出した2点間偏差が、予め設定された最小偏差より大きいか否かを判別する(S4)。算出した2点間偏差が最小偏差より小さいと判別された場合、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、偏差が小さいとして補正量をゼロとする(S10)ことにより、相内電力制御を実施しない。一方、算出した2点間偏差が最小偏差より大きいと判別された場合、次のステップであるS5に移行する。
Thereafter, each of the intra-phase
S5において、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、取得した有効電流成分指令および図6に示す関数マップに基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数をマップ引きする。なお、この演算係数を用いることで、有効電力が大きい場合には、ゲインを減少させることができ、有効電力が小さい場合には、ゲインを増加させることができる。
In S5, each intra-phase
この後、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、設定した演算係数、算出した2点間偏差、設定された最小偏差および調整ゲインに基づいて、「補正値=演算係数×(2点間偏差―最小偏差)×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する(S6)。このとき、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する(S7)。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、補正値を最大補正値に設定する(S9)。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、算出した補正値をそのまま使用する。そして、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ11にて補正制御する場合、下記する表1に代入することで、各セルの補正量が導出される(S8)。
Thereafter, each of the intra-phase
そして、各相内バランス制御部31a,31b,31cは、導出した4つの補正量(うち2つは補正量ゼロ)を、4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の各セルコントローラ14にそれぞれ入力することにより、単相インバータ出力電圧を補正することができる。このとき、上記したように電源側単相インバータ10または電動機側単相インバータ11を制御するが、双方向電力変換器1において変換する電力量が低い場合、例えば、双方向電力変換器1の待機時や低電力運転時等においては、電源側単相インバータ10または電動機側単相インバータ11により制御することは困難であるため、初期充電回路13により直流中間コンデンサ12の電圧を増加させることで、直流中間コンデンサ12の直流電圧を可変制御する。このように、相内バランス制御部31により相内電力制御を行うことで、直流中間コンデンサ12の直流電圧が最大となるセルパワーモジュールが、直流中間コンデンサ12の直流電圧が最小となるセルパワーモジュールを補うことができ、また、各相の相電圧を維持することができる。
Then, each intra-phase
相間バランス制御部30は、上記したように三相間の各線間電圧を平衡に保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御している。具体的に、図7に示すように、相間バランス制御部30は、三相の各相電圧のうち、1の相電圧の増加に伴って、他の2つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、1の相電圧の減少に伴って、他の2つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、U相、V相およびW相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計6つの可変制御パターンとすることができる。そして、相間バランス制御部30は、この6つの可変制御パターンのうち、1の可変制御パターンを選択し、選択した可変制御パターンに基づいて、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する。 As described above, the interphase balance control unit 30 variably controls the phase voltage of each phase while keeping the line voltages between the three phases in balance. Specifically, as shown in FIG. 7, the interphase balance control unit 30 is configured to uniformly decrease the other two phase voltages as the phase voltage of one of the three phase voltages increases. In addition, as the phase voltage of one phase decreases, the other two phase voltages can be increased equally and varied. According to this variable control, the variable control patterns of the U phase, V phase, and W phase can be combined into a total of six variable control patterns. Then, the interphase balance control unit 30 selects one variable control pattern among the six variable control patterns, and variably controls the phase voltage of each phase based on the selected variable control pattern.
