JP5226091B2 - スペクトル符号化装置、スペクトル復号化装置、およびこれらの方法 - Google Patents

スペクトル符号化装置、スペクトル復号化装置、およびこれらの方法 Download PDF

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Description

本発明は、オーディオ信号または音声信号の周波数帯域を拡張して音質を向上させる方法であり、さらにこの方法を適用したオーディオ信号または音声信号などの符号化方法および復号化方法に関するものである。
音声信号またはオーディオ信号を低ビットレートで圧縮する音声符号化技術やオーディオ符号化技術は、移動体通信における電波等の伝送路容量及び記録媒体の有効利用のために重要である。
音声信号を符号化する音声符号化に、ＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector）で規格化されているＧ７２６、Ｇ７２９などの方式が存在する。これらの方式は、狭帯域信号（３００Ｈｚ〜３．４ｋＨｚ）を対象とし、８ｋｂｉｔ／ｓ〜３２ｋｂｉｔ／ｓで高品質に符号化が行える。しかしこのような狭帯域信号は周波数帯域が最大３．４ｋＨｚまでと狭いため、その品質はこもっており臨場感に欠ける。
また、音声符号化の分野では、広帯域信号（５０Ｈｚ〜７ｋＨｚ）を符号化の対象とする方式が存在する。その代表的な方法として、ＩＴＵ−ＴのＧ７２２、Ｇ７２２．１や、３ＧＰＰ（The 3rd Generation Partnership Project）のＡＭＲ−ＷＢなどがある。これら方式は、ビットレートが６．６ｋｂｉｔ／ｓ〜６４ｋｂｉｔ／ｓで広帯域音声信号の符号化が行える。符号化の対象とする信号が音声の場合、広帯域信号は比較的高品質であるものの、オーディオ信号を対象とした場合や音声信号でもさらに高臨場感な品質が求められる場合には十分ではない。
一般に、信号の最大周波数が１０〜１５ｋＨｚ程度まであるとＦＭラジオ相当の臨場感が得られ、２０ｋＨｚ程度までであればＣＤ並みの品質が得られる。このような信号に対しては、ＭＰＥＧ（Moving Picture Expert Group）で規格化されているレイヤ３方式やＡＡＣ方式などに代表されるオーディオ符号化が適している。しかしながら、これらオーディオ符号化方式の場合には、符号化の対象となる周波数帯域が広くなるためビットレートが大きくなってしまう。
特許文献１には、周波数帯域の広い信号を低ビットレートで高品質に符号化する方法として、入力信号を低域部と高域部に分割し、高域部は低域部のスペクトルを置換して代用することにより全体のビットレートを低減させる技術が記載されている。この従来技術を原信号に適用したときの処理の様子について図１Ａ〜Ｄを用いて説明する。ここでは説明を容易にするために原信号に従来技術を適用する場合について述べる。図１Ａ〜Ｄにおいて横軸は周波数、縦軸は対数パワースペクトルを表す。また、図１Ａは周波数帯域が０≦ｋ＜ＦＨに帯域制限された原信号の対数パワースペクトル、図１Ｂは同信号を０≦ｋ＜ＦＬに帯域制限されたときの対数パワースペクトル（ＦＬ＜ＦＨ）、図１Ｃは従来技術により低域のスペクトルを用いて高域のスペクトルを置換したときの図、図１Ｄは置換後のスペクトルをスペクトル概形情報に従い置換スペクトルの形状を整えたときの図を表す。
従来技術に従えば、スペクトルが０≦ｋ＜ＦＬまでの信号（図１Ｂ）をもとに原信号のスペクトル（図１Ａ）を表すために、高域（この図ではＦＬ≦Ｋ＜ＦＨ）のスペクトルは低域（０≦ｋ＜ＦＬ）のスペクトルで置換される（図１Ｃ）。なお簡単のために、ここではＦＬ＝ＦＨ／２の関係にある場合を想定して説明している。次に、原信号のスペクトル包絡情報に従い、高域の置換されたスペクトルの振幅値が調整され、原信号のスペクトルを推定したスペクトルが求められる（図１Ｄ）。
特表２００１−５２１６４８号公報
一般に、音声信号やオーディオ信号のスペクトルは、図２Ａに示すように、ある周波数の整数倍にスペクトルのピークが現れる調波構造を持つことが知られている。調波構造は品質を保つ上で重要な情報であり、調波構造にずれが生じると品質劣化が知覚されてしまう。図２Ａに、あるオーディオ信号をスペクトル分析したときのスペクトルを示す。この図にあるように、原信号には間隔Ｔの調波構造が見受けられる。ここで従来技術に従い原信号のスペクトルを推定した図を図２Ｂに示す。これら２つの図を見比べると、図２Ｂの方では置換元の低域スペクトル（領域Ａ１）と置換先の高域スペクトル（領域Ａ２）では調波構造が保持されているが、置換元の低域スペクトルと置換先の高域スペクトルの接続部（領域Ａ３）では調波構造が崩れていることが分かる。これは、従来技術では、調波構造の形状を考慮せずに置換が行われたことに起因している。推定スペクトルを時間信号に変換して試聴すると、このような調波構造の乱れによって主観的な品質が低下してしまうことになる。
また、ＦＬがＦＨ／２より小さい場合、つまりＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域に２回以上低域スペクトルを置換する必要がある場合には、スペクトル概形の調整の際に別の問題が生じる。その問題を図３Ａおよび図３Ｂを用いて説明する。音声信号やオーディオ信号は一般にスペクトルが平坦ではなく低域もしくは高域のエネルギーのいずれかが大きい。このように音声信号やオーディオ信号ではスペクトルに傾きが生じている状態にあり、低域のエネルギーより高域のエネルギーの方が小さい場合が多い。このような状況でスペクトルの置換が行われると、スペクトルエネルギーの不連続が生じる（図３Ａ）。図３Ａに示されるように単に予め定められた一定周期（サブバンド）毎にスペクトル概形の調整を行うとすると、エネルギーの不連続が解消されず（図３Ｂの領域Ａ４および領域Ａ５）、この現象が原因で復号信号に異音が発生するなどして主観的な品質が低下してしまう。
本発明は、以上の問題を考慮して、周波数帯域の広い信号を低ビットレートで高品質に符号化する技術を提案するものである。
本発明では、低域のスペクトルを内部状態としてもつフィルタを用いて高域のスペクトルの形状を推定し、そのときのフィルタの特性を表す係数を符号化するスペクトル符号化法において、推定後の高域のスペクトルを適切なサブバンドにてスペクトル概形の調整を実施する。
これにより、復号信号の品質を改善することができる。
従来のビットレート圧縮技術を示す図 音声信号やオーディオ信号のスペクトルにおける調波構造を示す図 スペクトル概形の調整の際に生じるエネルギーの不連続を示す図 実施の形態１に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 フィルタリングにより第２スペクトルの推定値を算出する過程を示す図 フィルタリング部と探索部とピッチ係数設定部の処理の流れを示す図 フィルタリングの様子を表す例を示す図 内部状態に格納されている第１スペクトルの調波構造の別の例を示す図 実施の形態２に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態２に係るフィルタリングの様子を示す図 実施の形態３に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態３の処理の様子を表す図 実施の形態４に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態５に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態６に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態７に係るスペクトル符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態８に係る階層符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態８に係る階層符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態９に係るスペクトル復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態９に係るフィルタリング部から生成される復号スペクトルの状態を示す図 実施の形態１０に係るスペクトル復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１０のフローチャート 実施の形態１１に係るスペクトル復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１２に係るスペクトル復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１３に係る階層復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１３に係る階層復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１４に係る音響信号符号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１５に係る音響信号復号化装置の構成を示すブロック図 実施の形態１６に係る音響信号送信符号化装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１７に係る音響信号受信復号化装置の構成を示すブロック図
