JP5230207B2

JP5230207B2 - Bidirectional power converter and control method thereof

Info

Publication number: JP5230207B2
Application number: JP2008000573A
Authority: JP
Inventors: 志郎杉本
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 2008-01-07
Filing date: 2008-01-07
Publication date: 2013-07-10
Anticipated expiration: 2028-01-07
Also published as: JP2009165269A

Description

本発明は、カ行方向および回生方向の双方向に電力変換可能な双方向電力変換器およびその制御方法に関するものである。 The present invention relates to a bidirectional power converter capable of performing power conversion in both directions of the power direction and the regeneration direction, and a control method thereof.

従来の電力変換器として、Ｎ台（Ｎは整数）のセルパワーモジュールを直列接続して構成された相を、中性点を中心にスター接続して三相配置することで、直列多重方式のマルチセルインバータを構成する電力補償装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この電力補償装置において、セルパワーモジュールは、発電電動機からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、平滑コンデンサを介してコンバータから放電された直流電力を交流電力に変換する単相インバータと、を備えている。 As a conventional power converter, a phase configured by connecting N cell power modules in series (N is an integer) in series with a star connection centered on a neutral point is arranged in a serial multiplex system. A power compensation device that constitutes a multi-cell inverter is known (see, for example, Patent Document 1). In this power compensation device, the cell power module includes a converter that converts AC power from the generator motor into DC power, and a single-phase inverter that converts DC power discharged from the converter through a smoothing capacitor into AC power. I have.

特開２００７−３７２９０号公報JP 2007-37290 A

ところで、従来の電力補償装置では、３Ｎ台（Ｎは整数）のセルパワーモジュールが用いられている。このとき、これらセルパワーモジュールには、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールに同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールの平滑コンデンサの電圧がバラついてしまう場合がある。これら平滑コンデンサの電圧がアンバランスとなってしまうと、各相の相電圧がアンバランスとなる虞があると共に、三相間の線間電圧がアンバランスとなってしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。 By the way, in the conventional power compensation apparatus, 3N cell power modules (N is an integer) are used. At this time, since these cell power modules have individual differences, for example, when the same power is input to each cell power module, the voltage of the smoothing capacitor of each cell power module may vary. If the voltages of these smoothing capacitors become unbalanced, the phase voltages of the phases may become unbalanced, and the line voltage between the three phases may become unbalanced. This may adversely affect the control stability of the bidirectional power converter.

そこで、本発明は、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる双方向電力変換器およびその制御方法を提供することを課題とする。 Then, this invention makes it a subject to provide the bidirectional | two-way power converter which can suppress the voltage imbalance of each capacitor | condenser of a several cell power module, and its control method.

本発明の双方向電力変換器は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器において、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部と、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御部と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御部と、を備え、少なくとも相間バランス制御部または相内バランス制御部のいずれか一方を備えたことを特徴とする。 The bidirectional power converter according to the present invention is configured to be capable of converting power supplied in the row direction from the input side to the output side, and is supplied in the regeneration direction from the output side to the input side. In the bidirectional power converter that can convert the input, the input side single-phase inverter disposed on the input side, the output side single-phase inverter disposed on the output side, the input side single-phase inverter and the output side single-phase inverter A cell power module having a capacitor interposed between and a plurality of cell power modules connected in series to form a phase, a bidirectional power conversion unit having a three-phase arrangement centering on a neutral point, and a phase between the three phases While maintaining the balance of each line voltage, the phase balance control unit that variably controls the phase voltage of each phase, and the voltage of each capacitor of the plurality of cell power modules in each phase while maintaining the phase voltage of each phase In-phase bar with variable control Comprising a Nsu control portion, characterized by comprising at least either one of the interphase balance control unit or the intra-phase balance control unit.

この場合、各コンデンサの電圧は、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方が制御されることにより、可変されることが、好ましい。 In this case, it is preferable that the voltage of each capacitor is varied by controlling either the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter of each cell power module.

これらの場合、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させる一方、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させることが、好ましい。 In these cases, the interphase balance control unit equally decreases the other two phase voltages as the one phase voltage among the three phase voltages increases, while the one phase voltage decreases. Thus, it is preferable to increase the other two phase voltages equally.

また、これらの場合、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサの電圧と、最小電圧となるコンデンサの電圧と、をそれぞれ可変制御することが、好ましい。 Further, in these cases, the intra-phase balance control unit respectively sets the voltage of the capacitor that is the maximum voltage and the voltage of the capacitor that is the minimum voltage among the voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase. Variable control is preferable.

また、これらの場合、各セルパワーモジュールは、コンデンサに初期充電を行う初期充電部を更に有し、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、各コンデンサの電圧は、初期充電部により充電されることで、増加方向に可変されることが、好ましい。 In these cases, each cell power module further includes an initial charging unit that performs initial charging of the capacitor, and the amount of power converted in the bidirectional power conversion unit is lower than a preset set power amount. The voltage of each capacitor is preferably varied in the increasing direction by being charged by the initial charging unit.

本発明の双方向電力変換器の制御方法は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器の制御方法において、双方向電力変換器は、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部を有しており、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御工程と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御工程と、を備え、少なくとも相間バランス制御工程または相内バランス制御工程のいずれか一方を備えたことを特徴とする。 The bidirectional power converter control method according to the present invention is configured to be capable of converting the power supplied in the row direction from the input side to the output side and is supplied in the regeneration direction from the output side to the input side In the control method of the bidirectional power converter capable of converting the generated power, the bidirectional power converter includes an input side single phase inverter disposed on the input side and an output side single phase inverter disposed on the output side And a plurality of cell power modules having a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter are connected in series to form a phase, and the phase is three-phase centered on the neutral point. It has an arranged bidirectional power conversion unit, maintaining the balance of each line voltage between the three phases, maintaining the phase voltage of each phase, and maintaining the phase voltage of each phase. However, multiple cell power modules within each phase And a Aiuchi balance control step of variably controlling respective voltages of each capacitor in Le, characterized by comprising at least either one of the phases balance control process or the intra-phase balance control process.

請求項１の双方向電力変換器および請求項６の双方向電力変換器の制御方法によれば、相間バランス制御部および相間バランス制御工程は、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、相間の平均コンデンサ電圧のバラツキ具合を考慮して、各相の相電圧を可変させることにより、各相の相電圧が不平衡となる場合はあるが、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能となる。また、相内バランス制御部および相内バランス制御工程は、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各出力電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各相内における各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、各コンデンサの電圧のバラツキ具合を考慮して、各出力電圧を可変させることにより、各相内において各出力電圧はバラつく場合はあるが、各相の相電圧を維持することが可能となる。これにより、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる。 According to the control method of the bidirectional power converter of claim 1 and the bidirectional power converter of claim 6, the interphase balance control unit and the interphase balance control step are performed while maintaining the balance of the line voltages between the three phases. Each phase voltage can be variably controlled. In other words, if the phase voltage of each phase becomes unbalanced by varying the phase voltage of each phase in consideration of the variation in the average capacitor voltage between the phases in order to suppress the voltage imbalance of each capacitor However, it is possible to maintain the balance of the line voltages between the three phases. Further, the intra-phase balance control unit and the intra-phase balance control step can variably control the output voltages of the plurality of cell power modules in each phase while maintaining the phase voltage of each phase. In other words, in order to suppress the voltage imbalance of each capacitor in each phase, each output voltage varies within each phase by varying each output voltage in consideration of the voltage variation of each capacitor. However, it is possible to maintain the phase voltage of each phase. Thereby, voltage imbalance of each capacitor of a plurality of cell power modules can be controlled.