ここで、図8ないし図10を参照して、相間バランス制御部30による一連の相間電力制御(相間バランス制御工程)について説明する。まず、相間バランス制御部30は、各相内バランス制御部31を介して入力された各相の4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4における直流中間コンデンサ12の直流電圧に基づいて、相平均直流電圧を算出する(S11)。例えば、U相におけるU相平均直流電圧を算出する場合、相間バランス制御部30は、「U相平均直流電圧=(セルU1直流電圧+セルU2直流電圧+セルU3直流電圧+セルU4直流電圧)/4」の式により、U相平均直流電圧を算出する。同様に、相間バランス制御部30は、V相平均直流電圧およびW相平均直流電圧も算出する(S11)。
Here, with reference to FIG. 8 thru | or FIG. 10, a series of interphase electric power control (interphase balance control process) by the interphase balance control part 30 is demonstrated. First, the interphase balance control unit 30 converts the DC voltage of the DC
次に、相間バランス制御部30は、算出したU相平均直流電圧、V相平均直流電圧およびW相平均直流電圧に基づいて、各相直流電圧偏差を算出する。このとき、相間バランス制御部30は、算出したU相平均直流電圧、V相平均直流電圧およびW相平均直流電圧のうち、最小のものを最小直流電圧として設定する。そして、例えば、U相におけるU相直流電圧偏差を算出する場合、相間バランス制御部は、「U相直流電圧偏差=U相平均直流電圧―最小直流電圧」の式に基づいて、U相直流電圧偏差を算出する。同様に、相間バランス制御部30は、V相直流電圧偏差およびW相直流電圧偏差も算出する(S12)。このとき、最小直流電圧は、U相平均直流電圧、V相平均直流電圧およびW相平均直流電圧の中から設定しているため、U相直流電圧偏差、V相直流電圧偏差およびW相直流電圧偏差の中の少なくとも1つはゼロとなる。 Next, the interphase balance control unit 30 calculates each phase DC voltage deviation based on the calculated U-phase average DC voltage, V-phase average DC voltage, and W-phase average DC voltage. At this time, the interphase balance control unit 30 sets the smallest one of the calculated U-phase average DC voltage, V-phase average DC voltage, and W-phase average DC voltage as the minimum DC voltage. For example, when calculating the U-phase DC voltage deviation in the U-phase, the interphase balance control unit calculates the U-phase DC voltage based on the equation “U-phase DC voltage deviation = U-phase average DC voltage−minimum DC voltage”. Calculate the deviation. Similarly, the interphase balance control unit 30 also calculates the V-phase DC voltage deviation and the W-phase DC voltage deviation (S12). At this time, since the minimum DC voltage is set from the U-phase average DC voltage, the V-phase average DC voltage, and the W-phase average DC voltage, the U-phase DC voltage deviation, the V-phase DC voltage deviation, and the W-phase DC voltage are set. At least one of the deviations will be zero.
続いて、相間バランス制御部30は、算出したU相直流電圧偏差、V相直流電圧偏差およびW相直流電圧偏差に基づいて、「偏差振幅=√(U相直流電圧偏差2+V相直流電圧偏差2+W相直流電圧偏差2)」の式により、偏差振幅を算出する(S13)。次に、相間バランス制御部30は、算出した偏差振幅が、予め設定された最小偏差振幅より大きいか否かを判別する(S14)。算出した偏差振幅が最小偏差振幅より小さいと判別された場合、相間バランス制御部は、偏差が小さいと判断して補正量をゼロとする(S21)ことにより、相間電力制御を実施しない。 Subsequently, the interphase balance control unit 30 calculates “deviation amplitude = √ (U-phase DC voltage deviation 2 + V-phase DC voltage deviation) based on the calculated U-phase DC voltage deviation, V-phase DC voltage deviation, and W-phase DC voltage deviation. The deviation amplitude is calculated by the formula of “ 2 + W phase DC voltage deviation 2 )” (S13). Next, the interphase balance control unit 30 determines whether or not the calculated deviation amplitude is larger than a preset minimum deviation amplitude (S14). When it is determined that the calculated deviation amplitude is smaller than the minimum deviation amplitude, the interphase balance control unit determines that the deviation is small and sets the correction amount to zero (S21), so that the interphase power control is not performed.
一方、算出した偏差振幅が最小偏差振幅より大きいと判別された場合、相間バランス制御部は、各相直流電圧偏差に基づいて、図9に示す6つの領域の中から、1の領域を導出する(S15)。 On the other hand, when it is determined that the calculated deviation amplitude is larger than the minimum deviation amplitude, the interphase balance control unit derives one area from the six areas shown in FIG. 9 based on each phase DC voltage deviation. (S15).
