JP5177816B2 - Ｌｅｄを駆動する電源装置 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動装置に関する。

光源の基本的要件は力率が良いことであるが、本発明は特に光源として使用されるＬＥＤ（いわゆるハイフラックスＬＥＤ）の駆動に使用することを想定して開発されたものである。

関連技術の説明
ＬＥＤを駆動する回路装置の１つの良い候補は、いわゆるハーフブリッジ（ＨＢ）共振トポロジーである。このような装置では、１つ又は複数のＬＥＤがトランスの２次巻線を介して駆動される。トランスの１次巻線は共振回路の一部であり、ハーフブリッジコントローラにより駆動されるハーフブリッジ構造を介して給電される。したがって、共振回路に供給される電圧は基本的に２０−２００ｋＨｚの範囲の周波数をもつ矩形波であり、そのエンベロープは電源の５０−６０Ｈｚの正弦波形で変調される。

このような装置の基本的な欠点は、ハーフブリッジへの入力電圧がＬＥＤ閾電圧にトランスの巻数比（１次側巻数／２次側巻数）を乗じたものよりも低い場合には、エネルギー伝達が起こらないことにある。このため、電源にかなり長期の零電流期間が生じ、結果的に力率が悪くなる。

この問題は概念的にはトランスの巻数比（１次側巻数／２次側巻数）を小さくすることで解決しうる。しかし、それでは駆動されている１つ又は複数のＬＥＤの間に不所望の不整合が生じ、同様に１次側に不所望の強い電流増大が生じることになってしまう。

後者に関しては、当のＬＥＤ駆動装置は一般的にコンパクトで、おそらくは安価な低電力ドライバの中に含まれているものと考えられ、この低電力ドライバも安全性と電磁干渉（ＥＭＩ）に関してかなり厳しい規制に従わなければならないことを述べておくべきだろう。

本発明の課題と概要
本発明の課題はハーフブリッジトポロジーに関して上に述べた問題に対する有効な解決手段を提供することである。

本発明によれば、この課題は以下の請求項に示された特徴を備えた装置により解決される。これらの請求項は本明細書に示される発明の開示と不可分である。

添付図面の簡単な説明
以下に、添付図面を参照して本発明を説明するが、この説明は例示目的でのみ為されるものである。

図１は、本発明による装置の第１の実施形態のブロック図であり、
図２は、本発明による装置の代替的実施形態を示したブロック図であり、
図３及び４は、図１及び２の回路の動作を表すグラフである。

本発明の有利な実施形態の詳細な説明
まず初めに、図１及び２に示されている回路装置に関して一般的な説明をする。

両図には、１つ又は複数のＬＥＤ Ｌの駆動回路として使用される回路装置（全体として１０で表す）が示されている。両図には、ただ１つのＬＥＤ Ｌのみが示されているが、記載されている装置は、各整流器と直列接続された及び／又は整流器を並列接続する１つ又は複数のさらなるＬＥＤを駆動するためにも使用することができる。

それ自体公知の方法で、ＬＥＤ Ｌの１つの列又は各列はダイオード対Ｄ１，Ｄ２とキャパシタ対Ｃ３，Ｃ４を含む「電圧ダブラ」を介して駆動される。これらのダイオードが整流器として動作することにより、電流は当の１つ又は複数のＬＥＤを光源として動作させる方向に流れる。あるいは、前記ＬＥＤ Ｌの１つの列又は各列をフルブリッジ整流器を介して駆動してもよい。

回路１０はＡＣ電源Ｖin（通常は２００−２４０Ｖ又は１００−１２０、５０−６０Ｈｚの電源）に接続して使用される。

装置１０の全体的構成には、電源Ｖinから始まって下流方向に１つ又は複数のＬＥＤ Ｌまで進む間に、給電子からの不要な高周波雑音成分を除去するためのラインフィルタ１２、ハーフブリッジ整流器１６に給電するブリッジ整流器１４、及び、ハーフブリッジにより給電される１次巻線１８ａと１つ又は複数のＬＥＤ Ｌに給電する２次巻線１８ｂとを有するトランスが含まれている。