請求項２の双方向電力変換器によれば、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方を制御して、各コンデンサの電圧を可変させることにより、コンデンサの電圧可変制御を簡易なものとすることができる。つまり、入力側単相インバータおよび出力側単相インバータの両方を制御する必要が無い。 According to the bidirectional power converter of claim 2, by controlling either one of the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter of each cell power module to vary the voltage of each capacitor, The variable voltage control can be simplified. That is, it is not necessary to control both the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter.

請求項３の双方向電力変換器によれば、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計６つの可変制御パターンに限定することができるため、相間バランス制御部による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。 According to the bidirectional power converter of claim 3, the interphase balance control unit equally decreases the other two phase voltages as the phase voltage of one of the three phase voltages increases. In addition, as the phase voltage of one phase decreases, the other two phase voltages can be increased equally. According to this variable control, the variable control patterns of the U phase, the V phase, and the W phase can be combined and limited to a total of six variable control patterns. Therefore, the phase voltage of each phase is controlled by the interphase balance control unit. Variable control can be simplified.

請求項４の双方向電力変換器によれば、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの２つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部による可変制御を行うことができる。 According to the bidirectional power converter of claim 4, the intra-phase balance control unit includes a capacitor that becomes the maximum voltage and a capacitor that becomes the minimum voltage among the voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase. The voltage of the two capacitors may be varied. For this reason, even if the number of cell power modules in each phase changes, variable control by the in-phase balance control unit can be performed without being affected by this.

請求項５の双方向電力変換器によれば、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、すなわち、双方向電力変換器の待機時や、双方向電力変換器の低電力運転時等において、各コンデンサの電圧を初期充電部により増加させて可変することができる。つまり、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等において、入力側単相インバータまたは出力側単相インバータを制御して、各コンデンサの電圧を可変させることが困難である場合、上記の構成とすることで、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等であっても、コンデンサの電圧を可変させることが可能となる。 According to the bidirectional power converter of claim 5, when the amount of power converted in the bidirectional power converter is lower than a preset set amount of power, that is, when the bidirectional power converter is on standby, During low power operation of the bidirectional power converter, the voltage of each capacitor can be increased by the initial charging unit and can be varied. In other words, when it is difficult to control the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter to vary the voltage of each capacitor during standby or low-power operation of the bidirectional power converter, With this configuration, it is possible to vary the voltage of the capacitor even when the bidirectional power converter is on standby or during low power operation.

以下、添付した図面を参照して、本発明にかかる双方向電力変換器およびその制御方法について説明する。なお、以下の実施例によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a bidirectional power converter and a control method thereof according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the following examples.

本実施例にかかる双方向電力変換器は、いわゆる、直列多重方式のマルチセルインバータであり、この双方向電力変換器は、電源（入力側）から電動機（出力側）へ向かうカ行方向に供給される電力を変換すると共に、電動機（出力側）から電源（入力側）へ向かう回生方向に供給される電力を変換するものである。 The bidirectional power converter according to the present embodiment is a so-called serial multiplex type multi-cell inverter, and this bidirectional power converter is supplied in a power direction from a power source (input side) to an electric motor (output side). In addition to converting electric power, the electric power supplied in the regeneration direction from the electric motor (output side) to the power source (input side) is converted.

ここで、図１は、本実施例にかかる双方向電力変換器の全体構成を示したブロック図であり、図２は、セルパワーモジュールの構成を示したブロック図である。また、図３は、セルパワーモジュールにおける電力制御の説明図であり、図４は、制御部の構成を示したブロック図である。さらに、図５は、相内電力制御におけるフローチャート図であり、図６は、有効電流成分指令の絶対値と演算係数との関係を示した図である。また、図７は、相間電力制御における６つの可変制御パターンを示した説明図であり、図８は、相間電力制御におけるフローチャート図である。図９は、各相直流電圧偏差に基づいて導出される領域を示した図であり、図１０は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。以下、図１を参照して、双方向電力変換器の構成について説明する。 Here, FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the bidirectional power converter according to the present embodiment, and FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the cell power module. FIG. 3 is an explanatory diagram of power control in the cell power module, and FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the control unit. Further, FIG. 5 is a flowchart in the in-phase power control, and FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the absolute value of the active current component command and the calculation coefficient. FIG. 7 is an explanatory diagram showing six variable control patterns in interphase power control, and FIG. 8 is a flowchart in interphase power control. FIG. 9 is a diagram showing a region derived based on the DC voltage deviation of each phase, and FIG. 10 is an example diagram illustrating the amplitude and phase difference of the phase voltage after correction. Hereinafter, the configuration of the bidirectional power converter will be described with reference to FIG.

図１に示すように、双方向電力変換器１は、電力の変換を行う双方向電力変換部４と、双方向電力変換部４を制御する制御部５と、を備えている。制御部５は、双方向電力変換部４の電源側において、三相交流電圧および電流を検出すると共に、双方向電力変換部４の電動機６側において、三相交流電流を検出している。 As shown in FIG. 1, the bidirectional power converter 1 includes a bidirectional power conversion unit 4 that performs power conversion, and a control unit 5 that controls the bidirectional power conversion unit 4. The control unit 5 detects a three-phase AC voltage and current on the power source side of the bidirectional power conversion unit 4 and detects a three-phase AC current on the motor 6 side of the bidirectional power conversion unit 4.

双方向電力変換部４は、例えば、位相差が１２０度となるＵ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３をＹ結線で接続したものである。Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３のそれぞれは、４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の出力側を直列に接続して構成されており、計１２のセルパワーモジュールが用いられている。そして、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３のそれぞれの一端は中性点Ｎで接続されると共に、それぞれの他端は電動機６側に接続されている。一方、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の入力側は、それぞれ絶縁トランス７を介して電源側に接続される。 For example, the bidirectional power conversion unit 4 is formed by connecting the U phase S1, the V phase S2, and the W phase S3 having a phase difference of 120 degrees with a Y connection. Each of U-phase S1, V-phase S2 and W-phase S3 is configured by connecting the output sides of four cell power modules U1-U4, V1-V4, W1-W4 in series, for a total of 12 cell powers Module is used. And each one end of U phase S1, V phase S2, and W phase S3 is connected by the neutral point N, and each other end is connected to the electric motor 6 side. On the other hand, the input sides of the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 in the U phase S1, the V phase S2, and the W phase S3 are connected to the power supply side through the insulating transformer 7, respectively.

図２に示すように、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４は、電源側に配設された電源側単相インバータ１０と、電動機６側に配設された電動機側単相インバータ１１と、電源側単相インバータ１０と電動機側単相インバータ１１との間に介設された直流中間コンデンサ１２と、直流中間コンデンサ１２に初期充電を行う初期充電回路１３と、を有し、これらはセルコントローラ１４により制御されている。そして、セルコントローラ１４は制御部５に接続されている。 As shown in FIG. 2, each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, W1 to W4 includes a power source side single-phase inverter 10 disposed on the power source side and a motor side unit disposed on the motor 6 side. A phase inverter 11, a DC intermediate capacitor 12 interposed between the power source side single phase inverter 10 and the motor side single phase inverter 11, and an initial charging circuit 13 for initial charging the DC intermediate capacitor 12. These are controlled by the cell controller 14. The cell controller 14 is connected to the control unit 5.

