JP5172951B2 - Receiving apparatus and receiving method - Google Patents
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Description
本発明は、例えば、地上デジタル放送の受信装置等に関する。 The present invention relates to a receiver for terrestrial digital broadcasting, for example.
一般に、OFDM方式を用いた地上波デジタル放送では、映像や音声などの情報データの伝送を担うデータキャリア信号と共に、伝送路伝達特性の推定を容易にするためのパイロットキャリア信号が使用される。例えば、ISDB−TやDVB−T等の規格においては、分散パイロット(Scattered Pilot;SP)信号(以下“SP信号”と称する)と呼ばれるパイロットキャリア信号が規定されている。SP信号は、キャリア周波数とシンボル時間の2次元からなるOFDMシンボル空間を仮想した場合、同空間内において特定の位置に重畳されることが既知であり、かつその複素振幅、即ちSP信号の絶対値振幅と位相も予め定められている。それ故、これらの規格によるデジタル放送を受信する受信装置では、SP信号を利用して電波伝搬経路の各キャリアに対する伝達特性を推定し、このような推定結果に基づいて受信信号に関する補正処理や等化処理を行うことが可能となる。
In general, in terrestrial digital broadcasting using the OFDM scheme, a pilot carrier signal for facilitating estimation of transmission path transfer characteristics is used together with a data carrier signal for transmitting information data such as video and audio. For example, in the I SDB-T and DVB-T standards such, scattered pilot; pilot carrier signal called a (Scattered Pilot SP) (hereinafter referred to as "SP signals") signal is defined. The SP signal is known to be superimposed at a specific position in the same space when assuming an OFDM symbol space consisting of two dimensions of carrier frequency and symbol time, and its complex amplitude, that is, the absolute value of the SP signal. The amplitude and phase are also predetermined. Therefore, in a receiving apparatus that receives digital broadcasting according to these standards, the SP signal is used to estimate the transfer characteristics for each carrier of the radio wave propagation path, and based on such estimation results, correction processing related to the received signal, etc. Can be performed.
従来の受信装置は、各キャリアに対する伝達特性の推定精度が低かったことを改善するため、OFDM信号シンボル空間内に配置されたパイロットキャリア信号の検波信号毎にその伝達関数を算出し、当該伝達関数をインパルス遅延時間とシンボル周波数とについて2次元フーリエ変換を施して2次元データ空間を生成している。さらに従来の受信装置は、当該2次元データ空間の所定領域をフィルタ抽出領域で抽出して当該抽出領域に含まれるデータについてキャリア周波数とシンボル時間とについて2次元逆フーリエ変換を施して推定伝達関数を生成していた(特許文献1参照)。
そのような従来の受信装置では、確かに特定キャリア振幅に対する推定伝達特性を精度良く算出することができるものの、2D(2D逆)フーリエ変換処理における演算量を考慮しておらず演算量が多くなっていた。 In such a conventional receiving apparatus, although it is possible to accurately calculate an estimated transfer characteristic with respect to a specific carrier amplitude, the amount of calculation is not taken into consideration in the 2D (2D inverse) Fourier transform processing. It was.
本発明が解決しようとする課題には、上記した問題が一例として挙げられる。 The problem to be solved by the present invention includes the above-described problem as an example.
上記課題を解決するために、請求項1記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波部と、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を有する受信装置であって、前記伝達特性推定部は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給手段と、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段とを備え、前記算出手段は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段に供する伝達特性抽出手段とを備え、前記変換手段は、12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段は、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to
上記課題を解決するために、請求項4記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備え、前記変換ステップは、12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成ステップは、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to
以下、本発明の一実施の形態を図面を参照しつつ説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
なお、以下に説明する全ての実施形態では、ISDB−Tによる地上波デジタル放送の部分受信装置を例にとって説明を行う。ISDB−Tの規格による場合、OFDMシンボルは、図1に示されるような13個のセグメントによって構成されており、各セグメントには、例えば、伝送モード1の場合、108波のキャリアが含まれている。そして、部分受信装置とは、この13セグメントのうちの中央部に位置するセグメント0に含まれるキャリアのみを復調する受信装置のことである。
In all the embodiments described below, description will be made by taking as an example a partial receiver for terrestrial digital broadcasting by ISDB-T. In the case of the ISDB-T standard, the OFDM symbol is composed of 13 segments as shown in FIG. 1, and each segment includes, for example, 108 wave carriers in the case of
また、以下の事例においては、ISDB−T規格で定められた複数の伝送モードのうち、伝送モード1の場合を例にとって説明を行う。なお、伝送モード1における各変調パラメータの諸値を図2に、また、説明中で使用する各定数パラメータの諸値を図3に示す。
Further, in the following example, the case of the
<第1実施形態>
図4は、第1実施形態における受信装置1の構成例を示すブロック図である。受信装置1は、主に、シンボル検波部11、シンボル記憶部12、周波数領域処理部13、伝達特性推定部20及びデータ復号部30を有する。なお、図中における信号の流れ示す矢印は、各構成要素間の主要な信号の流れを示すものであり、例えば、このような主要信号に付随する応答信号や監視信号等の信号に関しては、図中の矢印と逆方向の向きに伝達される場合を含むものとする。さらに、図中の矢印は、各構成要素間における信号の流れを概念的に示すものであって、実際の装置において、各信号が矢印で示される経路の通りに忠実に授受される必要はない。また、実際の装置では、各構成要素が同図に示されるように忠実に区分されている必要もない。<First Embodiment>