ブリッジ整流器１４は基本的に第２ライン１６ｂを基準として第１ライン１６ａ上の電圧信号としてハーフブリッジ構造１６に給電する。抵抗器１７は第２ライン１６ｂ上でグラウンドと点１７ａとの間に配置されている。電圧は点１７ａにおいて上昇するので、ハーフブリッジ１６に供給される電流強度の目安として検出してよい。

点１７ａにおける「電流強度」信号はコントローラ回路２０に供給される。制御回路ないしコントローラ２０も同様にライン１６ａ上の電源電圧信号とＬＥＤ電流フィードバック信号を（ライン２０ａを介して）検出する。このＬＥＤ電流フィードバック信号は以下により詳しく述べるようにライン２１上に供給される。

コントローラ２０は、通常はＭＯＳＦＥＴ Ｓ１，Ｓ２の形態をとる２つの電子スイッチ２２ａ，２２ｂを制御する。

以下で別様に述べない限り、今までに説明した一般的な回路レイアウトは従来技術において公知の一般的構成に相当し、ここでその構造及び動作に関してより詳しい説明を与える必要はない。このことは、電子スイッチ２２ａ，２２ｂに印加される駆動信号の種々の動作条件に選択的に適応するコントローラ２０の能力についても当てはまる。

これは主に、１つ又は複数のＬＥＤ Ｌの動作条件を安定させる目的で、電子スイッチ２２ａ，２２ｂの制御ゲートに印加される矩形波駆動信号の周波数をライン２０ａ及び２０を介して１７ａで検出された信号に応じて変化させることにより行われる。

コントローラ２０により駆動される電子スイッチ２２ａ，２２ｂは、２つのライン１６ａ及び１６ｂをトランス１８の１次巻線１８ａの一方のポート又は端子に接続するハーフブリッジ構造１６の２つのアームの上に配置されている。

２つのキャパシタＣ１，Ｃ２も同様にハーフブリッジ構造１６の他の２つのアーム、すなわち、ライン１６ａ，１６ｂをトランス１８の１次巻線１８ａの他方のポート又は端子に接続する２つのアームに配置されている。

図１に示されている装置では、キャパシタＣ１及びＣ２はトランス１８の磁化インダクタンスＬｕ１とともに１つの並列共振回路を形成している。トランスの磁化インダクタンスＬｕ１は、トランス１８の１次巻線１８ａに並列接続されたインダクタとしてモデル化することができる。

当の共振回路はまた、トランスの漏れインダクタンスを表す１次巻線１８ａに直列接続されたインダクタＬＤ１も含んでいる。

特定のどのような構成を採用しようと、当の共振周波数の典型的な値はスイッチング周波数よりも低い。

図１に示されている装置の動作の基礎をなす基本原理により、当の共振回路は１つ又は複数のＬＥＤにおける電圧を電源電圧の零交叉時点辺りで昇圧する。このような昇圧効果のおかげで、ハーフブリッジ構造１６の入力電圧が（トランス１８の巻数比を乗じた）ＬＥＤ閾電圧より低くても、エネルギー伝達が生じる。

具体的には、共振インダクタンス（Ｌｕ１＋ＬＤ１）を含む並列共振コンバータが電圧をＬＥＤ閾電圧まで昇圧する能力を有している。コンバータのこのような昇圧効果は、コントローラ２０によって電子スイッチ２２ａ，２２ｂに印加されるスイッチング周波数が共振装置の共振周波数に近づくにつれて増大する。

この動作原理は図３のグラフを参照することでより良く説明される。

このグラフは基本的にコントローラ２０のスイッチング周波数ｆ（横座標スケール）に対する入力電圧-ＬＥＤ電圧利得Ｇ（縦座標スケール）の挙動を描写したものである。

グラフのピーク挙動は共振回路のＱ値に関係しており、このＱ値は共振回路の特定の動作条件に適合するように（公知の方法で）設計することができる。

一般論として、コントローラのスイッチング周波数が「定格」値ｆ１から共振回路の共振周波数ｆｒ（すなわち、図３のグラフのピーク）に近い別の値ｆ２へ変化すれば、利得値Ｇはそれに応じて第１の値Ｇ１から第２のより高い値Ｇ２へと上昇する。