電源側から電動機６側へ向けてカ行方向に交流電力が供給されると、電源側単相インバータ１０は、電源側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ１２に出力する。直流中間コンデンサ１２に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ１２を介して、電動機側単相インバータ１１に入力する。そして、電動機側単相インバータ１１は、直流中間コンデンサ１２を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電動機６側へ出力する。一方、電動機６側から電源側へ向けて回生方向に交流電力が供給されると、電動機側単相インバータ１１は、電動機側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ１２に出力する。直流中間コンデンサ１２に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ１２を介して、電源側単相インバータ１０に入力する。そして、電源側単相インバータ１０は、直流中間コンデンサ１２を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電源側へ出力する。つまり、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１は、コンバータとしての機能も有している。 When AC power is supplied from the power source side to the motor 6 side in the direction of the power, the power source side single-phase inverter 10 converts the AC power input from the power source side into DC power and outputs it to the DC intermediate capacitor 12. To do. The DC power input to the DC intermediate capacitor 12 is input to the motor side single-phase inverter 11 via the DC intermediate capacitor 12. The motor-side single-phase inverter 11 converts the DC power supplied through the DC intermediate capacitor 12 into AC power and outputs the AC power to the motor 6 side. On the other hand, when AC power is supplied in the regeneration direction from the motor 6 side toward the power source side, the motor-side single-phase inverter 11 converts the AC power input from the motor side into DC power to the DC intermediate capacitor 12. Output. The DC power input to the DC intermediate capacitor 12 is input to the power supply side single-phase inverter 10 via the DC intermediate capacitor 12. Then, the power supply side single-phase inverter 10 converts the DC power supplied via the DC intermediate capacitor 12 into AC power and outputs the AC power to the power supply side. That is, the power supply side single-phase inverter 10 and the electric motor side single-phase inverter 11 also have a function as a converter.

電動機側単相インバータ１１は、直流中間コンデンサ１２側にコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ２，Ｔｂ２と、直流中間コンデンサ１２側にカソードが接続されたダイオードＤａ１，Ｄｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にアノードが接続されたダイオードＤａ２，Ｄｂ２と、を備える。そして、この電動機側単相インバータ１１において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔａ２のコレクタと、ダイオードＤａ１のアノードおよびダイオードＤａ２のカソードと、が接続されて一方の出力端子Ｏ１となると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔｂ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔｂ２のコレクタと、ダイオードＤｂ１のアノードおよびダイオードＤｂ２のカソードと、が接続されて他方の出力端子Ｏ２となる。 The motor-side single-phase inverter 11 includes IGBT elements Ta1 and Tb1 whose collectors are connected to the DC intermediate capacitor 12 side, IGBT elements Ta2 and Tb2 whose emitters are connected to the DC intermediate capacitor 12 side, and DC intermediate capacitor 12 side Diodes Da1 and Db1 having cathodes connected thereto and diodes Da2 and Db2 having anodes connected to the DC intermediate capacitor 12 side. In this single-phase inverter 11 on the electric motor side, the emitter of the IGBT element Ta1 and the collector of the IGBT element Ta2, the anode of the diode Da1, and the cathode of the diode Da2 are connected to form one output terminal O1, and the IGBT element The emitter of Tb1 and the collector of the IGBT element Tb2, the anode of the diode Db1, and the cathode of the diode Db2 are connected to become the other output terminal O2.

電源側単相インバータ１０も、電動機側単相インバータ１１と同様に構成されており、直流中間コンデンサ１２側にコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ２，Ｔｂ２と、直流中間コンデンサ１２側にカソードが接続されたダイオードＤａ１，Ｄｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にアノードが接続されたダイオードＤａ２，Ｄｂ２と、を備える。そして、この電源側単相インバータ１０において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔａ２のコレクタと、ダイオードＤａ１のアノードおよびダイオードＤａ２のカソードと、が接続されて一方の入力端子Ｉ１となると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔｂ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔｂ２のコレクタと、ダイオードＤｂ１のアノードおよびダイオードＤｂ２のカソードと、が接続されて他方の入力端子Ｉ２となる。そして、図１に示したように、電源側単相インバータ１０の各入力端子Ｉ１，Ｉ２は、絶縁トランス７を介して電源側に接続される。 The power source side single-phase inverter 10 is also configured in the same manner as the electric motor side single-phase inverter 11, and IGBT elements Ta1 and Tb1 having collectors connected to the DC intermediate capacitor 12 side and emitters connected to the DC intermediate capacitor 12 side. IGBT elements Ta2 and Tb2, diodes Da1 and Db1 having cathodes connected to the DC intermediate capacitor 12 side, and diodes Da2 and Db2 having anodes connected to the DC intermediate capacitor 12 side. In the power source side single-phase inverter 10, the emitter of the IGBT element Ta1 and the collector of the IGBT element Ta2, the anode of the diode Da1, and the cathode of the diode Da2 are connected to form one input terminal I1, and the IGBT element The emitter of Tb1 and the collector of IGBT element Tb2, the anode of diode Db1, and the cathode of diode Db2 are connected to form the other input terminal I2. As shown in FIG. 1, the input terminals I <b> 1 and I <b> 2 of the power supply side single-phase inverter 10 are connected to the power supply side via the insulating transformer 7.

電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１の各ダイオードＤａ１，Ｄａ２，Ｄｂ１，Ｄｂ２は、還流ダイオードとして用いられており、また、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２は、スイッチング素子として用いられている。このとき、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２は、セルコントローラ１４に接続されており、セルコントローラ１４は、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２のゲートに駆動信号を与えることにより、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１を制御することが可能となる。また、セルコントローラ１４は、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を検出しており、検出した直流電圧は制御部５に送られる。セルコントローラ１４は、制御部５からの指令により、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１を制御する。 The diodes Da1, Da2, Db1, Db2 of the power supply side single phase inverter 10 and the motor side single phase inverter 11 are used as freewheeling diodes, and the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, Tb2 are used as switching elements. It is used. At this time, each IGBT element Ta1, Ta2, Tb1, Tb2 is connected to the cell controller 14, and the cell controller 14 supplies a drive signal to the gate of each IGBT element Ta1, Ta2, Tb1, Tb2, thereby supplying power. The side single-phase inverter 10 and the motor side single-phase inverter 11 can be controlled. Further, the cell controller 14 detects the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12, and the detected DC voltage is sent to the control unit 5. The cell controller 14 controls the power supply side single-phase inverter 10 and the electric motor side single-phase inverter 11 according to a command from the control unit 5.