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the
シンボル検波部11は、順次送信されてくるシンボルに対して、各シンボルに含まれるキャリア群を検波して、これらのキャリアの複素振幅(以下、“キャリア振幅”と称する)Sp,kを求める。ここで、Sp,kとはk番目のシンボルのp番目のキャリア振幅を表し、キャリアインデックスpについては、図5に示すように、チャンネル中央のキャリアがインデックスp=0に対応するように割り振るものとする。すなわち、チャンネル中央のキャリアはS0,kに、セグメント0のキャリア群はS−54,k〜S53,kに、それぞれ対応するものとする。シンボル検波部11は、例えば、チューナー、A/D変換器、伝送モード/ガードインターバル比検出器、ガードインターバル除去回路、及びFFT回路等の各構成回路によって構成されるが、その構成はこのような事例に限定されるものではない。The
次に、シンボル記憶部12は、シンボル検波部11から出力されるキャリア振幅のうち、チャンネル中央部のnX個を選択して、これをシンボル時間方向についてnYシンボル時間分に亘り記憶する回路である。即ち、図6に示されるOFDMシンボル空間内の(2次元領域キャリア幅nX×2次元領域シンボル幅nY個)のキャリア群について、キャリア振幅Sp,q(−nX/2≦p<nX/2,k−nY<q≦k)を記憶・保持する。以下の説明では、これらの記憶保持されたキャリア振幅を(p,q)空間上の2次元配列{Sp,q:(p,q)∈Z2D}と考えて説明を行う。Next, the
なお、図6に示されるようにpはキャリアインデックス、qはシンボルインデックスであり、それぞれのインデックスが、キャリア周波数とシンボル時間に対応している。また、Z2Dの範囲は、キャリア周波数方向において、
−nX/2 ≦ p < nX/2
として定義され、また、シンボル時間方向においては、
k−nY < q ≦ k
として定義される。As shown in FIG. 6, p is a carrier index, q is a symbol index, and each index corresponds to a carrier frequency and a symbol time. Also, the Z 2D range is in the carrier frequency direction,
−nX / 2 ≦ p <nX / 2
And in the symbol time direction:
k−nY <q ≦ k
Is defined as
なお、OFDMシンボル空間である(p,q)空間上に2次元配列された各々のキャリア振幅情報と、各キャリアの属性(当該キャリアがSP信号、又はデータキャリア信号である属性)との関係を図7に示す。同図からも明らかなように、SP信号は12キャリアに1つの割合で重畳されており、その重畳位置は1シンボル毎に3キャリアずつ巡回推移する。 Note that the relationship between each carrier amplitude information two-dimensionally arranged in the (p, q) space that is the OFDM symbol space and the attribute of each carrier (the attribute that the carrier is an SP signal or a data carrier signal) As shown in FIG. As is clear from the figure, the SP signal is superposed at a rate of one on 12 carriers, and the superposition position cyclically changes by 3 carriers for each symbol.
周波数領域処理部13は、フレーム同期処理、TMCC復調処理などを施し、シンボル毎に0から203までのシンボルカウント値を生成してシンボル記憶部12に記憶する。なおシンボル記憶部12は、周波数領域処理部13から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部11から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。
The frequency
データ復号部30は、シンボル記憶部12に記憶されたキャリア振幅データ群の中から、さらに、図6に示される推定領域ZEST(−wX/2≦p<wX/2,k−nY/2−wY/2≦q<k−nY/2+wY/2)内のキャリア振幅{Sp,q:(p,q)∈ZEST}を抽出して、これに復号処理を加える部分である。The
また、伝達特性推定部20は、シンボル記憶部12に記憶されたキャリア振幅に基づいて、上記推定領域ZEST内のキャリア振幅に対する推定伝達特性を算出して、これをデータ復号部30に供する部分である。Further, the transfer
データ復号部30は、シンボル記憶部12からのキャリア振幅と、伝達特性推定部20からの推定伝達特性に基づいて、等化、デインターリーブ、リードソロモン復号等の処理を行って、この結果得られる受信データを出力する。なお、伝達特性推定部20は、連続するwY個のシンボル区間について伝達特性の推定を行うので、受信した1シンボル毎のタイミングで動作する必要はなく、wYシンボルを受信する毎に1回の割合で動作すれば良い。また、このような動作タイミングはデータ復号部30の動作タイミングについても同様である。
The
次に、伝達特性推定部20の構成、及び動作について説明を行う。
Next, the configuration and operation of the transfer
先ず、伝達特性推定部20の構成を図8に示す。同図に示されるように、伝達特性推定部20は、主に、SP伝達特性算出部21、2次元フーリエ変換部22、2次元フィルタ回路23、2次元逆フーリエ変換回路24、推定伝達特性出力回路25、及びフィルタ係数決定回路26から構成されている。なお、以下の説明では記載を簡略化すべく、これら各々の回路をそれぞれ、算出部21、変換部22、フィルタ回路23、逆変換部24、出力回路25、及び決定回路26と称する。以下の回路構成の詳細説明では、主として本実施形態において特有の構成である算出部21及び逆変換部24を中心として説明し、その他の回路構成については動作説明において説明する。
First, the configuration of the transfer
算出回路21は、図9に示されるようにSP伝達特性算出回路21a及びSP伝達特性抽出回路21bを有する。このうちSP伝達特性抽出回路を「抽出回路」と称する。SP伝達特性算出回路21aは、シンボル記憶部12から供給されるキャリア振幅の中からSP信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。これによってSP伝達特性算出回路21aは、(p,q)空間上に点在するSP信号に関し、その伝達特性{Hp,q:(p,q)∈Z2D}を求めることができる。抽出回路21bは、SP信号が全く重畳されていないキャリアインデックスを除き、3キャリアインデックス毎のSP信号伝達特性を変換部22に供する。As shown in FIG. 9, the
逆変換部24は、図10に示されるように逆フーリエ変換回路24a、乗算回路24b及びフーリエ変換回路24cを有する。逆フーリエ変換回路24aは、シンボルインデックス方向のデータに対し、逆フーリエ変換処理を全キャリアインデックスにわたり施す。乗算回路24bは、複素回転因子係数(exp(−jωot))を各キャリアに対して乗算する。なおjは虚数単位を表しており、exp(x)は複素数関数を表している。フーリエ変換回路24cは、キャリアインデックス方向のデータに対し、フーリエ変換処理を全シンボルインデックスに亘り施すことで推定伝達特性を算出し、出力回路25に提供する。つまり乗算回路24b及びフーリエ変換回路24cはキャリアインデックス方向に演算を行っている。As shown in FIG. 10, the
続いて、伝達特性推定部20の動作を説明する。上述のようにISDB−T規格の地上波デジタル放送では、OFDMシンボル空間のキャリア配列中におけるSP信号の存在位置、及び送信時におけるSP信号の複素振幅値は、予め定められている。それ故、算出部21は、シンボル記憶部12から供給されるキャリア振幅の中からSP信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。これによって、(p,q)空間上に点在するSP信号に関し、その伝達特性{Hp,q:(p,q)∈Z2D}を求めることができる。このような算出手順は以下の通りである。Next, the operation of the transfer
算出部21は、図9に示されるSP伝達特性算出回路21aが、シンボル記憶部12から供給されるキャリア振幅の中からSP信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。
In the
SP伝達特性算出回路21aは、図6に示される領域Z2D内の全ての要素(p,q)について、Sp,qがSP信号に相当する場合は、
Hp,q=Sp,q/Rp,q
として、当該SP信号に関する伝達特性Hp,qを求める。ここで、Rp,qは、既知であるSP信号の送出複素振幅値である。SP transfer
H p, q = S p, q / R p, q
As a result, transfer characteristics H p, q relating to the SP signal are obtained. Here, R p, q is a known transmission complex amplitude value of the SP signal.