ここで、各相直流電圧偏差に基づいて、領域を導出する領域導出方法について具体的に説明する。例えば、S12において算出したU相直流電圧偏差がゼロの場合、導出される領域は、V相直流電圧偏差のベクトルとW相直流電圧偏差のベクトルとを合成した合成ベクトルが臨む可能性のある、領域PV、領域NUおよび領域PWの3つに絞られる。この場合において、V相直流電圧偏差が、2倍のW相直流電圧偏差以上(つまり、「V相直流電圧偏差≧2×W相直流電圧偏差」)であれば、相間バランス制御部30は領域PVを導出する。一方、W相直流電圧偏差が、2倍のV相直流電圧偏差以上(つまり、「W相直流電圧偏差≧2×V相直流電圧偏差」)であれば、相間バランス制御部30は領域PWを導出する。さらに、V相直流電圧偏差が、2倍のW相直流電圧偏差以上でなく、且つW相直流電圧偏差が、2倍のV相直流電圧偏差以上でもない場合、相間バランス制御部30は領域NUを導出する。同様に、S12において算出したV相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部30は、上記の領域導出方法により、領域PW、領域NVおよび領域PUの中から領域を導出する。また、S12において算出したW相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部30は、上記の領域導出方法により、領域PU、領域NWおよび領域PVの中から領域を導出する。 Here, a region derivation method for deriving a region based on each phase DC voltage deviation will be specifically described. For example, when the U-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the derived region may be a combined vector obtained by combining the vector of the V-phase DC voltage deviation and the vector of the W-phase DC voltage deviation. The area PV, the area NU, and the area PW are limited to three. In this case, if the V-phase DC voltage deviation is equal to or more than twice the W-phase DC voltage deviation (that is, “V-phase DC voltage deviation ≧ 2 × W-phase DC voltage deviation”), the interphase balance control unit 30 is the region. PV is derived. On the other hand, if the W-phase DC voltage deviation is equal to or more than twice the V-phase DC voltage deviation (that is, “W-phase DC voltage deviation ≧ 2 × V-phase DC voltage deviation”), the interphase balance control unit 30 sets the region PW. To derive. Further, when the V-phase DC voltage deviation is not more than twice the W-phase DC voltage deviation and the W-phase DC voltage deviation is not more than twice the V-phase DC voltage deviation, the inter-phase balance control unit 30 determines that the region NU Is derived. Similarly, when the V-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the interphase balance control unit 30 derives a region from the region PW, the region NV, and the region PU by the region deriving method. When the W-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the interphase balance control unit 30 derives a region from the region PU, the region NW, and the region PV by the above-described region deriving method.
S15において、領域を導出すると、続いて、相間バランス制御部30は、図6に示す関数に基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数を設定する(S16)。この後、相間バランス制御部30は、設定した演算係数、算出した偏差振幅、設定された最小偏差振幅および調整ゲインとに基づいて、「補正値=演算係数×(偏差振幅―最小偏差振幅)×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する(S17)。このとき、相間バランス制御部30は、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する(S18)。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、相間バランス制御部30は、補正値を最大補正値に設定する(S20)。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、相間バランス制御部30は、算出した補正値をそのまま使用する。そして、相間バランス制御部30は、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ11にて補正制御する場合、S15において導出した領域に対応させて、下記する表2に代入することで、U相、V相およびW相のいずれか一相における補正後の相電圧αが導出される(S19)。
When the region is derived in S15, the interphase balance control unit 30 then sets a calculation coefficient corresponding to the absolute value of the active current component command based on the function shown in FIG. 6 (S16). Thereafter, the interphase balance control unit 30 calculates “correction value = calculation coefficient × (deviation amplitude−minimum deviation amplitude) × based on the set calculation coefficient, the calculated deviation amplitude, the set minimum deviation amplitude, and the adjustment gain. A correction value is calculated by the formula of “adjustment gain” (S17). At this time, the interphase balance control unit 30 determines whether or not the calculated correction value is greater than or equal to a preset maximum correction value (S18). When it is determined that the calculated correction value is larger than the maximum correction value, the interphase balance control unit 30 sets the correction value to the maximum correction value (S20). On the other hand, when the calculated correction value is equal to or less than the maximum correction value, the interphase balance control unit 30 uses the calculated correction value as it is. Then, the interphase balance control unit 30 assigns the calculated correction value to the following table 2 in association with the region derived in S15 when the correction control is performed by, for example, the motor-side single-