ｆ１の典型値はｆ２よりも数十ｋＨｚ高く、ｆ２の典型値はｆｒよりも数十ｋＨｚ高い。

したがって、コントローラ２０を（それ自体公知の仕方で）動作させることで、交番する正弦波入力ライン電圧の半周期の間、電子スイッチ２２ａ，２２ｂに印加される駆動信号の周波数を変化させることができる。これは、入力電圧の零交叉点付近で周波数を下げ（例えば、ｆ１からｆ２へ）、当の周波数を共振周波数ｆｒに近くさせることで入力電圧を昇圧し、その一方で、電子スイッチ２２ａ，２２ｂに印加される駆動信号の周波数をその他よりも上げて、電源電圧のピーク付近にする（例えば、ｆ１まで回復させる）ことで行われる。

このような挙動が図４のグラフに概略的に示されている。

図４では、コントローラ２０によって電子スイッチ２２ａ，２２ｂのゲートに印加されるスイッチング信号ＳＷが、共通の時間尺度で、電源Ｖinから派生した入力電圧ＩＷの半周期に対比して描写されている。

入力電圧ＩＷの半周期にわたるスイッチング信号ＳＷの周波数の変化を決定する固有の規則は、図３に示されている共振グラフと所望の昇圧効果に応じて随意に（おそらくは実験テストの結果として、又は乗数によって自動的に）適応させることができる。

図３に関連して説明した昇圧の仕組みは、コントローラ２０のスイッチング周波数を低くする（すなわち、周波数ｆ１からｆ２へ移動させる）ことにより、コントローラ２０のスイッチング周波数をキャパシタＣ１，Ｃ２を含む共振器の共振周波数ｆｒにより近付ける。当業者であれば、同様の効果は−少なくとも概念的には−相補的な仕方で、つまり、昇圧効果が必要とされるときにコントローラ２０のスイッチング周波数を選択的に上昇させることで、実現できるということが直ちに理解されるだろう。図３のグラフを参照すると、この代替的な実施形態では、周波数ｆ１は周波数ｆ２より低く、周波数ｆ２は周波数ｆｒよりも低いことが必要となる。

実施可能ではあるものの、このような代替的実施形態は現在のところ多くの理由からあまり好ましい解決手段ではない。すなわち、これらの理由の中には、コントローラ２０の現在の動作周波数として一般に比較的高い周波数が選択されているという事情が含まれている。さらに、スイッチング周波数を共振周波数よりも低くすることは、１次側及び２次側における電力損失の不要な増大をもたらしかねない。

図４に示されている挙動は基本的にコントローラ２０のスイッチング周波数の一種の周波数変調を示すものであり、この周波数変調は公知のように入力電圧信号ＩＶを変調要素として使用することで実行することができる。

この動作モードは、正弦波状の電源電流波形を強制する内部電源電流フィードバックループと平均ＬＥＤ電流を制御する外部ループとを含んだ従来式のＰＦＣ（力率補正）コントローラとしてコントローラ２０を動作させることと完全に両立する。こうした理由から、コントローラ２０は入力電流（検知抵抗器１７を介して）と、電源電圧（ライン２０ａを介して）と、トランス電流測定値（ライン２１を介して）を検知するように作られている。

図１に示されている装置では、ＬＥＤ電流はトランス１８の１次側では測定することができない。なぜならば、それぞれの電流がＬＥＤ電流と共振電流の和であるからである。

上記理由により、電流強度測定フィードバックライン２１は２１ａにおいてトランス１８の２次側（２次巻線１８ｂ）に接続されている。

出力負荷が固定されているならば、外部コントローラループは外してもよく、また簡単な電源電圧フィードフォーワード機構を付加して、異なるライン電圧で１つ又は複数のＬＥＤに一定の電力が供給されるようにしてもよい。