一方、SP伝達特性算出回路21aは、SP信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Hp,q=0
として、その伝達関数{Hp,q}を定める。On the other hand, the SP transfer
H p, q = 0
The transfer function {H p, q } is defined as follows.
これによってSP伝達特性算出回路21aは、(p,q)空間上に点在するSP信号に関し、その伝達特性{Hp,q:(p,q)∈Z2D}を求めることができる。As a result, the SP transfer
抽出回路21bは、SP信号が全く重畳されていないキャリアインデックスを除き、3キャリアインデックス毎のSP信号伝達特性{Hp,q}を変換部22に供する。The
つまり、12キャリアに1つの割合で重畳されていたSP信号は、図12に示されるように3キャリア毎にしか存在しないようになる。そして重畳位置が1シンボル毎に3キャリアずつ巡回推移していたSP信号は、その重畳位置が1シンボル毎に1キャリアずつ巡回推移している。 That is, the SP signal superposed at a rate of 1 on 12 carriers is present only on every 3 carriers as shown in FIG. The SP signal in which the superposition position has been cyclically changed by three carriers for each symbol has its superposition position cyclically changed by one carrier for each symbol.
即ち、図11に示されるOFDMシンボル空間内のキャリア群について、2D−FFT領域Z’2D(−mX/2≦p<mX/2,k−nY<q≦k)のSP信号伝達特性{H’p,q:(p,q)∈Z’2D}を変換部22に供する。また、同図において推定領域Z’ESTの範囲を(−vX/2≦p<vX/2,k−nY/2−wY/2≦q<k−nY/2+wY/2)とする。That is, for the carrier group in the OFDM symbol space shown in FIG. 11, the SP signal transfer characteristic {H of 2D-FFT region Z ′ 2D (−mX / 2 ≦ p <mX / 2, k−nY <q ≦ k) ' p, q : (p, q) εZ' 2D } is provided to the
変換部22は、(p,q)空間上のSP信号伝達特性{H’p,q}について、2次元フーリエ変換を施して、これを(m,n)空間上のSP信号伝達特性{hm,n:(m,n)∈Z’TRA}に変換する。すなわち、(p,q)空間のキャリア周波数方向(p方向)については、IFFT(逆高速フーリエ変換)処理を施すことで周波数領域を時間領域に変換し、シンボル時間方向(q方向)については、FFT(高速フーリエ変換)処理を施すことで時間領域を周波数領域に変換する。The
この結果、2次元フーリエ変換後の(m,n)空間では、そのm軸方向が時間の次元に、そのn軸方向が周波数の次元に、それぞれ対応することになる。また、(p,q)空間上の領域Z’2Dが、(m,n)空間上に変換された領域Z’TRAに対応し、同領域は、m軸方向において、
−mX/2 ≦ m < mX/2
として定義され、また、n軸方向において、
−nY/2 ≦ n < nY/2
として定義される。As a result, in the (m, n) space after the two-dimensional Fourier transform, the m-axis direction corresponds to the time dimension, and the n-axis direction corresponds to the frequency dimension. Further, the region Z ′ 2D in the (p, q) space corresponds to the region Z ′ TRA converted in the (m, n) space, and this region is
-MX / 2 ≦ m <mX / 2
And in the n-axis direction,
−nY / 2 ≦ n <nY / 2
Is defined as
決定回路26は、変換部22によって(m,n)空間上にフーリエ変換されたデータ群に基づいて、2次元フィルタ窓{Wm,n}を算出する。上記特許文献1で説明されているように、伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布は、伝送路の性質に応じて(m,n)空間上の特定領域に集中する傾向がある。したがって、決定回路26は、この領域をカバーする通過域を有する実係数の2次元フィルタ窓{Wm,n}を算出し、フィルタ回路23に供する。一例として、後述する図14に示される領域Aを通過域とし、その他の領域を阻止域とするような2次元フィルタ窓を設定すればよい。すなわち領域Aにおいては2次元フィルタ窓{Wm,n}は
Wm,n=1
として設定され、それ以外の領域については
Wm,n=0
として設定される。The
W m, n = 0 for other areas
Set as
なお、このような2次元フィルタ窓としては、矩形窓や余弦降下窓などの様々な形状の窓関数が適用可能であることはいうまでもない。また決定回路26は受信環境に適応した2次元フィルタ窓の通過域を設定すべきであることはいうまでもない。
Needless to say, various types of window functions such as a rectangular window and a cosine descent window can be applied to such a two-dimensional filter window. Needless to say, the
フィルタ回路23は、変換部22で(m,n)空間上にフーリエ変換されたデータ群に対して、所定のフィルタリング処理を施す回路である。
The
フィルタ回路23は、決定回路26より供される実係数の2次元フィルタ窓{Wm,n}を、(m,n)空間上のSP信号伝達特性{hm,n}に乗算して(m,n)空間上での推定伝達特性{gm,n}を算出する。フィルタ回路23によって算出された推定伝達特性{gm,n}は、次段の逆変換部24に出力される。The