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図４は、本発明の実施の形態１に係るスペクトル符号化装置１００の構成を示すブロック図である。
入力端子１０２から有効な周波数帯域が０≦ｋ＜ＦＬの第１信号が入力され、入力端子１０３からは有効な周波数帯域が０≦ｋ＜ＦＨの第２信号が入力される。次に、周波数領域変換部１０４では入力端子１０２から入力される第１信号に周波数変換を行い第１スペクトルＳ１(ｋ)を算出し、周波数領域変換部１０５では入力端子１０３から入力される第２信号に周波数変換を行い第２スペクトルＳ２(ｋ)を算出する。ここで周波数変換法としては、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、変形離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）などが適用できる。
次に内部状態設定部１０６では、第１スペクトルＳ１(ｋ)を使ってフィルタリング部１０７で用いられるフィルタの内部状態を設定する。フィルタリング部１０７では、内部状態設定部１０６で設定されたフィルタの内部状態と、ピッチ係数設定部１０９から与えられるピッチ係数Ｔに基づきフィルタリングを行い、第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を算出する。フィルタリングにより第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を算出する過程を図５を用いて説明する。図５において、０≦ｋ＜ＦＨのスペクトルを便宜的にＳ(ｋ)と呼ぶことにする。図５に示すように、Ｓ(ｋ)における０≦ｋ＜ＦＬの領域はフィルタの内部状態として第１スペクトルＳ１(ｋ)が格納されており、ＦＬ≦ｋ＜ＦＨの領域には第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)が生成されることになる。
本実施例ではフィルタを以下の式(１)で表すものを使用した場合について説明を行うものとし、ここでのＴは係数設定部１０９より与えられた係数を表す。また、本説明ではＭ＝１とする。
Figure 0005226091
フィルタリング処理は周波数の低い方から順に、周波数Ｔだけ低いスペクトルを中心に対応する係数βiを乗じて加算することで推定値を算出する。
Figure 0005226091
式(２)に従う処理を、ＦＬ≦ｋ＜ＦＨの間に行う。この結果算出されるＳ(ｋ) （ＦＬ≦ｋ＜ＦＨ）が第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)として利用される。
探索部１０８では、周波数領域変換部１０５から与えられる第２スペクトルＳ２(ｋ)とフィルタリング部１０７から与えられる第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)の類似度を算出する。類似度には様々な定義が存在するが、本実施例ではまずフィルタ係数β-1およびβ１を０とみなして最小２乗誤差に基づき定義される以下の式(３)に従い算出される類似度を用いた場合について説明する。この方法では、最適なピッチ係数Ｔを算出した後にフィルタ係数βiを決定することになる。
Figure 0005226091
ここでＥはＳ２(ｋ)とＤ２(ｋ)間の２乗誤差を表す。式(３)の右辺第１項はピッチ係数Ｔに関わらず固定値となるので、式(３)の右辺第２項を最大とするＤ２(ｋ)を生成するピッチ係数Ｔが探索されることになる。本実施例では、式(３)の右辺第２項を類似度と呼ぶことにする。
ピッチ係数設定部１０９は、予め定められた探索範囲ＴＭＩＮ〜ＴＭＡＸに含まれるピッチ係数Ｔを順次フィルタリング部１０７に出力する機能を有する。そのため、ピッチ係数設定部１０９よりピッチ係数Ｔが与えられる度にフィルタリング部１０７でＦＬ≦ｋ＜ＦＨの範囲のＳ(ｋ)をゼロクリアした後にフィルタリングが行われ、探索部１０８にて類似度が算出される。探索部１０８では、算出される類似度の中で最大となるときのピッチ係数ＴｍａｘをＴＭＩＮ〜ＴＭＡＸの間から決定し、そのピッチ係数Ｔｍａｘをフィルタ係数算出部１１０、第２スペクトル推定値生成部１１５、スペクトル概形調整サブバンド決定部１１２、および多重化部１１１に与える。図６にフィルタリング部１０７と探索部１０８とピッチ係数設定部１０９の処理の流れを示す。
図７Ａ〜Ｅに本実施の形態の理解を容易にするために、フィルタリングの様子を表す例を示す。図７Ａは、内部状態に格納されている第１スペクトルの調波構造を、図７Ｂ〜Ｄは、３種類のピッチ係数Ｔ0，Ｔ1，Ｔ2を用いてフィルタリングを行い算出される第２スペクトルの推定値の調波構造の関係を示している。この例によれば、調波構造が保たれるピッチ係数Ｔとして第２スペクトルＳ２(ｋ)に形状が近いＴ1が選択されることになる（図７Ｃおよび図７Ｅ参照）。
また、図８Ａ〜Ｅに内部状態に格納されている第１スペクトルの調波構造の別の例を示す。この例においても、調波構造が保持される推定スペクトルを算出するのはピッチ係数Ｔ1のときであり、探索部１０８から出力されるのはＴ1となる（図８Ｃおよび図８Ｅ参照）。
次に、フィルタ係数算出部１１０では探索部１０８から与えられるピッチ係数Ｔｍａｘを用いてフィルタ係数βiを求める。フィルタ係数βiは以下の式(４)に従う２乗歪Ｅを最小にするように求められる。
Figure 0005226091
フィルタ係数算出部１１０では複数個のβi（ｉ＝−１，０，１）の組合せを予めテーブルとして持っており、式(４)の２乗歪Ｅを最小とするβi（ｉ＝−１，０，１）の組合せを決定し、そのコードを第２スペクトル推定値生成部１１５と多重化部１１１に与える。
第２スペクトル推定値生成部１１５では、ピッチ係数Ｔｍａｘとフィルタ係数βiを用いて、式(１)に従い第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を生成して、スペクトル概形調整係数符号化部１１３に与える。
ピッチ係数Ｔｍａｘはスペクトル概形調整サブバンド決定部１１２にも与えられる。スペクトル概形調整サブバンド決定部１１２では、ピッチ係数Ｔｍａｘを基にスペクトル概形調整のためのサブバンドを決定する。第ｊ番目のサブバンドはピッチ係数Ｔｍａｘを用いて以下の式(５)のように表すことができる。
Figure 0005226091
ここで、ＢＬ（ｊ）は第ｊサブバンドの最小周波数、ＢＨ（ｊ）は第ｊサブバンドの最大周波数を表す。また、サブバンド数Ｊは第Ｊ−１サブバンドの最大周波数ＢＨ（Ｊ−１）がＦＨを超える最小の整数として表される。このようにして決定されたスペクトル概形調整サブバンドの情報をスペクトル概形調整係数符号化部１１３に与える。
スペクトル概形調整係数符号化部１１３では、スペクトル概形調整サブバンド決定部１１２から与えられるスペクトル概形調整サブバンド情報と、第２スペクトル推定値生成部１１５から与えられる第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)と周波数領域変換部１０５より与えられる第２スペクトルＳ２(ｋ)を用いてスペクトル概形調整係数を算出し、符号化を行う。本実施の形態では、当該スペクトル概形情報をサブバンド毎のスペクトルパワーで表す場合について説明する。このとき、第ｊサブバンドのスペクトルパワーは以下の式(６)で表される。
Figure 0005226091
ここで、ＢＬ（ｊ）は第ｊサブバンドの最小周波数、ＢＨ（ｊ）は第ｊサブバンドの最大周波数を表す。このようにして求めた第２スペクトルのサブバンド情報を第２スペクトルのスペクトル概形情報とみなす。同様に第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)のサブバンド情報ｂ（ｊ）を以下の式(７)に従い算出し、サブバンド毎の変動量Ｖ（ｊ）を以下の式(８)に従い算出する。
Figure 0005226091
Figure 0005226091
次に、変動量Ｖ（ｊ）を符号化してそのコードを多重化部１１１に送る。
より詳細なスペクトル概形情報を算出するために、次のような方法を適用しても良い。スペクトル概形調整サブバンドをさらにバンド幅の小さいサブバンドに分割し、それぞれのサブバンド毎にスペクトル概形調整係数を算出する。例えば、第ｊサブバンドを分割数Ｎに分割したときには、式(９)を用いて各サブバンドでＮ次のスペクトル調整係数のベクトルを算出し、このベクトルをベクトル量子化して歪が最小となる代表ベクトルのインデックスを多重化部１１１に出力する。ここで、Ｂ（ｊ，ｎ）およびｂ（ｊ，ｎ）はそれぞれ、
Figure 0005226091
Figure 0005226091
Figure 0005226091
 として算出される。また、ＢＬ（ｊ，ｎ）、ＢＨ（ｊ，ｎ）はそれぞれ、第ｊサブバンドの第ｎ分割部の最小周波数と最大周波数を表す。