図１に示されている装置は多くの利点を示す。

この装置は、ＬＥＤの各列からの電流フィードバックを検知せずに、電圧ダブラのキャパシタＣ３及びＣ４によって順電圧Ｖｆの種々の値について前記１つ又は複数のＬＥＤの良好な電流マッチングを行うよう構成された安価な回路とすることができる。さらに、この装置はＥＮ規格６１０００−３−２クラスＣのような高調波発生に関する規格を容易に満たすようにすることができる。さらに、図４に関連して説明したコントローラ２０のスイッチング周波数の「揺らぎ」の仕組みにより、発生した電磁雑音の効果的な拡散がもたらされる。このスペクトル拡散は電磁干渉（ＥＭＩ）を低減させる点で有利である。さらに、整流器は、電源ユニット自体の全体的な寸法を小さくするために、一般に電源ユニットのハウジングの外に、つまり、ＬＥＤモジュールに配置される。

上記のすべては図２に示された代替的な実施形態にも当てはまる。この代替的実施形態では、追加の共振インダクタ１２がトランス１８の１次巻線と並列に配置されている。図２では、トランス１８の磁化インダクタンスは明示されていない。というのも、この磁化インダクタンスを通る電流は一次電流全体に比べれば一般に無視し得るからである。

図２を参照すると、トランス１０の磁化インダクタンスＬｕ１の典型値は１−２０ｍＨの範囲内である。トランス１０の漏れインダクタンスＬＤ１の典型値は０．０２−１ｍＨの範囲内であり、その一方で、Ｌ２の適切な選択候補は０．２−５ｍＨの範囲内である。

図２に示されている実施形態では、ライン２１のＬＥＤ電流フィードバック点２１ａはトランス１８の１次側に配置されている。したがって、フィードバックライン２１に供給される信号は負荷電流の正しい測定値であり、電流フィードバック／保護の実現のために適正に使用することができる。さらに、図２の代替的実施形態では、共振電流は主にインダクタＬ２を通るので、トランスの１次巻線上の全ＲＭＳ電流は相応して減少する。

さらに、付加的なインダクタＬ４（０．０２−２ｍＨの範囲内に典型値を有する）をインダクタＬ２とトランスの１次巻線１８ａの並列接続に対して直列に配置し、場合によってはコンバータの共振周波数ｆｒをさらに低下させるようにしてもよい。

当業者であれば、図１及び２に示された両実施形態がさらに付加的な構成要素を含みうることは直ちに理解されるだろう。

例えば、ダイオードブリッジの直後にキャパシタを配置し、場合によっては標準的なＤＭ及び／又はＣＭフィルタと協働して、ハーフブリッジのスイッチング電流をフィルタアウトするようにしてもよい。同様に、各セルに付加的なインダクタを直列接続して、並列セル間の電流マッチングを改善するようにしてもよい。

本発明の詳細及び実施形態は、上に単なる例として記載及び図示した事柄に関して、本発明の基礎となる原理を損なうことなく、添付した請求項に規定された本発明の範囲内で変更しうる、場合によっては大幅に変更しうるものである。

本発明による装置の第１の実施形態のブロック図である。 本発明による装置の代替的実施形態を示したブロック図である。 図１及び２の回路の動作を表すグラフである。 図１及び２の回路の動作を表すグラフである。

Claims (11)

1. 少なくとも１つのＬＥＤを駆動する電源装置であって、
   １次巻線（１８ａ）と前記少なくとも１つのＬＥＤを駆動する２次巻線（１８ｂ）とを有するトランス（１８）と、
   該トランス（１８）に接続された、入力電圧（ＩＶ）が供給されるハーフブリッジ構造（１６）と、
   該ハーフブリッジ構造（１６）と前記トランス（１８）の１次巻線（１８ａ）との間にあり、共振周波数（ｆｒ）を有する共振回路（Ｃ１，Ｃ２，Ｌｕ１；Ｃ１，Ｃ２，ＬＤ１）と、
   前記ハーフブリッジ構造（１６）を少なくとも１つの第１の値（ｆ１）と少なくとも１つの第２の値（ｆ２）の間の可変スイッチング周波数でスイッチ（２２ａ，２２ｂ）するよう構成されたコントローラ（２０）とを含み、
   前記少なくとも１つの第１の値（ｆ１）と前記少なくとも１つの第２の値（ｆ２）はともに前記共振周波数（ｆｒ）よりも高く、前記少なくとも１つの第２の値（ｆ２）は前記少なくとも１つの第１の値（ｆ１）よりも低く、前記第２の値（ｆ２）が前記第１の値（ｆ１）よりも前記共振周波数（ｆｒ）に近いため、前記コントローラ（２０）が前記第２の値（ｆ２）へスイッチング周波数を変化させると、前記少なくとも１つのＬＥＤに前記トランス（１８）を介して供給される電圧の昇圧効果が生じるものであり、
   前記入力電圧（ＩＶ）は零交叉領域を有する交流電圧であり、前記コントローラ（２０）は、前記入力電圧（ＩＶ）が前記零交叉領域内にあるときに、前記第２の値（ｆ２）を有するスイッチング周波数で前記ハーフブリッジ構造（１６）をスイッチ（２２ａ，２２ｂ）するよう構成されており、
   前記ハーフブリッジ構造（１６）は少なくとも１つのキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）を含んでおり、該キャパシタは前記トランスの磁化インダクタンスと漏れインダクタンスとともに並列共振回路として前記共振回路を形成するものである、
   ことを特徴とする、少なくとも１つのＬＥＤを駆動する電源装置。
2. 前記電源装置はハウジング内に配置されており、前記少なくとも１つのＬＥＤは整流器を介して前記トランス（１８）の２次巻線（１８ｂ）に接続されており、前記整流器は前記ハウジングの外に配置されている、請求項１記載の装置。
3. ＬＥＤの１つ又は複数の列が前記トランス（１８）の２次巻線（１８ｂ）に接続されており、前記各列は前記整流器を介して前記ハウジングの外に配置されている、請求項２記載の装置。
4. 前記入力電圧（ＩＶ）は正弦波電圧であり、前記スイッチング周波数を前記第１の値（ｆ１）と前記第２の値（ｆ２）との間で変化させて周波数変調させる際に、前記コントローラ（２０）は前記入力電圧（ＩＶ）の位相に対応させて前記周波数変調を行うよう構成されている、請求項１から３のいずれか１項記載の装置。
5. 前記トランス（１８）の磁化インダクタンス（Ｌｕ１）は前記共振回路内に含まれており、前記共振回路の共振周波数（ｆｒ）を決定する、請求項１から４のいずれか１項記載の装置。
6. 少なくとも１つの付加的なインダクタ（Ｌ２，Ｌ４）が前記ハーフブリッジ構造（１６）と前記トランス（１８）の１次巻線（１８ａ）の間に挿入されており、前記共振回路の共振周波数（ｆｒ）を決定する、請求項１から５のいずれか１項記載の装置。
7. 前記少なくとも１つの付加的なインダクタ（Ｌ２）は前記トランス（１８）の１次巻線（１８ａ）に対して並列に配置されている、請求項６記載の装置。
8. 前記少なくとも１つの付加的なインダクタ（Ｌ４）は前記トランス（１８）の１次巻線（１８ａ）に対して直列に配置されている、請求項６記載の装置。
9. 前記少なくとも１つのＬＥＤに供給される電流の強度を表すフィードバック信号（２１）を前記コントローラに供給するためのフィードバックライン（２１）を含む、請求項１から８のいずれか１項記載の装置。
10. 前記フィードバックライン（２１）は前記トランス（１８）の２次巻線（１８ｂ）に接続されている、請求項９記載の装置。
11. 前記共振回路は前記トランス（１８）の前記１次巻線（１８ａ）に並列接続されており、前記フィードバックライン（２１）は前記トランス（１８）の２次巻線（１８ｂ）に接続されている、請求項９記載の装置。

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