ここで、図３を参照して、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における電力制御について説明する。セルコントローラ１４は、電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を一定に維持させることで、電源側単相インバータ１０に流れる電源側電力Ｐ１と、電動機側単相インバータ１１に流れる電動機側電力Ｐ２と、が同じ電力となるようにバランスさせている。 Here, with reference to FIG. 3, the power control in each cell power module U1-U4, V1-V4, W1-W4 is demonstrated. The cell controller 14 controls either the power supply side single-phase inverter 10 or the electric motor side single-phase inverter 11 to maintain the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 constant, thereby flowing to the power supply side single-phase inverter 10. The power source side power P1 and the motor side power P2 flowing through the motor side single phase inverter 11 are balanced so as to be the same power.

例えば、電源側から電動機６側ヘ向けてカ行方向に電力が供給された状態で、電動機側単相インバータ１１を制御して、電源側電力Ｐ１と電動機側電力Ｐ２とをバランスさせる場合、設定目標値に対し、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が減少してしまうときと、増加してしまうときとがある。 For example, when the electric power is supplied from the power source side to the electric motor 6 side in the horizontal direction, the electric motor side single-phase inverter 11 is controlled to balance the electric power side electric power P1 and the electric motor side electric power P2. There are a case where the direct current voltage of the direct current intermediate capacitor 12 decreases and a case where the direct current voltage increases with respect to the target value.

図３（ａ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させるには、図３（ｂ）に示すように、電動機側電力Ｐ２が電源側電力Ｐ１に比して小さくなるように（Ｐ１＞Ｐ２）、電動機側単相インバータ１１を制御すればよい。すると、図３（ｃ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。 As shown in FIG. 3A, when the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 decreases with respect to the set target value, the output electric motor side power P2 is larger than the input power supply side electric power P1. It is thought that it is in a state. For this reason, in order to return the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 to the set target value, it is necessary to increase the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12. In order to increase the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12, as shown in FIG. 3B, the motor-side single phase is set so that the motor-side power P2 becomes smaller than the power-side power P1 (P1> P2). The inverter 11 may be controlled. Then, as shown in FIG. 3C, the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 returns to the set target value.

一方、図３（ｄ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させるには、図３（ｅ）に示すように、電動機側電力Ｐ２が電源側電力Ｐ１に比して大きくなるように（Ｐ１＜Ｐ２）、電動機側単相インバータ１１を制御すればよい。すると、図３（ｆ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。 On the other hand, as shown in FIG. 3D, when the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 increases with respect to the set target value, the output electric power P2 is compared with the input power supply P1. It is thought that it is getting smaller. For this reason, in order to return the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 to the set target value, it is necessary to reduce the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12. To reduce the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12, as shown in FIG. 3E, the motor side single phase is set so that the motor side power P2 becomes larger than the power source side power P1 (P1 <P2). The inverter 11 may be controlled. Then, as shown in FIG. 3F, the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 returns to the set target value.

なお、上記では電動機側単相インバータ１１を制御することにより、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値としているが、電源側単相インバータ１０を制御することにより、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値とすることも可能である。以下、図３（ｇ）以降を参照して説明する。 In the above description, the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is set as the set target value by controlling the motor-side single-phase inverter 11, but the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is controlled by controlling the power-source-side single-phase inverter 10. Can also be set as the set target value. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.

図３（ｇ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させるには、図３（ｈ）に示すように、電源側電力Ｐ１が電動機側電力Ｐ２に比して大きくなるように（Ｐ１＞Ｐ２）、電源側単相インバータ１０を制御すればよい。すると、図３（ｉ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。 As shown in FIG. 3G, when the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 decreases with respect to the set target value, the output electric motor side power P2 is larger than the input power supply side electric power P1. It is thought that it is in a state. For this reason, in order to return the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 to the set target value, it is necessary to increase the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12. In order to increase the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12, as shown in FIG. 3 (h), the power source side single phase is set so that the power source side power P1 becomes larger than the motor side power P2 (P1> P2). The inverter 10 may be controlled. Then, as shown in FIG. 3I, the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 returns to the set target value.

一方、図３（ｊ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させるには、図３（ｋ）に示すように、電源側電力Ｐ１が電動機側電力Ｐ２に比して小さくなるように（Ｐ１＜Ｐ２）、電源側単相インバータ１０を制御すればよい。すると、図３（ｌ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。 On the other hand, as shown in FIG. 3 (j), when the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 increases with respect to the set target value, the output motor-side power P2 is compared with the input power-side power P1. It is thought that it is getting smaller. For this reason, in order to return the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 to the set target value, it is necessary to reduce the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12. In order to reduce the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12, as shown in FIG. 3 (k), the power supply side single phase is set so that the power supply side power P1 becomes smaller than the motor side power P2 (P1 <P2). The inverter 10 may be controlled. Then, as shown in FIG. 3 (l), the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 returns to the set target value.

以上の説明では、電源側から電動機６側ヘ向けてカ行方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電力制御について説明したが、電動機６側から電源側ヘ向けて回生方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電力制御についても同様であるため、説明を省略する。つまり、カ行時において、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を制御する場合、電源側単相インバータ１０を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ１１を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。また、回生時において、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を制御する場合も、電源側単相インバータ１０を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ１１を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。 In the above description, the electric power control of each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 when electric power is supplied from the power source side to the electric motor 6 side in the row direction has been described. The same applies to the power control of each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 when power is supplied in the regeneration direction from the power source side to the power source side, and thus description thereof is omitted. That is, when controlling the direct current voltage of the direct current intermediate capacitor 12 at the time of driving, the control pattern for controlling the direct current voltage by controlling the power source side single phase inverter 10 and the direct current voltage by controlling the electric motor side single phase inverter 11 are controlled. There is a control pattern to control. Further, when the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is controlled during regeneration, the DC voltage is controlled by controlling the power source side single-phase inverter 10 to control the DC voltage, and the motor side single-phase inverter 11 is controlled. There is a control pattern to control.

再度、図２を参照するに、初期充電回路１３は、直流中間コンデンサ１２へ初期充電を行うものであり、補助電源側に接続された補助インバータ２０と、補助インバータ２０に接続されたコイル２１と、コイル２１に接続された絶縁トランス２２と、絶縁トランス２２に接続されたダイオードからなる整流器２３と、を有している。そして、整流器２３のカソードは、直流中間コンデンサ１２と電源側単相インバータ１０のＩＧＢＴ素子Ｔｂ１との間に接続され、整流器２３のアノードは、直流中間コンデンサ１２と電源側単相インバータ１０のＩＧＢＴ素子Ｔｂ２との間に接続されている。なお、初期充電回路１３には、直流中間コンデンサ１２に蓄電された電力を放電する放電回路２４が設けられており、放電回路２４により直流中間コンデンサ１２に蓄電された電力を放電することにより、双方向電力変換器１のメンテナンス時における安全性を確保している。 Referring again to FIG. 2, the initial charging circuit 13 performs initial charging to the DC intermediate capacitor 12, and includes an auxiliary inverter 20 connected to the auxiliary power supply side, and a coil 21 connected to the auxiliary inverter 20. And an insulating transformer 22 connected to the coil 21 and a rectifier 23 made of a diode connected to the insulating transformer 22. The cathode of the rectifier 23 is connected between the DC intermediate capacitor 12 and the IGBT element Tb1 of the power supply side single-phase inverter 10, and the anode of the rectifier 23 is the IGBT element of the DC intermediate capacitor 12 and the power supply side single-phase inverter 10. It is connected between Tb2. The initial charging circuit 13 is provided with a discharge circuit 24 that discharges the electric power stored in the DC intermediate capacitor 12, and both of them are discharged by discharging the electric power stored in the DC intermediate capacitor 12 by the discharge circuit 24. Safety at the time of maintenance of the power converter 1 is ensured.