逆変換部24は、フィルタ回路23から供された推定伝達特性{gm,n}に、2次元フーリエ変換の逆処理である2次元逆フーリエ変換を施して、{gm,n}から(p,q)空間上の推定伝達特性{Gp,q:(p,q)∈Z2D}を算出する。The
逆変換部24は、図10に示される逆フ−リエ変換回路24aが、シンボルインデックス方向(n軸方向)について逆フーリエ変換処理を全キャリアインデックスにわたり施すことで周波数領域から時間領域に変換する。
The
乗算回路24bは、時間領域においてキャリアインデックス方向(m軸方向)について、mX区間で所定の位相回転が生じるように複素回転因子係数(exp(−jωot))を乗算する。なおjは虚数単位を表しており、exp(x)は複素指数関数を表している。The
フーリエ変換回路24cは、キャリアインデックス方向(m軸方向)について、フーリエ変換処理を施すことで時間領域から周波数領域に変換する。
The
なお、逆変換部24を、上記特許文献1と同様に逆フーリエ変換回路24aとフーリエ変換回路24cのみで構成した場合、逆変換部24で算出される推定伝達特性は{G’p,q:(p,q)∈Z’2D}となり、推定領域はZ’ESTとなる。伝達特性推定部20が伝達特性を推定すべき領域はZESTであるのに対し、推定領域Z’ESTはキャリア方向について1/3の領域となっている。これはSP伝達特性抽出回路21bでSP伝達特性{Hp,q:(p,q)∈Z2D}を3キャリア毎に抽出したSP伝達特性{H’p,q:(p,q)∈Z’2D}を変換部22へ供給しているからであり、算出される推定伝達特性についても3キャリアインデックス毎の結果となる。When the
よって、本実施形態の逆変換部24は、逆フーリエ変換回路24aにおいてシンボル方向(n軸方向)に逆フーリエ変換処理を施す。次に、後述する周波数移動定理を用いて、乗算回路24bにおいて、キャリア方向に複素回転因子係数を乗算した後に、フーリエ変換回路24cにおいてキャリア方向にフーリエ変換を施すことをシンボル毎に3回行うことで、推定領域ZESTの範囲を含む推定伝達特性{Gp,q:(p,q)∈Z2D}を算出する。逆変換部24で算出された推定伝達特性{Gp,q}は、出力回路25に供される。Therefore, the
例えば、具体的に時間軸においてmX区間でそれぞれ位相が0Π、2/3Π、4/3Π回転するような複素回転因子係数を乗算した後にフーリエ変換を施すことで、周波数軸においてそれぞれキャリアインデックスt=3・p、t=3・p+1、t=3・p+2(−mX≦p<mX)位置での推定伝達特性を算出することができ、領域Z2Dの範囲における推定伝達特性が算出される。For example, specifically, by applying a Fourier transform after multiplying complex twiddle factors such that the phase rotates 0Π, 2 / 3Π, and 4 / 3Π in the mX interval on the time axis, respectively, the carrier index t = The estimated transfer characteristic at the position of 3 · p, t = 3 · p + 1, t = 3 · p + 2 (−mX ≦ p <mX) can be calculated, and the estimated transfer characteristic in the range of the region Z 2D is calculated.
<周波数移動定理について>
F(ω)とf(t)がフーリエ変換対であるならば、下記の式が成り立つ。
f(t)×exp(jω0t) ⇔ F(ω−ω0)
上記の式は「周波数領域でのω0の移動は、時間領域でのexp(jω0t)を乗算することと等価である」という定理を示している。<About the frequency shift theorem>
If F (ω) and f (t) are a Fourier transform pair, the following equation holds.
f (t) × exp (jω 0 t) F F (ω−ω 0 )
The above equation shows the theorem that “movement of ω 0 in the frequency domain is equivalent to multiplying exp (jω 0 t) in the time domain”.
出力回路25は、データ復号部30が抽出した推定領域ZESTのキャリア振幅に対応する推定伝達特性{Gp,q:(p,q)∈ZEST}が抽出されて、このような抽出データをデータ復号部30に供する。The
なお、伝達特性推定部20からデータ復号部30に、Z2D全領域についての推定伝達特性を出力しないのは、(p,q)空間の周辺部では、領域端部の影響により推定伝達特性に誤差が生じるためである。このような端部の影響を軽減するには、例えば、2次元領域キャリア幅nX、及び2次元領域シンボル幅nYの具体的数値として、本実施形態の値よりも更に大きな値を用いれば良い。本実施形態では、推定領域シンボル幅wYとしてwY=204なる値を用いているが、推定領域シンボル幅wYはこのような値に限定されるものではない。同様に、推定領域キャリア幅wXについても、本実施形態では、1セグメント部分受信装置の構成を考えて同セグメントに含まれるキャリア数に相当するwX=108なる値を用いたが、これについてもこのような値に限定されるものではない。例えば、伝送帯域の中央に配置された3セグメントを受信復調する受信装置の場合はwX=324とすれば良い。The reason why the estimated transfer characteristic for the entire Z 2D region is not output from the transfer
図13は、上記特許文献1の図9に記載されているSP信号の伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布を示す図である。 FIG. 13 is a diagram showing the power spectrum distribution of the transmission path transfer characteristic of the SP signal described in FIG.
このパワースペクトラム分布は、2Dフーリエ変換処理が施されているので、m軸方向は時間であり、有効シンボル長Teまでの遅延時間を表している。また、n軸方向は周波数であり、シンボル送出周波数Faまでのドップラー周波数を表している。 Since the power spectrum distribution is subjected to 2D Fourier transform processing, the m-axis direction is time, and represents the delay time until the effective symbol length Te. The n-axis direction is a frequency and represents a Doppler frequency up to the symbol transmission frequency Fa.
しかしSP信号が3キャリア毎にしか重畳されていないため、有効シンボル長Teの1/3周期で伝送路伝達特性がm軸方向に繰り返されていることが確認できる。例えば、有効シンボル長Teの1/3を超えるような遅延波が存在した場合、SP信号の伝達特性は有効シンボル長Teの1/3周期に折り返される形でしか観測することはできない。よって、有効なSP信号伝達特性はm軸方向に対しTe/3区間のみである。 However, since the SP signal is superposed only for every three carriers, it can be confirmed that the transmission path transfer characteristic is repeated in the m-axis direction in 1/3 period of the effective symbol length Te. For example, when there is a delay wave exceeding 1/3 of the effective symbol length Te, the SP signal transfer characteristic can be observed only in a form that is folded back to 1/3 period of the effective symbol length Te. Therefore, the effective SP signal transfer characteristic is only the Te / 3 section with respect to the m-axis direction.
一方、第1実施形態では、算出部21が変換部22に3キャリアインデックス毎のSP信号伝達特性{H’p,q}を供するため、変換部22の出力であるSP信号伝達特性{hm,n}のパワースペクトラム分布{|hm,n|2}は、図14に示されるように、m軸方向については有効シンボル長Teの1/3までの遅延時間を表している。n軸方向については、図13に示す場合と同様にシンボル送出周波数Faの周波数を表している。On the other hand, in the first embodiment, since the
以上のように、第1実施形態においては、SP信号伝達特性の時間方向(m軸方向)に有効な区間であるTe/3幅に亘り伝達特性が算出されているため、推定伝達特性の精度を低下させることなく、より少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。 As described above, in the first embodiment, since the transfer characteristic is calculated over the Te / 3 width that is an effective section in the time direction (m-axis direction) of the SP signal transfer characteristic, the accuracy of the estimated transfer characteristic is calculated. The estimated transfer characteristic can be calculated with a smaller amount of calculation processing without lowering the.
次に、第1実施形態において動作が複雑な逆変換部24の処理についてのみ具体的にフローチャートを用いて説明を行う。図15は、2D逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。逆フーリエ変換処理は逆フーリエ変換部24によって実行される。
Next, only the processing of the
シンボル方向逆フーリエ変換処理(S−IFFT処理とも称する)は、(p,q)空間についてシンボル方向に逆フーリエ変換を行う処理を示している(ステップS100)。キャリア方向フーリエ変換処理(C−IFFT処理とも称する)は、(p,q)空間についてキャリア方向にフーリエ変換を行う処理を示している(ステップS200)。 Symbol direction inverse Fourier transform processing (also referred to as S-IFFT processing) indicates processing for performing inverse Fourier transform in the symbol direction for the (p, q) space (step S100). The carrier direction Fourier transform process (also referred to as C-IFFT process) indicates a process of performing a Fourier transform in the carrier direction for the (p, q) space (step S200).
以下の説明においては各計算式が次のように表される。なお下記の式においては、「FFT」がフーリエ変換を施す関数を示しており、「IFFT」が逆フーリエ変換を施す関数を示している。 In the following description, each calculation formula is expressed as follows. In the following formula, “FFT” indicates a function for performing Fourier transform, and “IFFT” indicates a function for performing inverse Fourier transform.
1.nについての1D(1次元)フーリエ変換処理
F(p,q)=FFT(f(p,n))dn1. 1D (one-dimensional) Fourier transform processing for n F (p, q) = FFT (f (p, n)) dn
2.qについての1D(1次元)逆フーリエ変換処理
f(m,n)=IFFT(F(m,q))dq2. 1D (one-dimensional) inverse Fourier transform processing for q f (m, n) = IFFT (F (m, q)) dq
図16は、図15に示すシンボル方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。なお以降の各フローチャートにおける記号「←」は左辺の変数に右辺の値や式を設定することを表している。 FIG. 16 is a flowchart illustrating a procedure example of the symbol direction inverse Fourier transform process illustrated in FIG. 15. In the following flowcharts, the symbol “←” indicates that the value or expression on the right side is set to the variable on the left side.
ステップS102では、シンボル方向カウンタ値nについて逆フーリエ変換処理を行う。当該ステップS102は、キャリア方向に2次元領域キャリア幅mX回繰り返し行われる(ステップS101,S103,S104)。 In step S102, an inverse Fourier transform process is performed on the symbol direction counter value n. The step S102 is repeated in the carrier direction two-dimensional region carrier width mX times (steps S101, S103, S104).
図17は、図15に示すキャリア方向フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。 FIG. 17 is a flowchart illustrating a procedure example of the carrier direction Fourier transform process illustrated in FIG. 15.
ステップS300では回転因子乗算処理が実行される。この回転因子乗算処理は、繰り返し回数インデックスkとキャリアインデックスmに基づいた回転因子係数をキャリア方向に乗算する。この回転因子乗算処理の詳細については後述する。 In step S300, a twiddle factor multiplication process is executed. In this twiddle factor multiplication process, a twiddle factor coefficient based on the repetition index k and the carrier index m is multiplied in the carrier direction. Details of the twiddle factor multiplication process will be described later.
ステップS203では、キャリアインデックスmについてフーリエ変換処理を行う。ステップS400では推定領域抽出処理が実行される。この推定領域抽出処理は推定領域の推定伝達特性を抽出している。この推定領域抽出処理は、図11で示される推定領域幅vX(図6の推定領域キャリア幅wX/3に相当)の推定伝達特性のみを抽出し、図示しないメモリに格納する。これらステップS300,S203,S400は一例として1シンボル毎に3回に亘り繰り返される(ステップS202,S204,S205)。当該フローチャートでは、2次元領域シンボル幅nYに亘り、当該キャリア方向のフーリエ変換処理が繰り返し実行されているが(ステップS201,S206,S207)、推定領域シンボル幅wYに亘り繰り返し実行されるようにしても良い。 In step S203, a Fourier transform process is performed on the carrier index m. In step S400, an estimated area extraction process is executed. This estimated area extraction process extracts estimated transfer characteristics of the estimated area. In this estimated area extraction processing, only the estimated transfer characteristic of the estimated area width vX (corresponding to the estimated area carrier width wX / 3 in FIG. 6) shown in FIG. 11 is extracted and stored in a memory (not shown). These steps S300, S203, and S400 are repeated three times for each symbol as an example (steps S202, S204, and S205). In the flowchart, the Fourier transform process in the carrier direction is repeatedly executed over the two-dimensional area symbol width nY (steps S201, S206, S207), but is repeatedly executed over the estimated area symbol width wY. Also good.
図18は、図17に示す回転因子乗算処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。 FIG. 18 is a flowchart showing a specific procedure example of the twiddle factor multiplication process shown in FIG.
ステップS302では、繰り返し回数インデックスkとキャリアインデックスmに基づいて、回転因子係数の複素指数phを算出している。ステップS303では変数zが算出される。記号「&」は、例えば、その左右に記載された変数などをビット単位で論理積演算することを表している。ステップS304では、ステップS302で算出した複素指数phを用いて回転因子係数exp(ph)を乗算している。これらステップS302,S303,S304は、推定領域キャリア幅wX/2に亘り繰り返し実行される(ステップS301,S305,S306)。 In step S302, the complex index ph of the twiddle factor coefficient is calculated based on the repetition count index k and the carrier index m. In step S303, the variable z is calculated. The symbol “&” represents, for example, that a logical product operation is performed on a variable or the like described on the left and right of each bit. In step S304, the twiddle factor exp (ph) is multiplied using the complex exponent ph calculated in step S302. These steps S302, S303, and S304 are repeatedly executed over the estimated region carrier width wX / 2 (steps S301, S305, and S306).
図19は、図17に示す推定領域抽出処理の具体的な手順例を示すフローチャートである。なおnTはキャリア方向算出範囲パラメータを表しており、第1実施形態ではnT=wX/3と設定される(ステップS401)。また対象キャリア算出変数cは、処理の対象とすべきキャリアを特定するための算出用変数を表している。 FIG. 19 is a flowchart showing a specific procedure example of the estimated region extraction process shown in FIG. Note that nT represents a carrier direction calculation range parameter, and in the first embodiment, nT = wX / 3 is set (step S401). The target carrier calculation variable c represents a calculation variable for specifying a carrier to be processed.
ステップS404では、変数zが設定される。ステップS405では、キャリア方向フーリエ変換毎に算出される推定伝達特性を3キャリアインデックスごとに図示しないメモリに格納している。ステップS406では、対象とすべきキャリアを3キャリア毎とするため、対象キャリア算出変数cが3インクリメントされる。 In step S404, a variable z is set. In step S405, the estimated transfer characteristic calculated for each carrier direction Fourier transform is stored in a memory (not shown) for each three carrier index. In step S406, the target carrier calculation variable c is incremented by 3 so that the carrier to be targeted is every three carriers.
以上のようなステップS404,S405,S406が一例として3キャリア毎に−nT/2〜nT/2に亘り実行される(ステップS401,S402,S403,S407,S408)。 Steps S404, S405, and S406 as described above are executed over the range of −nT / 2 to nT / 2 every three carriers as an example (steps S401, S402, S403, S407, and S408).
以上説明したように、本実施形態における受信装置1は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波部11(シンボル検波部)と、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部20と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部30と、を有する受信装置1であって、前記伝達特性推定部20は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段21(SP伝達特性算出部)と、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換手段22(2Dフーリエ変換部)と、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給手段26(フィルタ係数設定回路)と、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段23(2Dフィルタ回路)と、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段24(2D逆フーリエ変換部)とを備え、前記算出手段21は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段21a(SP伝達特性算出回路)と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、3キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段22に供する伝達特性抽出手段21b(SP伝達特性抽出回路)とを備えることを特徴とする。
As described above, the receiving
本実施形態における受信方法は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、3キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備えることを特徴とする。 In the receiving method in the present embodiment, a pilot signal having a specific known complex amplitude is superimposed on a predetermined carrier in the transmission symbol with a transmission symbol generated by orthogonally modulating a plurality of carriers based on transmission data as a transmission unit. A received signal obtained by receiving a received OFDM signal and detecting a carrier group included in a plurality of consecutive transmission symbols is arranged in a two-dimensional data region on a two-dimensional space corresponding to the carrier frequency and symbol time. Based on the signal detection step, the transfer characteristic estimation step for estimating the received signal transfer characteristic for each of the received signals based on the pilot signal arranged in the two-dimensional data region, the received signal and the received signal transfer characteristic And a data decoding step for decoding the transmission data. The estimation step includes a calculation step for calculating a pilot signal transmission characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region, and a two-dimensional Fourier transform is performed on the pilot signal transmission characteristic to obtain a transmission line delay time and a transmission line. A conversion step for generating two-dimensional Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a variable frequency, and a supply step for calculating a two-dimensional filter window for allowing a group of data in a specific region to pass through the two-dimensional Fourier transform data. A filter step for selectively extracting a data group in the specific region determined based on the two-dimensional filter window, and performing a two-dimensional inverse Fourier transform on the selected and extracted data group, Generate two-dimensional inverse Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to the symbol time, Generating a reception signal transfer characteristic based on the received data, and the calculating step includes a transfer characteristic calculation step of calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region; The pilot signal transfer characteristic is extracted every three carriers except for the carrier on which the pilot signal is not superimposed, and the transfer characteristic extraction step is provided for the process of the conversion step.
これらのようにすると、推定伝達特性の精度を低下させることなく、より少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。 By doing so, it is possible to calculate the estimated transfer characteristic with a smaller amount of calculation processing without reducing the accuracy of the estimated transfer characteristic.
<第2実施形態>
ところで、図20は、変換部22の出力であるSP信号伝達特性{hm,n}のパワースペクトラム分布{|hm,n|2}であり、後述する性質Aを示す図である。なお(m,n)空間はOFDMシンボル空間に相当する。Second Embodiment
Incidentally, FIG. 20 shows the power spectrum distribution {| h m, n | 2 } of the SP signal transfer characteristic {h m, n } , which is the output of the
変換部22において2Dフーリエ変換処理を施して算出したSP信号伝達特性{hm,n}は、SP信号の規則的な配置により以下の性質を有する。なおSP信号伝達特性{hm,n}はh(m,n)に相当する。
h(m(mX−1),n&(nY−1))
=h(m&(kX−1),(n+k×nY/4)&(nY−1))
×exp(−j×2π/4×(k×co4)) ・・・(1)
co4=(symco+(2<<mode))&3
k=(4−floor(((m&(mX−1)+(kX/2))/kX))&3
kX=mX/4The SP signal transfer characteristic {hm , n } calculated by performing the 2D Fourier transform process in the
h (m (mX-1), n & (nY-1))
= H (m & (kX-1), (n + k * nY / 4) & (nY-1))
Xexp (−j × 2π / 4 × (k × co4)) (1)
co4 = (symco + (2 << mode)) & 3
k = (4-floor (((m & (mX-1) + (kX / 2)) / kX)) & 3
kX = mX / 4
変数modeは伝送モードを表しており、例えばモード1のときは0、モード2のときは1、モード3のときは2である。変数symcoは、変換部22に供されるシンボル群の内、q軸原点に配置、記憶されているシンボル、すなわち図12におけるq=k−255シンボルに付随するシンボルカウント値である。関数floor(x)はx以下の最大の整数値を計算する関数である。
The variable mode represents the transmission mode. For example, it is 0 for
図20においては(m,n)空間は(−mX/2≦m<mX/2、−nY/2≦n<nY)の範囲で表現されているが、(1)式では(0≦m<mX、0≦n<nY)の範囲で定義されている。即ち、図20における(m,n)空間上でm=−1は(1)式ではm=mX−1として定義されている。 In FIG. 20, the (m, n) space is expressed in the range of (−mX / 2 ≦ m <mX / 2, −nY / 2 ≦ n <nY), but in the expression (1), (0 ≦ m <MX, 0 ≦ n <nY). That is, m = -1 is defined as m = mX-1 in the equation (1) in the (m, n) space in FIG.
即ち、(1)式の右辺第一項目h(m&(kX−1),(n+k×nY/4)&(nY−1))は図20の領域Hのみを示している。よって、(1)式は領域HのSP信号伝達特性から(m,n)空間上の任意のSP信号伝達特性{hm,n}を容易に算出することができることが示されている。よって、(1)式は(m,n)空間上でSP信号伝達特性{hm,n}は1つの独立変数群と3つの従属変数群から成立していることを意味している。この性質を呼称として性質Aと呼ぶこととする。That is, the first item h (m & (kX−1), (n + k × nY / 4) & (nY−1)) on the right side of the equation (1) shows only the region H in FIG. Therefore, equation (1) shows that an arbitrary SP signal transfer characteristic {h m, n } in the (m, n) space can be easily calculated from the SP signal transfer characteristic of the region H. Therefore, equation (1) means that the SP signal transfer characteristic {hm , n } is composed of one independent variable group and three dependent variable groups in the (m, n) space. This property is referred to as property A as a name.
要するに、図20の領域HにあたるSP信号伝達特性のみを算出するように工夫することで、さらに変換部22の演算処理量の削減を行うことが期待できる。以下に示す第2実施形態は、上記性質Aを利用することで変換部22の演算処理量をさらに削減することを目的としたものである。
In short, it can be expected that the calculation processing amount of the
図21は、第2実施形態による受信装置1aの構成例を示すブロック図である。第2実施形態による受信装置1aは、第1実施形態による受信装置1とほぼ同様の構成でありほぼ同様の動作を行う。このため第2実施形態では、同一の構成及び動作については第1実施形態における図1乃至図19と同一の符号を用いるとともに、その説明を省略し、以下の説明では異なる点を中心として説明する。
FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving
第2実施形態による受信装置1aは、第1実施形態による伝達特性推定部20の代わりに、当該伝達特性推定部20とほぼ同様の機能を有する伝達特性推定部20aを有する。
The receiving
図22は、図21に示される伝達特性推定部20aの構成例を示すブロック図である。第2実施形態による伝達特性推定部20aは、第1実施形態における伝達特性推定部20とは、主として、算出部21の一部の機能が異なるとともに、変換部22の構成及び機能が異なっている。
FIG. 22 is a block diagram illustrating a configuration example of the transfer
第1実施形態では、算出部21のSP伝達特性算出回路21aが、例えば3キャリアインデックス毎にSP信号の伝達特性{Hp,q}を抽出していたが、これに対して第2実施形態では、SP伝達特性抽出回路21aが、例えば12キャリアインデックス毎にSP信号のみの伝達特性{Hp,q}を抽出する。In the first embodiment, the SP transfer
算出部21は、上記図9に示されるSP伝達特性算出回路21aが、シンボル記憶部12から供給されるキャリア振幅の中からSP信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。
The calculating
SP伝達特性算出回路21aは、図6に示される領域Z2D内の全ての要素(p,q)について、Sp,qがSP信号に相当する場合は、
Hp,q=Sp,q/Rp,q
として、当該SP信号に関する伝達特性{Hp,q}を求める。ここで、{Rp,q}は、既知であるSP信号の送出複素振幅値である。SP transfer
H p, q = S p, q / R p, q
Then, transfer characteristics {H p, q } regarding the SP signal are obtained. Here, {R p, q } is a known transmission complex amplitude value of the SP signal.