そして、相間バランス制御部30は、導出した補正後の相電圧αを、下記する数1に代入して、他の二相における補正後の相電圧βおよび位相差θβを導出する。これにより、相間バランス制御部30は、導出した補正後のU相電圧、V相電圧およびW相電圧に基づいて、各相電圧を可変制御することにより、各相電圧は不平衡となってしまうが、三相間の各線間電圧をバランスさせることができる。なお、図10は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。
Then, the interphase balance control unit 30 substitutes the derived corrected phase voltage α into the
以上の構成によれば、相間バランス制御部30は、各直流中間コンデンサ12の直流電圧アンバランスを抑制するために、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することにより、三相間の各線間電圧の平衡を保つことができる。また、相内バランス制御部31は、各直流中間コンデンサ12の直流電圧アンバランスを抑制するために、各単相インバータの出力電圧をそれぞれ可変制御することにより、各相の相電圧を維持することができる。これにより、制御安定性の悪化を抑制することができる。
According to the above configuration, the interphase balance control unit 30 variably controls the phase voltage of each phase in order to suppress the DC voltage imbalance of each DC
また、各セルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の電源側単相インバータ10または電動機側単相インバータ11のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ12の直流電圧アンバランスを抑制することにより、制御を簡易なものとすることができる。
Further, the DC voltage imbalance of the DC
さらに、相間バランス制御部30は、6つの可変制御パターンにより相間電力制御を行うことができるため、相間バランス制御部30による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。 Furthermore, since the interphase balance control unit 30 can perform interphase power control using six variable control patterns, variable control of the phase voltage of each phase by the interphase balance control unit 30 can be simplified.
また、相内バランス制御部31は、各相内における4つのセルパワーモジュールU1〜U4,V1〜V4,W1〜W4の各直流中間コンデンサ12の直流電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの2つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部31による可変制御を行うことができる。
Further, the intra-phase
なお、本実施例では、制御部5に、相間バランス制御部30および相内バランス制御部31を備えた構成としたが、少なくともいずれか一方を備えた構成であってもよい。
In the present embodiment, the control unit 5 includes the interphase balance control unit 30 and the intraphase
1 双方向電力変換器
4 双方向電力変換部
5 制御部
6 電動機
10 電源側単相インバータ
11 電動機側単相インバータ
12 直流中間コンデンサ
13 初期充電回路
14 セルコントローラ
30 相間バランス制御部
31 相内バランス制御部
S1 U相
S2 V相
S3 W相
U1〜U4,V1〜V4,W1〜W4 各相の4つのセルパワーモジュール
DESCRIPTION OF
Claims (6)
入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、前記入力側単相インバータと前記出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、前記相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部と、
前記三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、前記各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御部と、を備え、
前記相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、1の相電圧の増加に伴って、他の2つの相電圧を均等に減少させる一方、1の相電圧の減少に伴って、他の2つの相電圧を均等に増加させることを特徴とする双方向電力変換器。 In a bidirectional power converter that is configured to be able to convert power supplied in the row direction from the input side to the output side, and that can convert power supplied in the regeneration direction from the output side to the input side ,
An input-side single-phase inverter disposed on the input side, an output-side single-phase inverter disposed on the output side, and a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter A plurality of cell power modules having a serial connection to form a phase, and a bidirectional power conversion unit in which the phase is a three-phase arrangement centered on a neutral point; and
An interphase balance control unit that variably controls the phase voltage of each phase while maintaining the balance of the line voltages between the three phases, and
The interphase balance control unit uniformly reduces the other two phase voltages as the one phase voltage increases among the three phase voltages, while the other phase voltage decreases as the one phase voltage decreases. The bidirectional power converter is characterized in that the two phase voltages are increased evenly .