多重化部１１１では、探索部１０８から得られる最適なピッチ係数Ｔｍａｘの情報とフィルタ係数算出部１１０から得られるフィルタ係数の情報と、スペクトル概形調整係数符号化部１１３から得られるスペクトル概形調整係数の情報を多重化して出力端子１１４より出力する。
本実施の形態では、式(１)におけるＭ＝１のときについて説明を行ったが、この値に限定されることが無く、０以上の整数を用いることが可能である。また、本実施の形態において、周波数領域変換部１０４，１０５を用いる場合を説明したが、これらは時間領域信号を入力とする場合に必要な構成要素であり、直接スペクトルが入力される構成において周波数領域変換部は必要ない。
（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２に係るスペクトル符号化装置２００の構成を示すブロック図である。本実施の形態では、フィルタリング部で用いるフィルタの構成が簡易なため、フィルタ係数算出部が必要なく、少ない演算量で第２スペクトルの推定を行うことができるという効果が得られる。なお、図９において、図４と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。例えば、図４のスペクトル概形調整サブバンド決定部１１２は、図9のスペクトル概形調整サブバンド決定部２０９と「スペクトル概形調整サブバンド決定部」という同じ名称を持つので、同一の機能を有している。
フィルタリング部２０６で用いられるフィルタの構成は次式のように簡略化したものを用いる。
Figure 0005226091
式(１２)は、式(１)を基にＭ＝０、β０＝１として表されるフィルタとなっている。このときのフィルタリングの様子を図１０に示す。このように第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)は、Ｔだけ離れた低域のスペクトルを順次コピーすることにより求めることができる。
また探索部２０７では、最適なピッチ係数Ｔｍａｘを実施の形態１と同様に式(３)を最小とするときのピッチ係数Ｔを探索して決定する。このようにして求めたピッチ係数Ｔｍａｘを多重化部２１１に与える。
本構成において、スペクトル概形調整係数符号化部２１０に与えられる第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)は探索部２０７で探索のために一時的に生成したものを利用することを想定している。よって、スペクトル概形調整係数符号化部２１０には探索部２０７より第２スペクトル推定値Ｄ２(ｋ)が与えられている。
（実施の形態３）
図１１は、本発明の実施の形態３に係るスペクトル符号化装置３００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、ＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域を複数のサブバンドに予め分割しておき、それぞれのサブバンドについてピッチ係数Ｔの探索、フィルタ係数の算出およびスペクトル概形の調整を行い、これら情報を符号化する点にある。これにより、置換元である０≦ｋ＜ＦＬの帯域のスペクトルに含まれるスペクトル傾きに起因するスペクトルエネルギーの不連続の問題が回避され、さらにサブバンド毎に独立に符号化を行うためにより高品質な帯域の拡張を実現できるという効果が得られる。図１１において、図４と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。
サブバンド分割部３０９は、周波数領域変換部３０４より与えられる第２のスペクトルＳ２(ｋ)の帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨを予め定めておいたＪ個のサブバンドに分割する。本実施例では、Ｊ＝４として説明する。サブバンド分割部３０９は、第０サブバンドに含まれるスペクトルＳ２(ｋ)を端子３１０ａに出力する。同様に、第１サブバンド、第２サブバンドおよび第３サブバンドに含まれるスペクトルＳ２(ｋ)はそれぞれ、端子３１０ｂ、３１０ｃおよび３１０ｄに出力される。
サブバンド選択部３１２は、切り替え部３１１が端子３１０ａ、端子３１０ｂ、端子３１０ｃおよび端子３１０ｄを順次選択するように切り替え部３１１を制御する。つまりサブバンド選択部３１２によって、探索部３０７、フィルタ係数算出部３１３およびスペクトル概形調整係数符号化部３１４に、第０サブバンド、第１サブバンド、第２サブバンドおよび第３サブバンドと順次選択されてスペクトルＳ２(ｋ)が与えられることになる。以降は、サブバンド単位で処理が実施され、サブバンド毎にピッチ係数Ｔｍａｘ、フィル
タ係数βiおよびスペクトル概形調整係数が求められ、多重化部３１５に与えられることになる。よって、多重化部３１５には、Ｊ個のピッチ係数Ｔｍａｘの情報、Ｊ個のフィルタ係数の情報およびＪ個のスペクトル概形調整係数の情報が与えられる。
また、本実施の形態では予めサブバンドが決定されているために、スペクトル概形調整サブバンド決定部は必要なくなる。
図１２は、本実施の形態の処理の様子を表す図である。この図に示されるように、帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨは予め定められたサブバンドに分割され、各々のサブバンド毎にＴｍａｘ、βi、Ｖｑを算出し、それぞれが多重化部に送られる。この構成により、低域スペクトルから置換されるスペクトルのバンド幅とスペクトル概形調整のためのサブバンドのバンド幅とが一致するために、スペクトルエネルギーの不連続が発生しなくなり、音質が改善される。
（実施の形態４）
図１３は、本発明の実施の形態４に係るスペクトル符号化装置４００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、前述の実施の形態３を基にしてフィルタリング部で用いるフィルタの構成が簡易な点にある。このため、フィルタ係数算出部が必要なく、少ない演算量で第２スペクトルの推定を行うことができるという効果が得られる。図１３において、図１１と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。
フィルタリング部４０６で用いられるフィルタの構成は次式のように簡略化したものを用いる。
Figure 0005226091
式(１３)は、式(１)を基にＭ＝０、β0＝１として表されるフィルタとなっている。このときのフィルタリングの様子を図１０に示す。このように第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)は、Ｔだけ離れた低域のスペクトルを順次コピーすることにより求めることができる。
また探索部４０７では、最適なピッチ係数Ｔｍａｘを実施の形態１と同様に式(３)を最小とするときのピッチ係数Ｔを探索して決定する。このようにして求めたピッチ係数Ｔｍａｘを多重化部４１４に与える。
本構成において、スペクトル概形調整係数符号化部４１３に与えられる第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)は探索部４０７で探索のために一時的に生成したものを利用することを想定している。よって、スペクトル概形調整係数符号化部４１３には探索部４０７より第２スペクトル推定値Ｄ２(ｋ)が与えられている。
（実施の形態５）
図１４は、本発明の実施の形態５に係るスペクトル符号化装置５００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、第１スペクトルＳ１(ｋ)と第２スペクトルＳ２(ｋ)を、それぞれＬＰＣスペクトルを用いてスペクトル傾きを補正し、補正後のスペクトルを用いて第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を求めている点にある。これにより、スペクトルエネルギーの不連続の問題が解消されるという効果が得られる。図１４において、図１３と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。また、本実施の形態では前述の実施の形態４に対してスペクトル傾き補正の技術を適用する場合について説明するが、これに限定されることは無く、前述した実施の形態１〜３のそれぞれについて本技術を適用することが可能である。
入力端子５０５より、ここでは図示されないＬＰＣ分析部もしくはＬＰＣ復号部により求められたＬＰＣ係数が入力され、ＬＰＣスペクトル算出部５０６に与えられる。これとは別に、ＬＰＣ係数は、入力端子５０１から入力される信号をＬＰＣ分析して求める構成であってもよい。この場合、入力端子５０５は必要なくなり、その代わりＬＰＣ分析部が新たに追加されることになる。
ＬＰＣスペクトル算出部５０６では、ＬＰＣ係数を基に、次に示す式(１４)に従いスペクトル包絡を算出する。
Figure 0005226091
または、次の式(１５)に従いスペクトル包絡を算出しても良い。
Figure 0005226091
ここでαはＬＰＣ係数、ＮＰはＬＰＣ係数の次数、Ｋはスペクトル分解能を表す。また、γは０以上１未満の定数であり、このγの使用によりスペクトルの形状を平滑化させることができる。このようにして求めたスペクトル包絡ｅ１(ｋ)はスペクトル傾き補正５０７に与えられる。
スペクトル傾き補正５０７では、ＬＰＣスペクトル算出部５０６より得られるスペクトル包絡ｅ１(ｋ)を使い、周波数領域変換部５０３より与えられる第１スペクトルＳ１(ｋ)に内在するスペクトル傾きを次の式(１６)に従い補正する。
Figure 0005226091
このようにして求めた補正後の第１スペクトルを内部状態設定部５１１に与える。
その一方で第２スペクトルの算出の際にも同様の処理を行う。入力端子５０２から入力される第２信号をＬＰＣ分析部５０８に与え、ＬＰＣ分析を行いＬＰＣ係数を求める。ここで求めたＬＰＣ係数はＬＳＰ係数などの符号化に適したパラメータに変換した後に符号化され、そのインデックスを多重化部５２１に与える。それと同時に、ＬＰＣ係数を復号して復号ＬＰＣ係数をＬＰＣスペクトル算出部５０９に与える。ＬＰＣスペクトル算出部５０９は、前述したＬＰＣスペクトル算出部５０６と同様の機能を有しており、第２信号用のスペクトル包絡ｅ２(ｋ)を式(１４)または式(１５)に従い算出する。スペクトル傾き補正部５１０は、前述したスペクトル傾き補正５０７と同様の機能を有し、第２スペクトルに内在するスペクトル傾きを次の式(１７)に従い補正する。
Figure 0005226091
このようにして求めた補正後の第２スペクトルを探索部５１３に与えると同時にスペクトル傾き付与部５１９に与える。
スペクトル傾き付与部５１９では、探索部５１３から与えられる第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)に次の式(１８)に従いスペクトル傾きを付与する。
Figure 0005226091
このようにして算出した第２スペクトルの推定値ｓ２ｎｅｗ(ｋ)をスペクトル概形調整係数符号化部５２０に与える。
多重化部５２１では、探索部５１３から与えられるピッチ係数Ｔｍａｘの情報、スペクトル概形調整係数符号化部５２０から与えられる調整係数の情報、ＬＰＣ分析部から与えられるＬＰＣ係数の符号化情報を多重化して出力端子５２２より出力する。
（実施の形態６）
図１５は、本発明の実施の形態６に係るスペクトル符号化装置６００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、第１スペクトルＳ１(ｋ)の中から比較的スペクトルの形状が平坦な帯域を検出し、この平坦な帯域からピッチ係数Ｔの探索を行う。これにより、置換後のスペクトルのエネルギーが不連続になりにくくなり、スペクトルエネルギーの不連続の問題が回避されるという効果が得られる。図１５において、図１３と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。また、本実施の形態では前述の実施の形態４に対してスペクトル傾き補正の技術を適用する場合について説明するが、これに限定されることは無く、これまで前述した実施の形態のそれぞれについて本技術を適用することが可能である。
スペクトル平坦部検出部６０５には、周波数領域変換部６０３より第１スペクトルＳ１(ｋ)が与えられ、第１スペクトルＳ１(ｋ)からスペクトルの形状が平坦な帯域を検出する。スペクトル平坦部検出部６０５では、帯域０≦ｋ＜ＦＬの第１スペクトルＳ１(ｋ)を複数のサブバンドに分割し、各々のサブバンドのスペクトル変動量を定量化し、そのスペクトル変動量が最も小さいサブバンドを検出する。そのサブバンドを示す情報をピッチ係数設定部６０９および多重化部６１５に与える。
本実施例ではスペクトルの変動量を定量化する手段として、サブバンドに含まれるスペクトルの分散値を用いる場合について説明する。帯域０≦ｋ＜ＦＬをＮ個のサブバンドに分割し、各サブバンドに含まれるスペクトルＳ１(ｋ)の分散値ｕ（ｎ）を次の式(１９)に従い算出する。
Figure 0005226091
ここでＢＬ（ｎ）は第ｎサブバンドの最小周波数、ＢＨ（ｎ）は第ｎサブバンドの最大周波数、Ｓ１ｍｅａｎは、第ｎサブバンドに含まれるスペクトルの絶対値の平均を表す。ここでスペクトルの絶対値をとるのは、スペクトルの振幅値の観点での平坦な帯域の検出を目的としているからである。
このようにして求めた各サブバンドの分散値ｕ（ｎ）を比較し、最も分散値の小さいサブバンドを決定し、そのサブバンドを示す変数ｎをピッチ係数設定部６０９および多重化部６１５に与えることになる。
ピッチ係数設定部６０９では、スペクトル平坦部検出部６０５にて決定されたサブバンドの帯域の中にピッチ係数Ｔの探索範囲を限定し、その限定された範囲の中でピッチ係数Ｔの候補を決定する。これにより、スペクトルエネルギーの変動が小さい帯域の中からピッチ係数Ｔが決定されることになるため、スペクトルエネルギーの不連続の問題が緩和される。
多重化部６１５では、探索部６０８から与えられるピッチ係数Ｔｍａｘの情報、スペクトル概形調整係数符号化部６１４から与えられる調整係数の情報、スペクトル平坦部検出部６０５から与えられるサブバンドの情報を多重化して出力端子６１６より出力する。
（実施の形態７）
図１６は、本発明の実施の形態７に係るスペクトル符号化装置７００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、入力信号の周期性の強さによってピッチ係数Ｔを探索する範囲を適応的に変化させる点にある。これにより、無声部のように周期性の低い信号に対しては調波構造が存在しないので探索範囲を非常に小さく設定しても問題は生じにくい。また有声部のように周期性の高い信号に対しては、そのときのピッチ周期の値によってピッチ係数Ｔを探索する範囲を変更する。これにより、ピッチ係数Ｔを表すための情報量を小さくすることができ、ビットレートを削減することが可能となる。図１６において、図１３と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。また、本実施の形態では前述の実施の形態４に対して本技術を適用する場合について説明するが、これに限定されることは無く、これまで前述した実施の形態のそれぞれについて本技術を適用することが可能である。
入力端子７０６からは、ピッチ周期性の強さを表すパラメータとピッチ周期の長さを表すパラメータの少なくとも一方が入力されてくる。本実施例では、ピッチ周期の強さを表すパラメータとピッチ周期の長さを表すパラメータが入力されるときの説明を行う。また、本実施例では、ここでは図示されないＣＥＬＰの適応符号帳探索にて求められたピッチ周期ＰとピッチゲインＰｇが入力端子７０６より入力されるものとして説明を行う。
探索範囲決定部７０７では、入力端子７０６より与えられるピッチ周期ＰとピッチゲインＰｇを用いて探索範囲を決定する。まず、入力信号の周期性の強さをピッチゲインＰｇの大きさで判定する。ピッチゲインＰｇが閾値と比較して大きい場合には、入力端子７０１から入力される入力信号は有声部であるとみなし、ピッチ周期Ｐで表される調波構造の少なくとも１つの調波を含むようにピッチ係数Ｔの探索範囲を表すＴＭＩＮとＴＭＡＸを決定する。従ってピッチ周期Ｐの周波数が大きい場合にピッチ係数Ｔの探索範囲は広く設定され、逆にピッチ周期Ｐの周波数が小さい場合にはピッチ係数Ｔの探索範囲を狭く設定される。
ピッチゲインＰｇが閾値と比較して小さい場合には、入力端子７０１から入力される入力信号は無声部であるとみなし、調波構造が無いとしてピッチ係数Ｔを探索する探索範囲を非常に狭く設定する。
（実施の形態８）
図１７は、本発明の実施の形態８に係る階層符号化装置８００の構成を示すブロック図である。本実施の形態では、前述した実施の形態１〜７のいずれか一つを階層符号化に適用することにより、音声信号もしくはオーディオ信号を低ビットレートで高品質に符号化することが可能となる。
入力端子８０１から音響データが入力され、ダウンサンプリング部８０２でサンプリングレートの低い信号が生成される。ダウンサンプリングされた信号が第１レイヤ符号化部８０３に与えられ、当該信号を符号化する。第１レイヤ符号化部８０３の符号化コードは多重化部８０７に与えられると共に、第１レイヤ復号化部８０４に与えられる。第１レイヤ復号化部８０４では、符号化コードをもとに第１レイヤの復号信号を生成する。
次に、アップサンプリング部８０５にて第１レイヤ符号化手段８０３の復号信号のサンプリングレートを上げる。遅延部８０６は、入力端子８０１から入力される入力信号に特定の長さの遅延を与える。この遅延の大きさをダウンサンプリング部８０２と第１レイヤ符号化部８０３と第１レイヤ復号化部８０４とアップサンプリング部８０５で生じる時間遅れと同値とする。
スペクトル符号化部１０１には、前述の実施の形態１〜７の内のいずれかひとつが適用され、アップサンプリング部８０５から得られる信号を第１信号、遅延部８０６から得られる信号を第２信号としてスペクトル符号化を行い、符号化コードを多重化部８０７に出力する。
第１レイヤ符号化部８０３で求められる符号化コードとスペクトル符号化部１０１で求められる符号化コードは多重化部８０７にて多重化され、出力コードとして出力端子８０８より出力される。
スペクトル符号化部１０１の構成が図１４および図１６に示されるものであるとき、本実施の形態に係る階層符号化装置８００ａ（図１７に示した階層符号化装置８００と区別するため、末尾にアルファベットの小文字を付す）の構成は図１８のようになる。図１８と図１７の違いは、スペクトル符号化部１０１に第１レイヤ復号化部８０４ａより直接入力される信号線が追加されている点にある。これは、第１レイヤ復号化部８０４で復号されたＬＰＣ係数またはピッチ周期ＰやピッチゲインＰｇがスペクトル符号化部１０１に与えられることを表している。
（実施の形態９）
図１９は、本発明の実施の形態９に係るスペクトル復号化装置１０００の構成を示すブロック図である。
本実施の形態では、第１のスペクトルを基に第２のスペクトルの高域成分をフィルタによって推定して生成される符号化コードを復号することができ精度の良い推定スペクトルを復号することが可能になり、かつ推定後の高域のスペクトルを適切なサブバンドにてスペクトル概形を調整することにより、復号信号の品質を改善するという効果が得られる。入力端子１００２からここでは図示されないスペクトル符号化部にて符号化された符号化コードが入力され、分離部１００３に与えられる。分離部１００３では、フィルタ係数の情報をフィルタリング部１００７とスペクトル概形調整サブバンド決定部１００８に与える。それとともに、スペクトル概形調整係数の情報をスペクトル概形調整係数復号部１００９に与える。さらに、入力端子１００４から有効な周波数帯域が０≦ｋ＜ＦＬの第１信号が入力され、周波数領域変換部１００５では入力端子１００４から入力された時間領域信号に周波数変換を行い第１スペクトルＳ１(ｋ)を算出する。ここで周波数変換法としては、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、変形離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）などが適用できる。
次に内部状態設定部１００６では、第１スペクトルＳ１(ｋ)を使ってフィルタリング部１００７で用いられるフィルタの内部状態を設定する。フィルタリング部１００７では、内部状態設定部１００６で設定されたフィルタの内部状態と、分離部１００３から与えられるピッチ係数Ｔｍａｘおよびフィルタ係数βに基づきフィルタリングを行い、第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を算出する。この場合、フィルタリング部１００７では式(１)に記載のフィルタが用いられる。また、式(１２)に記載のフィルタを用いる場合には、分離部１００３から与えられるのはピッチ係数Ｔｍａｘのみとなる。どちらのフィルタを利用するかは、ここでは図示されないスペクトル符号化部で用いたフィルタの種類に対応し、そのフィルタと同一のフィルタを用いる。
フィルタリング部１００７から生成される復号スペクトルＤ(ｋ)の状態を図２０に示す。図２０にあるように、復号スペクトルＤ(ｋ)の周波数帯域０≦ｋ＜ＦＬにおいて第１スペクトルＳ１(ｋ)、周波数帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨにおいて第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)により構成される。
スペクトル概形調整サブバンド決定部１００８は、分離部１００３より与えられるピッチ係数Ｔｍａｘを用いてスペクトル概形の調整を行うサブバンドを決定する。第ｊ番目のサブバンドはピッチ係数Ｔｍａｘを用いて次の式(２０)のように表すことができる。
Figure 0005226091
ここで、ＢＬ（ｊ）は第ｊサブバンドの最小周波数、ＢＨ（ｊ）は第ｊサブバンドの最大周波数を表す。また、サブバンド数Ｊは第Ｊ−１サブバンドの最大周波数ＢＨ（Ｊ−１）がＦＨを超える最小の整数として表される。このようにして決定されたスペクトル概形調整サブバンドの情報をスペクトル調整部１０１０に与える。
スペクトル概形調整係数復号部１００９では分離部１００３から与えられるスペクトル概形調整係数の情報を基にスペクトル概形調整係数を復号し、この復号されたスペクトル概形調整係数をスペクトル調整部１０１０に与える。ここで、スペクトル概形調整係数は、式(８)に示されるサブバンド毎の変動量を量子化し、その後に復号した値Ｖｑ（ｊ）を表す。
スペクトル調整部１０１０では、フィルタリング部１００７から得られる復号スペクトルＤ(ｋ)に、スペクトル概形調整サブバンド決定部１００８より与えられるサブバンドに対しスペクトル概形調整係数復号部１００９で復号されたサブバンド毎の変動量の復号値Ｖｑ（ｊ）を次の式(２１)に従い乗じることにより、復号スペクトルＤ(ｋ)の周波数帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨのスペクトル形状を調整し、調整後の復号スペクトルＳ３(ｋ)を生成する。
Figure 0005226091
この復号スペクトルＳ３(ｋ)は時間領域変換部１０１１に与えられ時間領域信号に変換し、出力端子１０１２より出力する。時間領域変換部１０１１にて時間領域信号に変換する際には、必要に応じて適切な窓掛けおよび重ね合わせ加算などの処理を行い、フレーム間に生じる不連続を回避する。
（実施の形態１０）
図２１は、本発明の実施の形態１０に係るスペクトル復号化装置１１００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、ＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域を複数のサブバンドに予め分割しておき、それぞれのサブバンドの情報を用いて復号することができる点にある。これにより、置換元である０≦ｋ＜ＦＬの帯域のスペクトルに含まれるスペクトル傾きに起因するスペクトルエネルギーの不連続の問題が回避され、さらにサブバンド毎に独立に符号化された符号化コードを復号できるため、高品質な復号信号を生成することができる。図２１において、図１９と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。
本実施の形態では、図１２に示されるように帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨを予め定めておいたＪ個のサブバンドに分割し、それぞれのサブバンドについて符号化されたピッチ係数Ｔｍａｘ、フィルタ係数β、スペクトル概形調整係数Ｖｑを復号して音声信号を生成する。もしくは、それぞれのサブバンドについて符号化されたピッチ係数Ｔｍａｘ、スペクトル概形調整係数Ｖｑを復号して音声信号を生成するものである。どちらの手法に従うかは、ここでは図示されないスペクトル符号化部で用いられたフィルタの種類に依存する。前者の場合には式(１)、後者の場合には式(１２)のフィルタを用いていることになる。
スペクトル調整部１１０８から、帯域０≦ｋ＜ＦＬには第１スペクトルＳ１(ｋ)が格納され、帯域ＦＬ≦ｋ＜ＦＨについてはＪ個のサブバンドに分割されたスペクトル概形調整後のスペクトルがサブバンド統合部１１０９に与えられる。サブバンド統合部１１０９では、これらスペクトルを結合して図２０に示されるような復号スペクトルＤ(ｋ)を生成する。このようにして生成された復号スペクトルＤ(ｋ)を時間領域変換部１１１０に与える。本実施の形態のフローチャートを図２２に示す。
（実施の形態１１）
図２３は、本発明の実施の形態１１に係るスペクトル復号化装置１２００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、第１スペクトルＳ１(ｋ)と第２スペクトルＳ２(ｋ)を、それぞれＬＰＣスペクトルを用いてスペクトル傾きを補正し、補正後のスペクトルを用いて第２スペクトルの推定値Ｄ２(ｋ)を求めて得られる符号を復号できる点にある。これにより、スペクトルエネルギーの不連続の問題が解消されたスペクトルを得ることができ、高品質な復号信号を生成できるという効果が得られる。図２３において、図２１と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。また、本実施の形態では前述の実施の形態１０に対してスペクトル傾き補正の技術を適用する場合について説明するが、これに限定されることは無く、前述した実施の形態９に対して本技術を適用することが可能である。
ＬＰＣ係数復号部１２１０は、分離部１２０２より与えられるＬＰＣ係数の情報を基にＬＰＣ係数を復号し、ＬＰＣスペクトル算出部１２１１にＬＰＣ係数を与える。ＬＰＣ係数復号部１２１０の処理は、ここでは図示されない符号化部のＬＰＣ分析部内で行われるＬＰＣ係数の符号化処理に依存し、そこでの符号化処理で得られた符号を復号する処理が実施される。ＬＰＣスペクトル算出部１２１１は、式(１４)または式(１５)に従いＬＰＣスペクトルを算出する。どのような方法を用いるかは、ここでは図示されない符号化部のＬＰＣスペクトル算出部で用いた方法と同じ方法を適用すれば良い。ＬＰＣスペクトル算出部１２１１で求められたＬＰＣスペクトルはスペクトル傾き付与部１２０９に与えられる。
その一方で、入力端子１２１５からは、ここでは図示されないＬＰＣ復号部もしくはＬＰＣ算出部で求められたＬＰＣ係数が入力され、ＬＰＣスペクトル算出部１２１６に与えられる。ＬＰＣスペクトル１２１６では、式(１４)または式(１５)に従いＬＰＣスペクトルを算出する。どちらを使用するかは、ここでは図示されない符号化部でどのような方法を用いたかに依存する。
スペクトル傾き付与部１２０９では、以下の式(２２)に従いフィルタリング部１２０６より与えられる復号スペクトルＤ(ｋ)にスペクトル傾きを乗じ、その後にスペクトル傾きを付与された復号スペクトルＤ(ｋ)をスペクトル調整部１２０７に与える。式(２２)において、ｅ１(ｋ)はＬＰＣスペクトル算出部１２１６の出力、ｅ２(ｋ)はＬＰＣスペクトル算出部１２１１の出力を表す。
Figure 0005226091
（実施の形態１２）
図２４は、本発明の実施の形態１２に係るスペクトル復号化装置１３００の構成を示すブロック図である。本実施の形態の特徴は、第１スペクトルＳ１(ｋ)の中から比較的スペクトルの形状が平坦な帯域を検出し、この平坦な帯域からピッチ係数Ｔの探索を行うことにより得られる符号を復号できる点にある。これにより、置換後のスペクトルのエネルギーが不連続になりにくくなり、スペクトルエネルギーの不連続の問題が回避される復号スペクトルを得ることができ、高品質な復号信号を生成することができるという効果が得られる。図２４において、図２１と同じ名称を持つ構成要素は同一の機能を有するため、そのような構成要素についての詳細な説明は省略する。また、本実施の形態では前述の実施の形態１０に対して本技術を適用する場合について説明するが、これに限定されることは無く、前述した実施の形態９および実施の形態１１に対して本技術を適用することが可能である。
分離部１３０２から帯域０≦ｋ＜ＦＬをＮ個のサブバンドに分割した内のどのサブバンドが選択されたかを示すサブバンド選択情報ｎと、第ｎサブバンドに含まれる周波数の内、どの位置を置換元の始点として使用したかを示す情報がピッチ係数Ｔｍａｘ生成部１３０３に与えられる。ピッチ係数Ｔｍａｘ生成部１３０３では、これら２つの情報を基にフィルタリング部１３０７で用いられるピッチ係数Ｔｍａｘを生成し、フィルタリング部１３０７にピッチ係数Ｔｍａｘを与える。
（実施の形態１３）
図２５は、本発明の実施の形態１３に係る階層復号化装置１４００の構成を示すブロック図である。本実施の形態では、前述した実施の形態９〜１２のいずれか一つを階層復号化法に適用することにより、前述した実施の形態８の階層符号化法により生成された符号化コードを復号することができるようになり、高品質な音声信号もしくはオーディオ信号を復号することが可能となる。
入力端子１４０１からここでは図示されない階層信号符号化法にて符号化されたコードが入力され、分離部１４０２にて前記コードを分離して第１レイヤ復号化部用の符号とスペクトル復号化部用の符号を生成する。第１レイヤ復号化部１４０３では、分離部１４０２で得られた符号を用いてサンプリングレート２・ＦＬの復号信号を復号し、当該復号信号をアップサンプリング部１４０５に与える。アップサンプリング部１４０５では、第１レイヤ復号化部１４０３より与えられる第１レイヤ復号信号のサンプリング周波数を２・ＦＨに上げる。本構成によれば、第１レイヤ復号化部１４０３で生成される第１レイヤ復号信号を出力する必要がある場合には、出力端子１４０４より出力させることができる。第１レイヤ復号信号が必要ない場合には、出力端子１４０４を構成より削除することができる。
スペクトル復号化部１００１に、分離部１４０２で分離された符号とアップサンプリング部１４０５で生成されたアップサンプリング後の第１レイヤ復号信号が与えられる。スペクトル復号化部１００１では、前述した実施の形態９〜１２の内の１つの方法に基づきスペクトル復号化を行い、サンプリング周波数２・ＦＨの復号信号を生成し、出力端子１４０６より出力する。スペクトル復号化部１００１では、アップサンプリング部１４０５より与えられるアップサンプリング後の第１レイヤ復号信号を第１信号とみなして処理を行うことになる。
スペクトル復号化部１００１の構成が図２３に示されるものであるとき、本実施の形態に係る階層復号化装置１４００ａの構成は図２６のようになる。図２５と図２６の違いは、スペクトル復号化部１００１に分離部１４０２より直接入力される信号線が追加されている点にある。これは、分離部１４０２で復号されたＬＰＣ係数またはピッチ周期ＰやピッチゲインＰｇがスペクトル復号化部１００１に与えられることを表している。
（実施の形態１４）
次に、本発明の実施の形態１４について、図面を参照して説明する。図２７は、本発明の実施の形態１４に係る音響信号符号化装置１５００の構成を示すブロック図である。図２７における音響符号化装置１５０４は、前述した実施の形態８に示した階層符号化装置８００によって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。
図２７に示すように、本発明の実施の形態１４に係る音響信号符号化装置１５００は、入力装置１５０２、ＡＤ変換装置１５０３及びネットーク１５０５に接続されている音響符号化装置１５０４を具備している。
ＡＤ変換装置１５０３の入力端子は、入力装置１５０２の出力端子に接続されている。音響符号化装置１５０４の入力端子は、ＡＤ変換装置１５０３の出力端子に接続されている。音響符号化装置１５０４の出力端子はネットワーク１５０５に接続されている。
入力装置１５０２は、人間の耳に聞こえる音波１５０１を電気的信号であるアナログ信号に変換してＡＤ変換装置１５０３に与える。ＡＤ変換装置１５０３はアナログ信号をディジタル信号に変換して音響符号化装置１５０４に与える。音響符号化装置１５０４は入力されてくるディジタル信号を符号化してコードを生成し、ネットワーク１５０５に出力する。
本発明の実施の形態１４によれば、前述した実施の形態８に示したような効果を享受でき、効率よく音響信号を符号化する音響符号化装置を提供することができる。
（実施の形態１５）
次に、本発明の実施の形態１５について、図面を参照して説明する。図２８は、本発明の実施の形態１５に係る音響信号復号化装置１６００の構成を示すブロック図である。図２８における音響復号化装置１６０３は、前述した実施の形態１３に示した階層復号化装置１４００によって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。
図２８に示すように、本発明の実施の形態１５に係る音響信号復号化装置１６００は、ネットーク１６０１に接続されている受信装置１６０２、音響復号化装置１６０３、及びＤＡ変換装置１６０４及び出力装置１６０５を具備している。
受信装置１６０２の入力端子は、ネットワーク１６０１に接続されている。音響復号化装置１６０３の入力端子は、受信装置１６０２の出力端子に接続されている。ＤＡ変換装置１６０４の入力端子は、音声復号化装置１６０３の出力端子に接続されている。出力装置１６０５の入力端子は、ＤＡ変換装置１６０４の出力端子に接続されている。
受信装置１６０２は、ネットワーク１６０１からのディジタルの符号化音響信号を受けてディジタルの受信音響信号を生成して音響復号化装置１６０３に与える。音声復号化装置１６０３は、受信装置１６０２からの受信音響信号を受けてこの受信音響信号に復号化処理を行ってディジタルの復号化音響信号を生成してＤＡ変換装置１６０４に与える。ＤＡ変換装置１６０４は、音響復号化装置１６０３からのディジタルの復号化音声信号を変換してアナログの復号化音声信号を生成して出力装置１６０５に与える。出力装置１６０５は、電気的信号であるアナログの復号化音響信号を空気の振動に変換して音波１６０６として人間の耳に聴こえるように出力する。
本発明の実施の形態１５によれば、前述した実施の形態１３に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができるので、良好な音響信号を出力することができる。
（実施の形態１６）
次に、本発明の実施の形態１６について、図面を参照して説明する。図２９は、本発明の実施の形態１６に係る音響信号送信符号化装置１７００の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１６において、図２９における音響符号化装置１７０４は、前述した実施の形態８に示した階層符号化装置８００によって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。
図２９に示すように、本発明の実施の形態１６に係る音響信号送信符号化装置１７００は、入力装置１７０２、ＡＤ変換装置１７０３、音響符号化装置１７０４、ＲＦ変調装置１７０５及びアンテナ１７０６を具備している。
入力装置１７０２は人間の耳に聞こえる音波１７０１を電気的信号であるアナログ信号に変換してＡＤ変換装置１７０３に与える。ＡＤ変換装置１７０３はアナログ信号をディジタル信号に変換して音響符号化装置１７０４に与える。音響符号化装置１７０４は入力されてくるディジタル信号を符号化して符号化音響信号を生成し、ＲＦ変調装置１７０５に与える。ＲＦ変調装置１７０５は、符号化音響信号を変調して変調符号化音響信号を生成し、アンテナ１７０６に与える。アンテナ１７０６は、変調符号化音響信号を電波１７０７として送信する。
本発明の実施の形態１６によれば、前述した実施の形態８に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく音響信号を符号化することができる。
なお、本発明は、オーディオ信号を用いる送信装置、送信符号化装置又は音響信号符号化装置に適用することができる。また、本発明は、移動局装置又は基地局装置にも適用することができる。
（実施の形態１７）
次に、本発明の実施の形態１７について、図面を参照して説明する。図３０は、本発明の実施の形態１７に係る音響信号受信復号化装置１８００の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１７において、図３０における音響復号化装置１８０４は、前述した実施の形態１３に示した階層復号化装置１４００によって構成されている点に本実施の形態の特徴がある。
図３０に示すように、本発明の実施の形態１７に係る音響信号受信復号化装置１８００は、アンテナ１８０２、ＲＦ復調装置１８０３、音響復号化装置１８０４、ＤＡ変換装置１８０５及び出力装置１８０６を具備している。
アンテナ１８０２は、電波１８０１としてのディジタルの符号化音響信号を受けて電気信号のディジタルの受信符号化音響信号を生成してＲＦ復調装置１８０３に与える。ＲＦ復調装置１８０３は、アンテナ１８０２からの受信符号化音響信号を復調して復調符号化音響信号を生成して音響復号化装置１８０４に与える。
音響復号化装置１８０４は、ＲＦ復調装置１８０３からのディジタルの復調符号化音響信号を受けて復号化処理を行ってディジタルの復号化音響信号を生成してＤＡ変換装置１８０５に与える。ＤＡ変換装置１８０５は、音響復号化装置１８０４からのディジタルの復号化音声信号を変換してアナログの復号化音声信号を生成して出力装置１８０６に与える。出力装置１８０６は、電気的信号であるアナログの復号化音声信号を空気の振動に変換して音波１８０７として人間の耳に聴こえるように出力する。
本発明の実施の形態１７によれば、前述した実施の形態１３に示したような効果を享受でき、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができるので、良好な音響信号を出力することができる。
以上説明したように、本発明によれば、第１スペクトルを内部状態に持つフィルタを使って第２スペクトルの高域部の推定を行い、第２スペクトルの推定値との類似度が最も大きくなるときのフィルタ係数を符号化し、かつ第２スペクトルの推定値を適切なサブバンドにてスペクトル概形の調整を実施することにより、低ビットレートで高品質にスペクトルを符号化することができる。さらに本発明を階層符号化に適用することにより、音声信号やオーディオ信号を低ビットレートで高品質に符号化することができる。
なお、本発明は、オーディオ信号を用いる受信装置、受信復号化装置又は音声信号復号化装置に適用することができる。また、本発明は、移動局装置又は基地局装置にも適用することができる。
また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されていても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されていても良い。
また、ここではＬＳＩとしたが、集積度の違いによって、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩ等と呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続もしくは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。
さらに、半導体技術の進歩または派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。
本発明のスペクトル符号化法の第１の態様は、第１の信号を周波数変換し第１のスペクトルを算出する手段と、第２の信号を周波数変換し第２のスペクトルを算出する手段と、ＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の第２のスペクトルの形状を、０≦ｋ＜ＦＬの帯域の第１のスペクトルを内部状態として持つフィルタで推定し、このときのフィルタの特性を表す係数を符号化するスペクトル符号化方法において、フィルタの特性を表す係数に基づいて決定される第２のスペクトルの概形を併せて符号化する構成よりなる。
この構成によれば、第１のスペクトルＳ１(ｋ)を基に第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分をフィルタによって推定することにより、フィルタの特性を表す係数のみを符号化すれば良く、低ビットレートで精度良く第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分を推定することが可能となる。さらに、フィルタの特性を表す係数に基づいてスペクトル概形を符号化するためにスペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり品質を改善することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル符号化法の第２の態様は、第２のスペクトルを複数のサブバンドに分割し、それぞれのサブバンド毎にフィルタの特性を表す係数とスペクトルの概形を符号化する構成よりなる。
この構成によれば、第１のスペクトルＳ１(ｋ)を基に第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分をフィルタによって推定することにより、フィルタの特性を表す係数のみを符号化すれば良く、低ビットレートで精度良く第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分を推定することが可能となる。さらに、複数のサブバンドを予め決めておきそれぞれのサブバンド毎にフィルタの特性を表す係数とスペクトルの概形を符号化する構成になっているために、スペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり品質を改善することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル符号化法の第３の態様は、前記構成において、フィルタが
Figure 0005226091
 と表され、当該フィルタのゼロ入力応答を用いて推定を行う構成よりなる。
この構成によれば、Ｓ２(ｋ)の推定値で生じる調波構造の崩れを回避することができ、品質が改善されるという効果が得られる。
さらに本発明のスペクトル符号化法の第４の態様は、前記構成において、Ｍ＝０、β0＝１とした構成よりなる。
この構成によれば、フィルタの特性はピッチ係数Ｔのみで決定されることになるため、低ビットレートでスペクトルの推定を行うことができるという効果が得られる。
さらに本発明のスペクトル符号化法の第５の態様は、前記構成において、ピッチ係数Ｔによって定まるサブバンド毎にスペクトルの概形を決定する構成よりなる。
この構成によれば、サブバンドの帯域幅が適切に定まるためスペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり品質を改善することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル符号化法の第６の態様は、前記構成において、第１の信号は下位レイヤで符号化された後に復号化されて得られた信号またはこの信号をアップサンプリングした信号であり、第２の信号は入力信号である構成よりなる。
この構成によれば、複数レイヤの符号化部より構成される階層符号化に本発明を適用することができ、低ビットレートで高品質に入力信号を符号化できるという効果が得られる。
本発明のスペクトル復号化法の第１の態様は、フィルタの特性を表す係数を復号し、第１の信号を周波数変換して第１のスペクトルを求め、０≦ｋ＜ＦＬの帯域の第１のスペクトルを内部状態として持つ当該フィルタを用いてＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の第２のスペクトルの推定値を生成するスペクトル復号化方法において、フィルタの特性を表す係数に基づいて決定される第２のスペクトルのスペクトル概形を併せて復号する構成よりなる。
この構成によれば、第１のスペクトルＳ１(ｋ)を基に第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分をフィルタによって推定して得られた符号化コードを復号することができるため、精度の良い第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分の推定値を復号できるという効果が得られる。さらに、フィルタの特性を表す係数に基づいて符号化したスペクトル概形を復号することができるため、スペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり高品質な復号信号を生成することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル復号化法の第２の態様は、第２のスペクトルを複数のサブバンドに分割し、それぞれのサブバンド毎にフィルタの特性を表す係数とスペクトルの概形を復号する構成よりなる。
この構成によれば、第１のスペクトルＳ１(ｋ)を基に第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分をフィルタによって推定して得られた符号化コードを復号することができるため、精度の良い第２のスペクトルＳ２(ｋ)の高域成分の推定値を復号できるという効果が得られる。さらに、複数のサブバンドを予め決めておきそれぞれのサブバンド毎に符号化されたフィルタの特性を表す係数とスペクトルの概形を復号することができるため、スペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり高品質な復号信号を生成することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル復号化法の第３の態様は、前記構成において、フィルタが
Figure 0005226091
 と表され、当該フィルタのゼロ入力応答を用いて推定値を生成する構成よりなる。
この構成によれば、Ｓ２(ｋ)の推定値で生じる調波構造の崩れを回避する方法にて得られた符号化コードを復号することができるため、品質が改善されたスペクトルの推定値を復号できるという効果が得られる。
さらに本発明のスペクトル復号化法の第４の態様は、前記構成において、Ｍ＝０、β0＝１とした構成よりなる。
この構成によれば、ピッチ係数Ｔのみで特性が規定されるフィルタに基づきスペクトルの推定を行い得られた符号化コードを復号することができるため、低ビットレートでスペクトルの推定値を復号できるという効果が得られる。
さらに本発明のスペクトル復号化法の第５の態様は、ピッチ係数Ｔによって定まるサブバンド毎にスペクトルの概形を復号する構成よりなる。
この構成によれば、適切な帯域幅のサブバンド毎に算出されたスペクトル概形を復号することができるため、スペクトルのエネルギーの不連続が発生しなくなり品質を改善することが可能となる。
さらに本発明のスペクトル復号化法の第６の態様は、前記構成において、第１の信号は下位レイヤで復号化された信号またはこの信号をアップサンプリングした信号から生成する構成よりなる。
この構成によれば、複数レイヤの符号化部より構成される階層符号化により得られた符号化コードを復号することができるようになるため、低ビットレートで高品質な復号信号を得ることができるという効果が得られる。
本発明の音響信号送信装置は、楽音や音声などの音響信号を電気的信号に変換する音響入力装置と、音響入力手段から出力される信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換装置と、このＡ／Ｄ変換装置から出力されるディジタル信号の符号化を行う上記各実施の形態に記載の内の１つのスペクトル符号化方式を含む方法にて符号化を行う符号化装置と、この音響符号化装置から出力される符号化コードに対して変調処理等を行うＲＦ変調装置と、このＲＦ変調装置から出力された信号を電波に変換して送信する送信アンテナを具備する構成を採る。
この構成によれば、少ないビット数で効率よく符号化する符号化装置を提供することができる。
本発明の音響信号復号化装置は、受信電波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した信号の復調処理を行うＲＦ復調装置と、前記ＲＦ復調装置によって得られた情報の復号化処理を上記各実施の形態に記載の内の１つのスペクトル復号化方法を含む方法にて復号化を行う復号化装置と、前記音響復号化装置によって復号化されたディジタル音響信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換装置と、前記Ｄ／Ａ変換装置から出力される電気的信号を音響信号に変換する音響出力装置を具備する構成を採る。
この構成によれば、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができるので、良好な階層信号を出力することができる。
本発明の通信端末装置は、上記の音響信号送信装置あるいは上記の音響信号受信装置の少なくとも一方を具備する構成を採る。本発明の基地局装置は、上記の音響信号送信装置あるいは上記の音響信号受信装置の少なくとも一方を具備する構成を採る。
この構成によれば、少ないビット数で効率よく音響信号を符号化する通信端末装置や基地局装置を提供することができる。また、この構成によれば、少ないビット数で効率よく符号化された音響信号を復号することができる通信端末装置や基地局装置を提供することができる。
本明細書は、２００３年１０月２３日出願の特願２００３−３６３０８０に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
本発明は、低ビットレートで高品質にスペクトルを符号化することができ、送信装置又は受信装置等に有用である。さらに本発明を階層符号化に適用することにより、音声信号やオーディオ信号を低ビットレートで高品質に符号化することができ、移動体通信システムにおける移動局装置又は基地局装置等に有用である。

Claims (10)

  1. 周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＬの帯域の第１のスペクトルを取得する第１の取得手段と、
    周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＨの帯域の第２のスペクトルを取得する第２の取得手段と、
    式（１）を用いて、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の第２のスペクトルの形状を推定し、推定スペクトルを生成する推定手段と、
    前記推定スペクトルの形状と、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の前記第２のスペクトルの形状との誤差を最小にするピッチ係数を符号化する符号化手段と、
    を具備するスペクトル符号化装置。
    Figure 0005226091
  2. 周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の前記第２のスペクトルを複数のサブバンドに分割する分割手段、を更に具備し、
    前記符号化手段は、前記サブバンド毎に前記ピッチ係数を符号化する、
    請求項１に記載のスペクトル符号化装置。
  3. スペクトル包絡を用いて平滑化を行った前記第１のスペクトルを用いて前記ピッチ係数を求める、
    請求項１記載のスペクトル符号化装置。
  4. 符号化情報からピッチ係数を復号する復号化手段と、
    周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＬの帯域のスペクトルを取得する取得手段と、
    式（２）を用いて、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の推定スペクトルを生成する生成手段と、
    を具備するスペクトル復号化装置。
    Figure 0005226091
  5. 前記推定スペクトルは、複数のサブバンドに分割され、
    前記復号化手段は、
    前記サブバンド毎に前記ピッチ係数を復号する、
    請求項４に記載のスペクトル復号化装置。
  6. 前記生成手段は、
    スペクトル包絡を用いて平滑化を行った前記第１のスペクトルと前記ピッチ係数とを用いて前記推定スペクトルを生成する、
    請求項４記載のスペクトル復号化装置。
  7. 周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＬの帯域の第１のスペクトルを取得し、
    周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＨの帯域の第２のスペクトルを取得し、
    式（３）を用いて、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の前記第２のスペクトルの形状を推定し、推定スペクトルを生成し、
    前記推定スペクトルの形状と、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の前記第２のスペクトルの形状との誤差を最小にするピッチ係数を符号化する、
    スペクトル符号化方法。
    Figure 0005226091
  8. 前記第２のスペクトルは、複数のサブバンドに分割され、
    前記ピッチ係数は、前記サブバンド毎に符号化される、
    請求項７に記載のスペクトル符号化方法。
  9. 符号化情報からピッチ係数を復号し、
    第１の信号を周波数変換し、周波数ｋが０≦ｋ＜ＦＬの帯域の第１のスペクトルを取得し、
    式（４）を用いて、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の推定スペクトルを生成する、
    スペクトル復号化方法。
    Figure 0005226091
  10. さらに、周波数ｋがＦＬ≦ｋ＜ＦＨの帯域の前記推定スペクトルを複数のサブバンドに分割し、
    前記サブバンド毎に前記ピッチ係数を復号する、
    請求項９に記載のスペクトル復号化方法。
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