ところで、本実施例にかかる双方向電力変換器１では、複数（本実施例では１２）のセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４が用いられている。これらセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４には、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４に同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における直流中間コンデンサ１２の直流電圧が、バラついてしまう場合がある。 By the way, in the bidirectional power converter 1 according to this embodiment, a plurality (12 in this embodiment) of cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 are used. Since these cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 have individual differences, for example, when the same power is input to each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4, The DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 in each of the cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 may vary.

各直流中間コンデンサ１２の直流電圧にバラつきが生じてしまうと、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３の相電圧がバラついてしまう虞があると共に、三相間の各線間電圧もバラついてしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器１における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。このため、本実施例にかかる双方向電力変換器１では、複数のセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における各直流中間コンデンサ１２の直流電圧がバラついてしまっても、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能な構成となっている。以下、図４を参照して、本実施例の発明部分である双方向電力変換器１の制御部５について説明する。なお、各相の相電圧は、各相の４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における各単相インバータ出力電圧を足し合わせたものである。 If the DC voltage of each DC intermediate capacitor 12 varies, the phase voltages of the U phase S1, the V phase S2, and the W phase S3 may vary, and the line voltages between the three phases may also vary. There is. This may adversely affect the control stability of the bidirectional power converter 1. For this reason, in the bidirectional power converter 1 according to the present embodiment, even if the DC voltage of each DC intermediate capacitor 12 in the plurality of cell power modules U1 to U4, V1 to V4, W1 to W4 varies, the three-phase power converter 1 It is the structure which can maintain the balance of each line voltage. Hereinafter, with reference to FIG. 4, the control part 5 of the bidirectional | two-way power converter 1 which is the invention part of a present Example is demonstrated. The phase voltage of each phase is the sum of the single-phase inverter output voltages in the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 of each phase.

図４に示すように、双方向電力変換器１の制御部５は、三相間の各線間電圧をバランスさせた状態で各相の相電圧をそれぞれ可変制御（相間電力制御）する相間バランス制御部３０と、各相の相電圧を維持した状態で各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御（相内電力制御）する相内バランス制御部３１と、を有している。なお、相間バランス制御部３０による相間電力制御と、相内バランス制御部３１による相内電力制御とは、それぞれ並行して行われている。また、相内バランス制御部３１および相間バランス制御部３０は、相間電力制御および相内電力制御を行う際に用いられる有効電流成分指令を検出している。 As shown in FIG. 4, the control unit 5 of the bidirectional power converter 1 is a phase balance control unit that variably controls the phase voltage of each phase (phase power control) in a state where the line voltages between the three phases are balanced. 30 and variable control of each single-phase inverter output voltage of each of the four cell power modules U1-U4, V1-V4, W1-W4 in each phase while maintaining the phase voltage of each phase (in-phase power control) And an in-phase balance control unit 31. The interphase power control by the interphase balance control unit 30 and the intraphase power control by the intraphase balance control unit 31 are performed in parallel. Further, the intra-phase balance control unit 31 and the inter-phase balance control unit 30 detect an effective current component command used when performing the inter-phase power control and the intra-phase power control.

相内バランス制御部３１は、Ｕ相内バランス制御部３１ａ、Ｖ相内バランス制御部３１ｂおよびＷ相内バランス制御部３１ｃで構成され、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各セルコントローラ１４に接続されている。そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各セルコントローラ１４により検出した各直流中間コンデンサ１２の直流電圧を取得し、取得した４つの直流電圧に基づいて、各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御している。 The intra-phase balance control unit 31 includes a U-phase balance control unit 31a, a V-phase balance control unit 31b, and a W-phase balance control unit 31c. The intra-phase balance control units 31a, 31b, and 31c Are connected to the cell controllers 14 of the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4. Then, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c acquires the DC voltage of each DC intermediate capacitor 12 detected by each cell controller 14, and each single-phase inverter output voltage based on the acquired four DC voltages. Each is variably controlled.

ここで、図５および図６を参照して、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃによる一連の相内電力制御（相内バランス制御工程）について説明する。先ず、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各セルコントローラ１４により検出した各直流中間コンデンサ１２の直流電圧の電圧値を取得すると共に、取得した４つの直流電圧を大きい順にソートする（Ｓ１）。このとき、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、直流電圧値の大きい順から、セルＡ直流電圧（最大電圧値）、セルＢ直流電圧、セルＣ直流電圧、セルＤ直流電圧（最小電圧値）とする。 Here, with reference to FIG. 5 and FIG. 6, a series of in-phase power control (intra-phase balance control process) by the in-phase balance control units 31a, 31b, and 31c will be described. First, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c acquires the voltage value of the DC voltage of each DC intermediate capacitor 12 detected by each cell controller 14, and sorts the acquired four DC voltages in descending order ( S1). At this time, each of the intra-phase balance control units 31a, 31b, and 31c starts from the descending order of the DC voltage value, cell A DC voltage (maximum voltage value), cell B DC voltage, cell C DC voltage, cell D DC voltage (minimum). Voltage value).

この後、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、ソートした４つの直流電圧値のうち、セルＡ直流電圧とセルＤ直流電圧とから、「２点間平均直流電圧＝（セルＡ直流電圧＋セルＤ直流電圧）／２」の式により、２点間平均直流電圧を算出する（Ｓ２）。続いて、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した２点間平均直流電圧に基づいて、「２点間偏差＝（セルＡ直流電圧―セルＤ直流電圧）／２点間平均直流電圧／２」の式により、２点間偏差を算出する（Ｓ３）。次に、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した２点間偏差が、予め設定された最小偏差より大きいか否かを判別する（Ｓ４）。算出した２点間偏差が最小偏差より小さいと判別された場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、偏差が小さいとして補正量をゼロとする（Ｓ１０）ことにより、相内電力制御を実施しない。一方、算出した２点間偏差が最小偏差より大きいと判別された場合、次のステップであるＳ５に移行する。 Thereafter, each of the intra-phase balance control units 31a, 31b, and 31c calculates “the average DC voltage between two points = (cell A DC) from the cell A DC voltage and the cell D DC voltage among the sorted DC voltage values. The average DC voltage between two points is calculated by the formula of “voltage + cell D DC voltage) / 2” (S2). Subsequently, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c calculates “two-point deviation = (cell A DC voltage−cell D DC voltage) / 2-point average based on the calculated average DC voltage between two points”. The deviation between two points is calculated by the formula of “DC voltage / 2” (S3). Next, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c determines whether or not the calculated deviation between two points is larger than a preset minimum deviation (S4). When it is determined that the calculated deviation between the two points is smaller than the minimum deviation, the intra-phase balance control units 31a, 31b, and 31c determine that the deviation is small and set the correction amount to zero (S10). Do not implement. On the other hand, when it is determined that the calculated deviation between the two points is larger than the minimum deviation, the process proceeds to the next step S5.

Ｓ５において、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、取得した有効電流成分指令および図６に示す関数マップに基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数をマップ引きする。なお、この演算係数を用いることで、有効電力が大きい場合には、ゲインを減少させることができ、有効電力が小さい場合には、ゲインを増加させることができる。 In S5, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c draws a calculation coefficient corresponding to the absolute value of the effective current component command based on the acquired effective current component command and the function map shown in FIG. By using this arithmetic coefficient, the gain can be decreased when the active power is large, and the gain can be increased when the active power is small.

この後、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、設定した演算係数、算出した２点間偏差、設定された最小偏差および調整ゲインに基づいて、「補正値＝演算係数×（２点間偏差―最小偏差）×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する（Ｓ６）。このとき、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する（Ｓ７）。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、補正値を最大補正値に設定する（Ｓ９）。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値をそのまま使用する。そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ１１にて補正制御する場合、下記する表１に代入することで、各セルの補正量が導出される（Ｓ８）。 Thereafter, each of the intra-phase balance control units 31a, 31b, and 31c calculates “correction value = calculation coefficient × (two points) based on the set calculation coefficient, the calculated two-point deviation, the set minimum deviation, and the adjustment gain. The correction value is calculated by the formula of “interval deviation−minimum deviation) × adjustment gain” (S6). At this time, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c determines whether or not the calculated correction value is greater than or equal to a preset maximum correction value (S7). When it is determined that the calculated correction value is larger than the maximum correction value, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c sets the correction value to the maximum correction value (S9). On the other hand, when the calculated correction value is equal to or less than the maximum correction value, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c uses the calculated correction value as it is. And each intra-phase balance control part 31a, 31b, 31c, when carrying out correction control of the calculated correction value, for example in the motor side single-phase inverter 11, substitutes in the below-mentioned Table 1 for the correction amount of each cell Is derived (S8).

そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、導出した４つの補正量（うち２つは補正量ゼロ）を、４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各セルコントローラ１４にそれぞれ入力することにより、単相インバータ出力電圧を補正することができる。このとき、上記したように電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１を制御するが、双方向電力変換器１において変換する電力量が低い場合、例えば、双方向電力変換器１の待機時や低電力運転時等においては、電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１により制御することは困難であるため、初期充電回路１３により直流中間コンデンサ１２の電圧を増加させることで、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を可変制御する。このように、相内バランス制御部３１により相内電力制御を行うことで、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が最大となるセルパワーモジュールが、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が最小となるセルパワーモジュールを補うことができ、また、各相の相電圧を維持することができる。 Then, each intra-phase balance control unit 31a, 31b, 31c uses the derived four correction amounts (of which two are zero correction amounts) to each of the four cell power modules U1-U4, V1-V4, W1-W4. By inputting each to the cell controller 14, the single-phase inverter output voltage can be corrected. At this time, as described above, the power source side single-phase inverter 10 or the motor side single-phase inverter 11 is controlled, but when the amount of power to be converted in the bidirectional power converter 1 is low, for example, the standby of the bidirectional power converter 1 Since it is difficult to control by the power source side single phase inverter 10 or the motor side single phase inverter 11 at the time of operation or low power operation, etc., by increasing the voltage of the DC intermediate capacitor 12 by the initial charging circuit 13, The DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is variably controlled. As described above, the cell power module in which the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is maximized by performing the in-phase power control by the in-phase balance control unit 31 is the cell power module in which the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 is minimized. And the phase voltage of each phase can be maintained.

相間バランス制御部３０は、上記したように三相間の各線間電圧を平衡に保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御している。具体的に、図７に示すように、相間バランス制御部３０は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計６つの可変制御パターンとすることができる。そして、相間バランス制御部３０は、この６つの可変制御パターンのうち、１の可変制御パターンを選択し、選択した可変制御パターンに基づいて、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する。 As described above, the interphase balance control unit 30 variably controls the phase voltage of each phase while keeping the line voltages between the three phases in balance. Specifically, as shown in FIG. 7, the interphase balance control unit 30 is configured to uniformly decrease the other two phase voltages as the phase voltage of one of the three phase voltages increases. In addition, as the phase voltage of one phase decreases, the other two phase voltages can be increased equally and varied. According to this variable control, the variable control patterns of the U phase, V phase, and W phase can be combined into a total of six variable control patterns. Then, the interphase balance control unit 30 selects one variable control pattern among the six variable control patterns, and variably controls the phase voltage of each phase based on the selected variable control pattern.

ここで、図８ないし図１０を参照して、相間バランス制御部３０による一連の相間電力制御（相間バランス制御工程）について説明する。まず、相間バランス制御部３０は、各相内バランス制御部３１を介して入力された各相の４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における直流中間コンデンサ１２の直流電圧に基づいて、相平均直流電圧を算出する（Ｓ１１）。例えば、Ｕ相におけるＵ相平均直流電圧を算出する場合、相間バランス制御部３０は、「Ｕ相平均直流電圧＝（セルＵ１直流電圧＋セルＵ２直流電圧＋セルＵ３直流電圧＋セルＵ４直流電圧）／４」の式により、Ｕ相平均直流電圧を算出する。同様に、相間バランス制御部３０は、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧も算出する（Ｓ１１）。 Here, with reference to FIG. 8 thru | or FIG. 10, a series of interphase electric power control (interphase balance control process) by the interphase balance control part 30 is demonstrated. First, the interphase balance control unit 30 converts the DC voltage of the DC intermediate capacitor 12 in the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 of each phase input via the intraphase balance control unit 31. Based on this, a phase average DC voltage is calculated (S11). For example, when calculating the U-phase average DC voltage in the U-phase, the interphase balance control unit 30 determines that “U-phase average DC voltage = (cell U1 DC voltage + cell U2 DC voltage + cell U3 DC voltage + cell U4 DC voltage)”. / 4 "is used to calculate the U-phase average DC voltage. Similarly, the interphase balance control unit 30 also calculates the V-phase average DC voltage and the W-phase average DC voltage (S11).

次に、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧に基づいて、各相直流電圧偏差を算出する。このとき、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧のうち、最小のものを最小直流電圧として設定する。そして、例えば、Ｕ相におけるＵ相直流電圧偏差を算出する場合、相間バランス制御部は、「Ｕ相直流電圧偏差＝Ｕ相平均直流電圧―最小直流電圧」の式に基づいて、Ｕ相直流電圧偏差を算出する。同様に、相間バランス制御部３０は、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差も算出する（Ｓ１２）。このとき、最小直流電圧は、Ｕ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧の中から設定しているため、Ｕ相直流電圧偏差、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差の中の少なくとも１つはゼロとなる。 Next, the interphase balance control unit 30 calculates each phase DC voltage deviation based on the calculated U-phase average DC voltage, V-phase average DC voltage, and W-phase average DC voltage. At this time, the interphase balance control unit 30 sets the smallest one of the calculated U-phase average DC voltage, V-phase average DC voltage, and W-phase average DC voltage as the minimum DC voltage. For example, when calculating the U-phase DC voltage deviation in the U-phase, the interphase balance control unit calculates the U-phase DC voltage based on the equation “U-phase DC voltage deviation = U-phase average DC voltage−minimum DC voltage”. Calculate the deviation. Similarly, the interphase balance control unit 30 also calculates the V-phase DC voltage deviation and the W-phase DC voltage deviation (S12). At this time, since the minimum DC voltage is set from the U-phase average DC voltage, the V-phase average DC voltage, and the W-phase average DC voltage, the U-phase DC voltage deviation, the V-phase DC voltage deviation, and the W-phase DC voltage are set. At least one of the deviations will be zero.

続いて、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相直流電圧偏差、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差に基づいて、「偏差振幅＝√（Ｕ相直流電圧偏差^２＋Ｖ相直流電圧偏差^２＋Ｗ相直流電圧偏差^２）」の式により、偏差振幅を算出する（Ｓ１３）。次に、相間バランス制御部３０は、算出した偏差振幅が、予め設定された最小偏差振幅より大きいか否かを判別する（Ｓ１４）。算出した偏差振幅が最小偏差振幅より小さいと判別された場合、相間バランス制御部は、偏差が小さいと判断して補正量をゼロとする（Ｓ２１）ことにより、相間電力制御を実施しない。 Subsequently, the interphase balance control unit 30 calculates “deviation amplitude = √ (U-phase DC voltage deviation ² + V-phase DC voltage deviation) based on the calculated U-phase DC voltage deviation, V-phase DC voltage deviation, and W-phase DC voltage deviation. ^The deviation amplitude is calculated by the formula of “ ² + W phase DC voltage deviation ² )” (S13). Next, the interphase balance control unit 30 determines whether or not the calculated deviation amplitude is larger than a preset minimum deviation amplitude (S14). When it is determined that the calculated deviation amplitude is smaller than the minimum deviation amplitude, the interphase balance control unit determines that the deviation is small and sets the correction amount to zero (S21), so that the interphase power control is not performed.

一方、算出した偏差振幅が最小偏差振幅より大きいと判別された場合、相間バランス制御部は、各相直流電圧偏差に基づいて、図９に示す６つの領域の中から、１の領域を導出する（Ｓ１５）。 On the other hand, when it is determined that the calculated deviation amplitude is larger than the minimum deviation amplitude, the interphase balance control unit derives one area from the six areas shown in FIG. 9 based on each phase DC voltage deviation. (S15).

ここで、各相直流電圧偏差に基づいて、領域を導出する領域導出方法について具体的に説明する。例えば、Ｓ１２において算出したＵ相直流電圧偏差がゼロの場合、導出される領域は、Ｖ相直流電圧偏差のベクトルとＷ相直流電圧偏差のベクトルとを合成した合成ベクトルが臨む可能性のある、領域ＰＶ、領域ＮＵおよび領域ＰＷの３つに絞られる。この場合において、Ｖ相直流電圧偏差が、２倍のＷ相直流電圧偏差以上（つまり、「Ｖ相直流電圧偏差≧２×Ｗ相直流電圧偏差」）であれば、相間バランス制御部３０は領域ＰＶを導出する。一方、Ｗ相直流電圧偏差が、２倍のＶ相直流電圧偏差以上（つまり、「Ｗ相直流電圧偏差≧２×Ｖ相直流電圧偏差」）であれば、相間バランス制御部３０は領域ＰＷを導出する。さらに、Ｖ相直流電圧偏差が、２倍のＷ相直流電圧偏差以上でなく、且つＷ相直流電圧偏差が、２倍のＶ相直流電圧偏差以上でもない場合、相間バランス制御部３０は領域ＮＵを導出する。同様に、Ｓ１２において算出したＶ相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部３０は、上記の領域導出方法により、領域ＰＷ、領域ＮＶおよび領域ＰＵの中から領域を導出する。また、Ｓ１２において算出したＷ相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部３０は、上記の領域導出方法により、領域ＰＵ、領域ＮＷおよび領域ＰＶの中から領域を導出する。 Here, a region derivation method for deriving a region based on each phase DC voltage deviation will be specifically described. For example, when the U-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the derived region may be a combined vector obtained by combining the vector of the V-phase DC voltage deviation and the vector of the W-phase DC voltage deviation. The area PV, the area NU, and the area PW are limited to three. In this case, if the V-phase DC voltage deviation is equal to or more than twice the W-phase DC voltage deviation (that is, “V-phase DC voltage deviation ≧ 2 × W-phase DC voltage deviation”), the interphase balance control unit 30 is the region. PV is derived. On the other hand, if the W-phase DC voltage deviation is equal to or more than twice the V-phase DC voltage deviation (that is, “W-phase DC voltage deviation ≧ 2 × V-phase DC voltage deviation”), the interphase balance control unit 30 sets the region PW. To derive. Further, when the V-phase DC voltage deviation is not more than twice the W-phase DC voltage deviation and the W-phase DC voltage deviation is not more than twice the V-phase DC voltage deviation, the inter-phase balance control unit 30 determines that the region NU Is derived. Similarly, when the V-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the interphase balance control unit 30 derives a region from the region PW, the region NV, and the region PU by the region deriving method. When the W-phase DC voltage deviation calculated in S12 is zero, the interphase balance control unit 30 derives a region from the region PU, the region NW, and the region PV by the above-described region deriving method.

Ｓ１５において、領域を導出すると、続いて、相間バランス制御部３０は、図６に示す関数に基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数を設定する（Ｓ１６）。この後、相間バランス制御部３０は、設定した演算係数、算出した偏差振幅、設定された最小偏差振幅および調整ゲインとに基づいて、「補正値＝演算係数×（偏差振幅―最小偏差振幅）×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する（Ｓ１７）。このとき、相間バランス制御部３０は、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する（Ｓ１８）。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、相間バランス制御部３０は、補正値を最大補正値に設定する（Ｓ２０）。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、相間バランス制御部３０は、算出した補正値をそのまま使用する。そして、相間バランス制御部３０は、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ１１にて補正制御する場合、Ｓ１５において導出した領域に対応させて、下記する表２に代入することで、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のいずれか一相における補正後の相電圧αが導出される（Ｓ１９）。 When the region is derived in S15, the interphase balance control unit 30 then sets a calculation coefficient corresponding to the absolute value of the active current component command based on the function shown in FIG. 6 (S16). Thereafter, the interphase balance control unit 30 calculates “correction value = calculation coefficient × (deviation amplitude−minimum deviation amplitude) × based on the set calculation coefficient, the calculated deviation amplitude, the set minimum deviation amplitude, and the adjustment gain. A correction value is calculated by the formula of “adjustment gain” (S17). At this time, the interphase balance control unit 30 determines whether or not the calculated correction value is greater than or equal to a preset maximum correction value (S18). When it is determined that the calculated correction value is larger than the maximum correction value, the interphase balance control unit 30 sets the correction value to the maximum correction value (S20). On the other hand, when the calculated correction value is equal to or less than the maximum correction value, the interphase balance control unit 30 uses the calculated correction value as it is. Then, the interphase balance control unit 30 assigns the calculated correction value to the following table 2 in association with the region derived in S15 when the correction control is performed by, for example, the motor-side single-phase inverter 11. A phase voltage α after correction in any one of the phase, the V phase, and the W phase is derived (S19).

そして、相間バランス制御部３０は、導出した補正後の相電圧αを、下記する数１に代入して、他の二相における補正後の相電圧βおよび位相差θ_βを導出する。これにより、相間バランス制御部３０は、導出した補正後のＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＷ相電圧に基づいて、各相電圧を可変制御することにより、各相電圧は不平衡となってしまうが、三相間の各線間電圧をバランスさせることができる。なお、図１０は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。 Then, the interphase balance control unit 30 substitutes the derived corrected phase voltage α into the following equation 1 to derive the corrected phase voltage β and phase difference θ _β in the other two phases. As a result, the interphase balance control unit 30 variably controls each phase voltage based on the derived corrected U phase voltage, V phase voltage, and W phase voltage, thereby causing each phase voltage to become unbalanced. However, the line voltages between the three phases can be balanced. FIG. 10 is an example of the corrected phase voltage amplitude and phase difference.

以上の構成によれば、相間バランス制御部３０は、各直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制するために、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することにより、三相間の各線間電圧の平衡を保つことができる。また、相内バランス制御部３１は、各直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制するために、各単相インバータの出力電圧をそれぞれ可変制御することにより、各相の相電圧を維持することができる。これにより、制御安定性の悪化を抑制することができる。 According to the above configuration, the interphase balance control unit 30 variably controls the phase voltage of each phase in order to suppress the DC voltage imbalance of each DC intermediate capacitor 12, thereby controlling the line voltage between the three phases. Equilibrium can be maintained. Further, the in-phase balance control unit 31 maintains the phase voltage of each phase by variably controlling the output voltage of each single-phase inverter in order to suppress the DC voltage imbalance of each DC intermediate capacitor 12. Can do. Thereby, deterioration of control stability can be suppressed.

また、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制することにより、制御を簡易なものとすることができる。 Further, the DC voltage imbalance of the DC intermediate capacitor 12 is controlled by controlling either the power source side single phase inverter 10 or the motor side single phase inverter 11 of each cell power module U1 to U4, V1 to V4, W1 to W4. By suppressing, the control can be simplified.

さらに、相間バランス制御部３０は、６つの可変制御パターンにより相間電力制御を行うことができるため、相間バランス制御部３０による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。 Furthermore, since the interphase balance control unit 30 can perform interphase power control using six variable control patterns, variable control of the phase voltage of each phase by the interphase balance control unit 30 can be simplified.

また、相内バランス制御部３１は、各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各直流中間コンデンサ１２の直流電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの２つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部３１による可変制御を行うことができる。 Further, the intra-phase balance control unit 31 includes a capacitor that becomes the maximum voltage among the DC voltages of the DC intermediate capacitors 12 of the four cell power modules U1 to U4, V1 to V4, and W1 to W4 in each phase, and the minimum What is necessary is just to vary the voltage of two capacitors with the capacitor used as a voltage. For this reason, even if the number of cell power modules in each phase changes, variable control by the in-phase balance control unit 31 can be performed without being influenced by this.

なお、本実施例では、制御部５に、相間バランス制御部３０および相内バランス制御部３１を備えた構成としたが、少なくともいずれか一方を備えた構成であってもよい。 In the present embodiment, the control unit 5 includes the interphase balance control unit 30 and the intraphase balance control unit 31. However, the control unit 5 may include at least one of them.

本実施例にかかる双方向電力変換器の全体構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the whole structure of the bidirectional | two-way power converter concerning a present Example. セルパワーモジュールの構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of the cell power module. セルパワーモジュールにおける電力制御の説明図である。It is explanatory drawing of the power control in a cell power module. 制御部の構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of the control part. 相内電力制御におけるフローチャートである。It is a flowchart in in-phase power control. 有効電流成分指令の絶対値と演算係数との関係を示した図である。It is the figure which showed the relationship between the absolute value of effective current component instruction | command, and a calculation coefficient. 相間電力制御における６つの可変制御パターンを示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the six variable control patterns in phase electric power control. 相間電力制御におけるフローチャートである。It is a flowchart in phase electric power control. 各相直流電圧偏差に基づいて導出される領域を示した図である。It is the figure which showed the area | region derived | led-out based on each phase DC voltage deviation. 補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。It is a figure of an example showing the amplitude and phase difference of the phase voltage after correction | amendment.

Explanation of symbols

１双方向電力変換器
４双方向電力変換部
５制御部
６電動機
１０電源側単相インバータ
１１電動機側単相インバータ
１２直流中間コンデンサ
１３初期充電回路
１４セルコントローラ
３０相間バランス制御部
３１相内バランス制御部
Ｓ１Ｕ相
Ｓ２Ｖ相
Ｓ３Ｗ相
Ｕ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４各相の４つのセルパワーモジュール DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Bidirectional power converter 4 Bidirectional power converter 5 Control part 6 Electric motor 10 Power supply side single phase inverter 11 Motor side single phase inverter 12 DC intermediate capacitor 13 Initial charging circuit 14 Cell controller 30 Interphase balance control part 31 In-phase balance control Part S1 U phase S2 V phase S3 W phase U1 to U4, V1 to V4, W1 to W4 Four cell power modules for each phase

Claims

In a bidirectional power converter that is configured to be able to convert power supplied in the row direction from the input side to the output side, and that can convert power supplied in the regeneration direction from the output side to the input side ,
An input-side single-phase inverter disposed on the input side, an output-side single-phase inverter disposed on the output side, and a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter A plurality of cell power modules having a serial connection to form a phase, and a bidirectional power conversion unit in which the phase is a three-phase arrangement centered on a neutral point; and
An interphase balance control unit that variably controls the phase voltage of each phase while maintaining the balance of the line voltages between the three phases, and
The interphase balance control unit uniformly reduces the other two phase voltages as the one phase voltage increases among the three phase voltages, while the other phase voltage decreases as the one phase voltage decreases. The bidirectional power converter is characterized in that the two phase voltages are increased evenly .

2. An intra-phase balance control unit that variably controls voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase while maintaining the phase voltage of each phase. Bidirectional power converter as described in.

The voltage of each capacitor, said by either one of the input-side single-phase inverter or the output-side single-phase inverter of each cell power module is controlled, according to claim 1 or 2, characterized in that it is variably Bidirectional power converter as described in.

The intra-phase balance control unit variably controls a capacitor voltage that is a maximum voltage and a capacitor voltage that is a minimum voltage among the voltages of the capacitors of the plurality of cell power modules in each phase. The bidirectional power converter according to claim 2 , wherein:

Each cell power module further includes an initial charging unit that performs initial charging on the capacitor,
When the amount of power converted in the bidirectional power conversion unit is lower than a preset set power amount, the voltage of each capacitor is varied in an increasing direction by being charged by the initial charging unit. The bidirectional power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the bidirectional power converter is provided.

A bidirectional power converter that can convert the power supplied in the row direction from the input side to the output side and that can convert the power supplied in the regeneration direction from the output side to the input side. In the control method,
The bidirectional power converter is
An input-side single-phase inverter disposed on the input side, an output-side single-phase inverter disposed on the output side, and a capacitor interposed between the input-side single-phase inverter and the output-side single-phase inverter A plurality of cell power modules having a serial connection to form a phase, and a bidirectional power converter having a three-phase arrangement centered on a neutral point.
While maintaining the balance of the line voltage between the three phases, the phase balance control step of variably controlling the phase voltage of each phase ,
In the interphase balance control step, among the three phase voltages, the other two phase voltages are uniformly decreased as one phase voltage increases, while the other phase voltage decreases. A control method for a bidirectional power converter, wherein the two phase voltages are increased uniformly .