前記双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、前記各コンデンサの電圧は、前記初期充電部により充電されることで、増加方向に可変されることを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載の双方向電力変換器。 Each cell power module further includes an initial charging unit that performs initial charging on the capacitor,
When the amount of power converted in the bidirectional power conversion unit is lower than a preset set power amount, the voltage of each capacitor is varied in an increasing direction by being charged by the initial charging unit. The bidirectional power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the bidirectional power converter is provided.
前記双方向電力変換器は、
入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、前記入力側単相インバータと前記出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、前記相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部を有しており、
前記三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、前記各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御工程を備え、
前記相間バランス制御工程では、三相の各相電圧のうち、1の相電圧の増加に伴って、他の2つの相電圧を均等に減少させる一方、1の相電圧の減少に伴って、他の2つの相電圧を均等に増加させることを特徴とする双方向電力変換器の制御方法。 A bidirectional power converter that can convert the power supplied in the row direction from the input side to the output side and that can convert the power supplied in the regeneration direction from the output side to the input side. In the control method,
The bidirectional power converter is
An input-side single-phase inverter disposed on the input side, an output-side single-phase inverter disposed on the output side, and a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter A plurality of cell power modules having a serial connection to form a phase, and a bidirectional power converter having a three-phase arrangement centered on a neutral point.
While maintaining the balance of the line voltage between the three phases, the phase balance control step of variably controlling the phase voltage of each phase ,
In the interphase balance control step, among the three phase voltages, the other two phase voltages are uniformly decreased as one phase voltage increases, while the other phase voltage decreases. A control method for a bidirectional power converter, wherein the two phase voltages are increased uniformly .
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008000573A Expired - Fee Related JP5230207B2 (en) | 2008-01-07 | 2008-01-07 | Bidirectional power converter and control method thereof |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5230207B2 (en) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101025647B1 (en) * | 2009-08-28 | 2011-03-30 | 엘에스산전 주식회사 | Apparatus and method for controlling high voltage inverter |
JP4494514B1 (en) * | 2009-10-29 | 2010-06-30 | インテグラン株式会社 | Switch circuit with precharge function, bidirectional DC switch and power conversion circuit |
JP5452330B2 (en) * | 2010-04-12 | 2014-03-26 | 株式会社日立製作所 | Power converter |
KR20130039612A (en) | 2011-10-12 | 2013-04-22 | 엘에스산전 주식회사 | Regenerative medium voltage inverter |
CN102664549B (en) * | 2012-05-29 | 2014-07-09 | 湖南大学 | Cascade inverter voltage balance and control method based on power device on-off distribution |
US9564827B2 (en) * | 2013-04-02 | 2017-02-07 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
KR101610469B1 (en) | 2014-05-15 | 2016-04-07 | 현대자동차주식회사 | Multi-phase interleaved converter and conrol method thereof |
BR112019026382A2 (en) | 2017-06-12 | 2020-07-21 | Tae Technologies, Inc. | multi-level hysteresis current controllers and methods for controlling them |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3363070B2 (en) * | 1997-06-30 | 2003-01-07 | 株式会社東芝 | Power converter |
US5986909A (en) * | 1998-05-21 | 1999-11-16 | Robicon Corporation | Multiphase power supply with plural series connected cells and failed cell bypass |
JP4701770B2 (en) * | 2005-03-23 | 2011-06-15 | 株式会社明電舎 | Multiphase series multiple power converter |
JP4468260B2 (en) * | 2005-07-27 | 2010-05-26 | 三菱重工業株式会社 | Power compensation device |
JP2008141804A (en) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | Serial multiplexing ac/dc converter and control method |
-
2008
- 2008-01-07 JP JP2008000573A patent/JP5230207B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2009165269A (en) | 2009-07-23 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100629 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120620 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120703 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120827 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130219 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130319 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |