JP5188939B2 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング制御方式を用いるＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置、及びその制御方法に関するものである。

スイッチング制御方式を用いる電力変換装置には、例えば特許文献１の第１３図のようなＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から直流電圧が印加される一対の電源線において、プラス側の電源線上には直流リアクトル及び出力ダイオードが配置され、その直流リアクトルと出力ダイオードとの間の電源線間には逆接続ダイオードを有する半導体スイッチが接続され、出力ダイオードの後段の電源線間には平滑コンデンサが接続されてなる。そして、このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング制御（ＰＷＭ制御）に基づくスイッチのオンオフにて直流リアクトルに対する電磁エネルギーの蓄積放出がなされ、平滑コンデンサの後段に接続される負荷に対して昇圧された直流電圧が出力電圧として出力されるようになっている。

ところで、上記構成のＤＣ−ＤＣコンバータでは、半導体スイッチのオンオフ時にスイッチング損失やサージ電圧が発生し、回路効率の低下や素子破損に至る等の不具合が生じるため、同特許文献１の第１図のように、前記スイッチを主スイッチとし、その主スイッチと並列に補助スイッチを用意し、該補助スイッチをプラス側の電源線に対して共振インダクタを介して接続するとともに、マイナス側（接地側）の電源線に対して共振キャパシタを介して接続する構成の補助回路が備えられている。そして、主スイッチのオン及びオフに先立って補助スイッチをオン状態にしておくことで、主スイッチのオンオフ時のスイッチング損失やサージ電圧が抑制され、また補助スイッチについてもその両側の共振インダクタと共振キャパシタにて自身のスイッチング損失も抑制される、所謂ソフトスイッチング制御が行われる構成とされている。
特開平７−４６８３１号公報

しかしながら、上記特許文献１では、主スイッチのオン時及びオフ時にそれぞれ先立ってオン状態とされる補助スイッチは、動作条件が変更されてもそのオン期間が一定に設定されているため、動作条件によっては回路効率の低下や主スイッチにかかるサージ電圧を十分に抑制できない場合があり、効率や信頼性の面でまだまだ検討の余地があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、高効率で信頼性の高い電力変換装置及びその制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、直流電力が入力される一対の電源線上の一方に直流リアクトルと出力ダイオードとを配置するとともに、該直流リアクトルと出力ダイオードとの間の電源線間にスイッチを配置し、該スイッチのスイッチング動作にて所定電圧に変換した出力電力を生成する電力変換装置であって、制御回路の制御に基づき電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチと、その主スイッチのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチとを備えるとともに、前記主スイッチ及び補助スイッチと共振インダクタ及び共振キャパシタとで各スイッチのオンオフに基づいて所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路が構成され、前記制御回路は、電力変換装置の入力又は出力電力を算出し、その算出した入力又は出力電力に基づいて前記補助スイッチのオン期間長さを調整することをその要旨とする。

この発明では、電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチと、その主スイッチのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチとが備えられ、各スイッチのオンオフに基づいて共振インダクタ及び共振キャパシタとで所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路が構成されており、制御回路は、入力又は出力電力に基づいてその補助スイッチのオン期間長さを調整する。これにより、補助スイッチの動作による自身及び主スイッチのスイッチング損失の低減のみならず、共振電流の転流を好適とすることができ、回路効率の向上や主スイッチにかかるサージ電圧の抑制を図ることが可能となる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記主スイッチにかかるサージ電圧を加味して前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことをその要旨とする。

この発明では、補助スイッチのオン期間長さの調整のパラメータにサージ電圧が加味されるため、一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることが可能となる。
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電力変換装置において、前記サージ電圧と相関のある前記共振キャパシタのキャパシタ電圧から前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことをその要旨とする。

この発明では、補助スイッチのオン期間長さの調整のパラメータにサージ電圧と相関のある共振キャパシタのキャパシタ電圧が加味されるため、一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を容易に図ることが可能となる。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、入出力電力に基づく回路効率を加味して前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことをその要旨とする。

この発明では、補助スイッチのオン期間長さの調整のパラメータに回路効率が加味されるため、一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることが可能となる。
請求項５に記載の発明は、請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記制御回路は、前記サージ電圧又はキャパシタ電圧、若しくは回路効率を常時検出し、その時々の前記補助スイッチのオン期間長さの調整に反映させることをその要旨とする。

この発明では、制御回路は、サージ電圧又はキャパシタ電圧、若しくは回路効率を常時検出し、その時々の補助スイッチのオン期間長さの調整に反映させる。これにより、その時々の調整のパラメータが増えるため、より一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることが可能となる。

請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、太陽光発電システムに用いられ、太陽電池にて生成された直流電力が入力されるものであることをその要旨とする。

この発明では、電力変換装置は、太陽電池にて生成された直流電力が入力される太陽光発電システムに用いられる。つまり、太陽電池にて生成される直流電力はその変動幅が比較的大きいため、太陽電池にて生成された直流電力が入力される電力変換装置では、入出力電力の変動が生じ易い。そのため、補助スイッチのオン時間長さをその入力又は出力電力に応じて変動して回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図る本構成を適用すると効果的である。

請求項７に記載の発明は、直流電力が入力される一対の電源線上の一方に直流リアクトルと出力ダイオードとを配置するとともに、該直流リアクトルと出力ダイオードとの間の電源線間にスイッチを配置し、該スイッチのスイッチング動作にて所定電圧に変換した出力電力を生成するものであり、制御回路の制御に基づき電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチと、その主スイッチのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチとを備えるとともに、前記主スイッチ及び補助スイッチと共振インダクタ及び共振キャパシタとで各スイッチのオンオフに基づいて所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路が構成される電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置の入力又は出力電力を算出し、その算出した入力又は出力電力に基づいて前記補助スイッチのオン期間長さを調整することをその要旨とする。

この発明では、上記請求項１と同様の作用効果を得ることができる。
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の電力変換装置の制御方法において、前記主スイッチにかかるサージ電圧又はそのサージ電圧と相関のある前記共振キャパシタのキャパシタ電圧、若しくは入出力電力に基づく回路効率に基づいて、前記補助スイッチのオン期間長さを予め又はその時々の調整に反映させることをその要旨とする。

この発明では、対応する上記請求項２〜５のいずれかと同様の作用効果を得ることができる。

本発明によれば、高効率で信頼性の高い電力変換装置及びその制御方法を提供することができる。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態における電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータ１０を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、一対の電源線Ｌ１，Ｌ２を備え、各電源線Ｌ１，Ｌ２の入力側には直流電源１１が接続されている。直流電源１１の後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間には２つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ２が直列に接続され、該平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の後段のプラス側の電源線Ｌ１上には直流リアクトルＬｉｎが備えられている。直流リアクトルＬｉｎの後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間にはスイッチング駆動部１２が接続されている。スイッチング駆動部１２は、スイッチング制御（ＰＷＭ制御）に基づいてオンオフされる主スイッチＱｍ等が備えられてなる（詳細は後述）。

スイッチング駆動部１２の後段のプラス側の電源線Ｌ１上には出力ダイオードＤｏが備えられ、該出力ダイオードＤｏの後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間には１つの平滑コンデンサＣ３が接続されるとともに、その後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間には２つの平滑コンデンサＣ４，Ｃ５が直列に接続されている。そして、平滑コンデンサＣ４，Ｃ５の後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間に負荷２０が接続され、スイッチング駆動部１２のスイッチング動作に基づいて入力電圧が昇圧され、その昇圧された直流電圧が出力電圧として負荷２０側に印加されるようになっている。

前記スイッチング駆動部１２は、昇圧動作を行うべくスイッチング制御（ＰＷＭ制御）を行うための主スイッチＱｍを備えるとともに、その主スイッチＱｍに対して補助的な動作を行う補助スイッチＱｓ、共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２及び共振キャパシタＣｒｓを有する補助回路１２ａを備えてなる。

主スイッチＱｍは、本実施形態ではＩＧＢＴよりなり、コレクタ・エミッタ間に逆接続ダイオードＤｍが備えられている。主スイッチＱｍは、そのコレクタが共振インダクタＬｒｓ１を介してプラス側の電源線Ｌ１に接続され、エミッタが共振インダクタＬｒｓ２を介してマイナス側（接地側）の電源線Ｌ２に接続されている。

補助スイッチＱｓは、本実施形態では同じくＩＧＢＴよりなり、コレクタ・エミッタ間に逆接続ダイオードＤｓが備えられている。補助スイッチＱｓは、そのコレクタが共振キャパシタＣｒｓを介してプラス側の電源線Ｌ１に接続され、エミッタがマイナス側（接地側）の電源線Ｌ２に接続されている。この接続にて、前記主スイッチＱｍ及び共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２と、この補助スイッチＱｓ及び共振キャパシタＣｒｓとで共振転流回路が構成される。これら主スイッチＱｍ及び補助スイッチＱｓの各ゲートには、制御回路１５からＱｍ，Ｑｓ用ゲートパルス信号がそれぞれ入力される。

ここで、平滑コンデンサＣ４，Ｃ５の後段の電源線Ｌ１上には電流センサ１６が設置されるとともに平滑コンデンサＣ４，Ｃ５の後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間には電圧センサ１７が設置されており、制御回路１５は、その電流センサ１６及び電圧センサ１７からの出力信号に基づいて出力電流Ｉｏの電流値と出力電圧Ｖｏの電圧値とを検出している。制御回路１５は、出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏの検出値からその時々の実出力電力を算出している。尚、共振キャパシタＣｒｓの両端子間に設置される電圧センサ１８については後述する。

そして、制御回路１５は、本実施形態では主スイッチＱｍのスイッチング周波数を２０［ｋＨｚ］とし、算出した実出力電力に基づいて設定される目標出力電力に対応したゲートパルス信号のデューティとなるようなＰＷＭ制御を行い、主スイッチＱｍのオンオフ動作に伴う直流リアクトルＬｉｎの電磁エネルギーの蓄積放出を利用した本実施形態では２００［Ｖ］の入力電圧を４００［Ｖ］まで昇圧した出力電圧を生成する制御を行っている。

また、制御回路１５は、その主スイッチＱｍの動作に付随した補助スイッチＱｓのオンオフ動作を行わせ、主スイッチＱｍをゼロ電流及びゼロ電圧でスイッチングする、所謂ソフトスイッチングを行っている。

具体的に、制御回路１５は、補助スイッチＱｓを主スイッチＱｍをオフに先立ってオンさせて該主スイッチＱｍのオフ後にオフさせる（主スイッチＱｍのオフ時を跨ぐようにオンさせる）ように制御する。つまり、補助スイッチＱｓ用ゲートパルス信号は、主スイッチＱｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジを跨ぐように補助スイッチＱｓをオンさせるオンパルスを有する信号である（図２参照）。尚、本実施形態では、主スイッチＱｍのオフ時に対して補助スイッチＱｓのオン期間が中央となるように、即ちＱｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジに対してＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルスの前後時間が同等となるように、Ｑｓ用ゲートパルス信号の位置が設定されている。

このようなＱｍ，Ｑｓ用ゲートパルス信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各所の電圧及び電流波形は図２のように変化する。
即ち、Ｑｍ用ゲートパルス信号がＨレベルに立ち上がると、主スイッチＱｍがオンとなり、直流リアクトルＬｉｎと出力ダイオードＤｏとの間のノードＮ１が共振インダクタＬｒｓ１、主スイッチＱｍ及び共振インダクタＬｒｓ２を介して電源線Ｌ２に接続される（同時に、正側の共振転流経路が確立）。すると、直流リアクトルＬｉｎを経た入力電流が出力ダイオードＤｏ側から主スイッチＱｍ側へと切り替わり、加えて前サイクルで充電された電荷に基づく共振キャパシタＣｒｓから共振インダクタＬｒｓ１を経た共振電流の主スイッチＱｍへの流れ込みが開始される。尚、この主スイッチＱｍのオンへの切り替わり時には、共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２にて自身の通過電流の立ち上がりが緩やかとなるため、自身はゼロ電流及びゼロ電圧でのスイッチングとなる。

主スイッチＱｍのオン後の始めの期間では、共振キャパシタＣｒｓ及び共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２により生じる共振電流の正側の転流が生じるため、この転流期間での主スイッチＱｍの通過電流は、直流リアクトルＬｉｎからの入力電流にその共振電流が加重して、正側に一旦増加した後に減少に転じるものとなる。やがて、共振キャパシタＣｒｓの充電電荷が消失して共振電流の転流がなくなると、主スイッチＱｍの通過電流は、次に補助スイッチＱｓがオンされるまでに期間、直流リアクトルＬｉｎからの入力電流のみでほぼ横ばいに推移する。また、前記転流期間においては、主スイッチＱｍの通過電流の一部が補助スイッチＱｓの逆接続ダイオードＤｓを介して共振キャパシタＣｒｓの逆側に流れ、共振キャパシタＣｒｓが逆方向に充電される。

次いでＱｓ用ゲートパルス信号がＨレベルに立ち上がり、補助スイッチＱｓが主スイッチＱｍのオフに先立ってオンされると、共振キャパシタＣｒｓが補助スイッチＱｓを介して電源線Ｌ２に接続される（同時に、逆側の共振転流経路が確立）。すると、共振キャパシタＣｒｓ及び共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２により生じる共振電流の逆側の転流が生じる。尚、この補助スイッチＱｓのオンへの切り替わり時には、共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２にて自身の通過電流の立ち上がりが緩やかとなるため、自身はゼロ電流及びゼロ電圧でのスイッチングとなる。

補助スイッチＱｓのオンに基づいて共振電流の逆向きの転流が生じると、その共振電流が共振インダクタＬｒｓ２、主スイッチＱｍの逆接続ダイオードＤｍ、及び共振インダクタＬｒｓ１を介して共振キャパシタＣｒｓの正側に流れ、また直流リアクトルＬｉｎからの入力電流の流れも共振キャパシタＣｒｓの正側に切り替わり、共振キャパシタＣｒｓが正方向に充電される。

次いでＱｍ用ゲートパルス信号がＬレベルに立ち下がり、補助スイッチＱｓがオンの状態で主スイッチＱｍがオフされる。この主スイッチＱｍのオフへの切り替わり時には、共振電流が逆接続ダイオードＤｓを流れているため、自身はゼロ電流及びゼロ電圧でのスイッチングとなる。このとき、共振キャパシタＣｒｓの正方向の充電が完了していないため、引き続き共振電流と直流リアクトルＬｉｎからの入力電流とで共振キャパシタＣｒｓの正方向の充電が行われる。

やがて、共振キャパシタＣｒｓの充電が完了すると、直流リアクトルＬｉｎからの入力電流が出力ダイオードＤｏ側に切り替わり、またノードＮ１の電位は直流リアクトルＬｉｎに蓄積された電磁エネルギーにて上昇しているため、出力ダイオードＤｏ以降の後段回路に昇圧した電圧が出力される。また、共振キャパシタＣｒｓの充電が完了することで、共振電流の逆向きの転流も消失し、そのタイミングでＱｓ用ゲートパルス信号がＬレベルに立ち下がって、補助スイッチＱｓがゼロ電流及びゼロ電圧でオフにスイッチングされる。

そして、上記のような主スイッチＱｍのオンオフ動作が繰り返されることで、昇圧された出力電圧が生成され、目標出力電力に応じた安定した出力電力が生成されるとともに、補助スイッチＱｓのオンオフ動作にて、自身及び主スイッチＱｍのソフトスイッチングが実現されて、スイッチング損失の低減が図られる。また、上記回路構成で主スイッチＱｍのオフ後の印加電圧の立ち上がり時に過大なサージ電圧が発生するのが低減され、主スイッチＱｍの破損が未然に防止される構成となっている。

このような回路構成に対し、本実施形態の制御回路１５では更に、補助スイッチＱｓのオン期間、即ちＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗを実出力電力に基づいて設定される目標出力電力に応じてその長短を調整する制御も行われている。

ここで、本発明者は、補助スイッチＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路効率、主スイッチＱｍで発生するサージ電圧、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電力との相関を検討した。因みに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を構成する各回路素子（スイッチＱｍ，Ｑｓ、リアクトルＬｉｎ、ダイオードＤｏ、インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２及びキャパシタＣｒｓ等）の仕様や入出力電力、スイッチング周波数等はそれぞれ所定値に設定されている上で、図３には、Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗに対する回路効率、サージ電圧の相関が示されている。尚、キャパシタ電圧Ｖｃｐについては後述する。

同図３に示すように、Ｑｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジ後のパルス幅（エッジ後半パルス幅）を０．８［μｓ］で固定としてＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗを１．６〜２．４［μｓ］まで変化させると、先ず回路効率については、出力電力が１．１［ｋＷ］、１．６［ｋＷ］、２．１［ｋＷ］、２．６［ｋＷ］のいずれにおいてもオンパルス幅Ｔｗの増加に伴って若干低下していくことがわかった。次いでサージ電圧は、出力電力の各値いずれにおいてもオンパルス幅Ｔｗの増加に伴って始めは大きく低下し、１．９［μｓ］付近から緩やかな上昇に転じる、略Ｖ字状に変化することがわかった。

因みに、Ｑｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジに対するＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルスの位置を変更した場合のそのオンパルス幅Ｔｗに対する回路効率について調べた結果が図４に、そのサージ電圧について調べた結果が図５にそれぞれ示されている。尚、このときの出力電力は、２．６［ｋＷ］に設定されている。

同図４によれば、エッジ後半パルス幅を０．０［μｓ］及び０．８［μｓ］とし、Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗを約１．５〜２．５［μｓ］の範囲内でそれぞれ変化させると、エッジ後半パルス幅が０．０［μｓ］及び０．８［μｓ］のいずれにおいても回路効率の変化の大きな違いは見られなかった。また同図５によれば、エッジ後半パルス幅が０．４［μｓ］、０．８［μｓ］及び１．２［μｓ］のいずれにおいてもサージ電圧の変化の大きな違いは見られなかった。尚、エッジ後半パルス幅を０．０［μｓ］とした場合、即ちＱｓ用ゲートパルス信号がＱｍ用ゲートパルス信号と同時に立ち下がる（補助スイッチＱｓが主スイッチＱｍと同時オフ）場合では、オンパルス幅Ｔｗが１．９［μｓ］以降でサージ電圧の上昇度が大きくなったことがわかった。

これらから、Ｑｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジに対してＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルスが少なくとも跨るように設定するのが好ましく、またこのオンパルスの位置については回路効率及びサージ電圧に大きな影響を与えないことがわかった。従って、図３では、エッジ後半パルス幅を０．８［μｓ］の固定で検討しており、また本実施形態ではＱｍ用ゲートパルス信号の立ち下がりエッジに対してＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルスの中央が位置するように設定されている。

図６には、主スイッチＱｍの耐圧等からサージ電圧を例えば８００［Ｖ］に設定した場合の出力電力に対するＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗの変化が示されている。この場合、出力電力を１．１［ｋＷ］、１．６［ｋＷ］、２．１［ｋＷ］、２．６［ｋＷ］と変化させた時のＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗの具体値を線で結び、その具体値以外を補完している。

同図６によれば、出力電力の増加に伴ってオンパルス幅Ｔｗも増加し、出力電力が１．７〜１．８［ｋＷ］の付近でピークとなり、その後は出力電力の増加に伴ってオンパルス幅Ｔｗが減少していくことがわかった。従って、本実施形態の制御回路１５は、その時々に算出した目標出力電力に応じて、図６に示すようなテーブルや数式を用いた演算から最適なＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗを設定している。

次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０における補助スイッチＱｓのオン期間の設定フローとしては、図７に示すように、先ずユーザが回路効率や限界サージ電圧を予め決定し（ステップＳ１１）、決定した回路効率、限界サージ電圧を制御回路１５に設定する。その後は、制御回路１５にて出力電圧Ｖｏの電圧値の計測（ステップＳ１２）と、出力電流Ｉｏの電流値の計測（ステップＳ１３）とを行って実出力電力を算出して目標出力電力を算出（ステップＳ１４）し、算出した目標出力電力からＱｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗがその時々で設定されるようになっている（ステップＳ１５）。

以上詳述したように、補助スイッチＱｓのオン期間（Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗ）がその時々で出力電力に基づき最適値に設定される本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、回路構成が複雑化することなく、回路効率の向上や主スイッチＱｍにかかるサージ電圧を確実に抑制できるようになり、高効率で信頼性の高いものとなっている。

尚、上記では、補助スイッチＱｓのオン期間（Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗ）の設定において、回路効率や限界サージ電圧を予め決定して制御回路１５に設定しておき、その時々は出力電力に基づいてそのオン期間長さを調整しているが、制御回路１５におけるその時々の補助スイッチＱｓのオン期間長さの調整に回路効率やサージ電圧の一方若しくは両方を加味してもよい。この場合、制御回路１５は、その時々の入出力電力の検出から算出した回路効率をそのオン期間長さ調整のパラメータに加え、またサージ電圧を検出しその検出したサージ電圧の電圧値をそのオン期間長さ調整のパラメータに加える。

更に、このサージ電圧の電圧値には、共振キャパシタＣｒｓにおけるキャパシタ電圧Ｖｃｐの電圧値を代用することもできる。即ち、図３に示すように、キャパシタ電圧Ｖｃｐは、出力電力の各値いずれにおいても補助スイッチＱｓのオン期間（オンパルス幅Ｔｗ）の増加に伴って次第に大きくなりサージ電圧と相関があるため、共振キャパシタＣｒｓの両端子間に電圧センサ１８を設置し、制御回路１５は、その電圧センサ１８からの出力信号に基づいて共振キャパシタＣｒｓにおけるキャパシタ電圧Ｖｃｐの電圧値を検出し、サージ電圧を把握することも可能である。

このように制御回路１５におけるその時々の補助スイッチＱｓのオン期間長さの調整に回路効率やサージ電圧を加味すれば、より一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることができ、装置をより高効率・高信頼性とすることができる。

次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）スイッチング駆動部１２は、電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチＱｍと、その主スイッチＱｍのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチＱｓとが備えられ、各スイッチＱｍ，Ｑｓのオンオフに基づいて共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２及び共振キャパシタＣｒｓとで所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路として構成されている。そして、本実施形態の制御回路１５は、検出した実出力電力に基づいて設定される目標出力電力からその補助スイッチＱｓのオン期間長さ（Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗ）を調整する。これにより、補助スイッチＱｓの動作による自身及び主スイッチＱｍのスイッチング損失の低減のみならず、共振電流の転流を好適とすることができ、回路効率の向上や主スイッチＱｍにかかるサージ電圧を抑制でき、高効率・高信頼性のＤＣ−ＤＣコンバータ１０として提供することができる。

（２）補助スイッチＱｓのオン期間長さの調整のパラメータにサージ電圧や回路効率を加味することで、一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることができる。また、サージ電圧と相関のあるキャパシタ電圧Ｖｃｐを代用すれば容易に実施できる。また、制御回路１５において、サージ電圧又はキャパシタ電圧Ｖｃｐ、若しくは回路効率を常時検出し、その時々の補助スイッチＱｓのオン期間長さの調整に反映すれば、その時々の調整のパラメータが増え、より一層の回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図ることが可能となる。

（３）直流電源１１を太陽電池とし、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０を太陽光発電システムに用いると、太陽電池にて生成される直流電力はその変動幅が比較的大きく、その直流電力を入力すると出力電力の変動が生じ易いため、補助スイッチＱｓのオン時間長さをその出力電力に応じて変動して回路効率の向上やサージ電圧の抑制を図る本実施形態の構成を適用すると効果的である。

尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、補助スイッチＱｓのオン期間長さ（Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅Ｔｗ）をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電力に基づいて調整したが、その調整をＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電力に基づいて行う構成としても同様である。

・上記実施形態では、スイッチング駆動部１２における共振転流回路を、主スイッチＱｍ及び補助スイッチＱｓに加えて共振インダクタＬｒｓ１，Ｌｒｓ２及び共振キャパシタＣｒｓで構成したが、回路素子の数や配置する位置は適宜変更してもよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０全体の回路構成についても適宜変更してもよい。

・上記実施形態で記載した各種の具体的数値はこれに限定されるものではなく、適宜変更してもよい。

本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧電流波形図である。 補助スイッチのオン期間長さ（オンパルス幅）に対する回路効率、サージ電圧及びキャパシタ電圧の相関図である。 補助スイッチのオン期間長さ（オンパルス幅）をシフトした場合のそのオン期間長さに対する回路効率の相関図である。 補助スイッチのオン期間長さ（オンパルス幅）をシフトした場合のそのオン期間長さに対するサージ電圧の相関図である。 出力電力に対する補助スイッチのオン期間長さ（オンパルス幅）の相関図である。 補助スイッチのオン期間長さ（オンパルス幅）の設定に関するフロー図である。

符号の説明

Ｌ１，Ｌ２…電源線、Ｌｉｎ…直流リアクトル、Ｄｏ…出力ダイオード、Ｑｍ…主スイッチ、Ｑｓ…補助スイッチ、Ｌｒｓ１，Ｌｒｓ２…共振インダクタ、Ｃｒｓ…共振キャパシタ、Ｖｃｐ…キャパシタ電圧、Ｔｗ…Ｑｓ用ゲートパルス信号のオンパルス幅（補助スイッチＱｓのオン期間長さ）、１２…スイッチング駆動部（共振転流回路）、１５…制御回路。

Claims (8)

1. 直流電力が入力される一対の電源線上の一方に直流リアクトルと出力ダイオードとを配置するとともに、該直流リアクトルと出力ダイオードとの間の電源線間にスイッチを配置し、該スイッチのスイッチング動作にて所定電圧に変換した出力電力を生成する電力変換装置であって、
   制御回路の制御に基づき電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチと、その主スイッチのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチとを備えるとともに、前記主スイッチ及び補助スイッチと共振インダクタ及び共振キャパシタとで各スイッチのオンオフに基づいて所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路が構成され、
   前記制御回路は、電力変換装置の入力又は出力電力を算出し、その算出した入力又は出力電力に基づいて前記補助スイッチのオン期間長さを調整することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記主スイッチにかかるサージ電圧を加味して前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記サージ電圧と相関のある前記共振キャパシタのキャパシタ電圧から前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   入出力電力に基づく回路効率を加味して前記補助スイッチのオン期間長さの調整を行うことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記制御回路は、前記サージ電圧又はキャパシタ電圧、若しくは回路効率を常時検出し、その時々の前記補助スイッチのオン期間長さの調整に反映させることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   太陽光発電システムに用いられ、太陽電池にて生成された直流電力が入力されるものであることを特徴とする電力変換装置。
7. 直流電力が入力される一対の電源線上の一方に直流リアクトルと出力ダイオードとを配置するとともに、該直流リアクトルと出力ダイオードとの間の電源線間にスイッチを配置し、該スイッチのスイッチング動作にて所定電圧に変換した出力電力を生成するものであり、
   制御回路の制御に基づき電力変換のためのスイッチング動作を行う主スイッチと、その主スイッチのオフ時を跨ぐようにオンする補助スイッチとを備えるとともに、前記主スイッチ及び補助スイッチと共振インダクタ及び共振キャパシタとで各スイッチのオンオフに基づいて所定の共振電流の転流を生じさせる共振転流回路が構成される電力変換装置の制御方法であって、
   電力変換装置の入力又は出力電力を算出し、その算出した入力又は出力電力に基づいて前記補助スイッチのオン期間長さを調整することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
8. 請求項７に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記主スイッチにかかるサージ電圧又はそのサージ電圧と相関のある前記共振キャパシタのキャパシタ電圧、若しくは入出力電力に基づく回路効率に基づいて、前記補助スイッチのオン期間長さを予め又はその時々の調整に反映させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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