一方、SP伝達特性算出回路21aは、SP信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Hp,q=0
として、その伝達関数{Hp,q}を定める。On the other hand, the SP transfer
H p, q = 0
The transfer function {H p, q } is defined as follows.
これによってSP伝達特性算出回路21aは、(p,q)空間上に点在するSP信号に関し、その伝達特性{Hp,q:(p,q)∈Z2D}を求めることができる。As a result, the SP transfer
抽出回路21bは、SP信号位置のSP信号伝達特性{Hp,q}のみを抽出し変換部22xに供する。具体的には、抽出回路21bは、図24に示されるSP信号位置のみのSP信号伝達特性を抽出し、図25に示されているようにキャリア方向に詰める形にして変換部22xに供する。The
このように、変換部22xに供するSP信号伝達特性をSP信号位置のキャリアに限定することにより、変換部22xの演算処理量をさらに削減することができる。
In this way, by limiting the SP signal transmission characteristics provided to the
上述のように変換部22xに供されるSP信号伝達特性{H”p,q}は、図23に示すようにOFDM空間内に配置されている。第2実施形態における2Dフーリエ変換領域の範囲Z”2Dは、
−kX/2≦p<kX/2 ; k−nY<q≦k
と定義される。また推定領域Z”ESTは、
−uX/2≦p<uX/2 ; k−nY/2−wY/2<q≦k−nY/2+wY/2
と定義される。As described above, the SP signal transfer characteristics {H ″ p, q } provided to the
-KX / 2≤p <kX / 2; k-nY <q≤k
Is defined. Also, the estimated area Z " EST is
−uX / 2 ≦ p <uX / 2; k−nY / 2−wY / 2 <q ≦ k−nY / 2 + wY / 2
Is defined.
変換部22xは、SP伝達特性算出部21から供された(p,q)空間上のSP信号伝達特性{H”p,q}について、2次元フーリエ変換を施して、これを(m,n)空間上のSP信号伝達特性{hm,n:(m,n)∈Z’TRA}に変換する。変換部22xはこれをフィルタ回路23と決定回路26に出力する。The
つまり変換部22xは、図26に示される逆フーリエ変換回路22a及び乗算回路22bがキャリアインデックス方向に処理を施し、フーリエ変換回路22cがシンボルインデックス方向に処理を施す。
That is, in the
即ち、変換部22xに供されるSP信号伝達特性は図25に示されるようにキャリア方向に縮退され、本来図24に示されるような(p、q)空間上の重畳位置とは異なり、シンボル毎にキャリア方向にSP信号の重畳位置がずれていない。そこで、変換部22xでは前述した周波数移動定理を用いて、シンボル毎にキャリア方向に逆フーリエ変換回路22aにて逆フーリエ変換処理を施した後に、乗算回路22bにて所定の複素回転因子係数を乗算することで、逆フーリエ変換処理前の時間軸において所望の位置だけ相対的にずれた結果を算出する。
That is, the SP signal transfer characteristic provided to the
具体的に複素回転因子係数は、シンボル記憶部12より供されるシンボル毎に付随したシンボルカウント値と伝送モードに基づいて決定される。よって、複素因子係数はシンボル毎に更新され、本実施形態の場合において、その周期は4シンボルとなる。
Specifically, the complex twiddle factor coefficient is determined based on the symbol count value and transmission mode associated with each symbol provided from the
次に、フーリエ変換回路22cにおいて、シンボル方向にフーリエ変換処理を施すことで、(m,n)空間上のSP信号伝達特性{h’m,n}を算出する。Next, in the
変換部22xで算出したSP信号伝達特性{h’m,n}のパワースペクトラム分布{|h’m,n|2}は図27に示されるように、m軸方向については有効シンボル長Teの1/12までの遅延時間となり、n軸方向についてはシンボル送出周波数Fa分の周波数となる。また、変換部22xで算出されたSP信号伝達特性{h’m,n}は上述した性質Aの説明で用いた図20の領域Hの部分に相当する。上述した性質Aを利用すれば、変換部22xで算出したSP信号伝達特性{h’m,n}から第1実施形態における変換部22で算出したSP信号伝達特性{hm,n}に容易に変換が可能である。即ち、変換部22xはSP信号伝達特性{hm,n}をフィルタ回路23、決定回路26に出力する。As shown in FIG. 27, the power spectrum distribution {| h ′ m, n | 2 } of the SP signal transfer characteristic {h ′ m, n } calculated by the
よって、決定回路26、フィルタ回路23、逆変換部24、出力回路26については第1実施形態と同様の処理を行えばよい。これら決定回路26、フィルタ回路23、逆変換部24、出力回路25については、第1実施形態と同様であるので説明を省略する。
Therefore, the
図28は、2Dフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。この2Dフ−リエ変換処理は変換部22xによって実施される処理を表している。2Dフ−リエ変換処理は、キャリア方向逆フーリエ変換処理(ステップS500に相当)及びシンボル方向フーリエ変換処理(ステップS600に相当)を有する。キャリア方向逆フーリエ変換処理は、図29に示されるようにシンボル方向に沿って繰り返しフーリエ変換処理(ステップS501)が実施される(ステップS502,S503)。
FIG. 28 is a flowchart illustrating a procedure example of 2D Fourier transform processing. This 2D Fourier conversion process represents a process performed by the
図30は、図28に示されるキャリア方向逆フーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。ステップS602では、伝送モードmodeとシンボルカウント値symcoに基づいてシンボル毎のキャリア方向のずれ量sを算出する。伝送モードmodeは、例えばモード1のときは0、モード2のときは1、モード3のときは2である変数である。シンボルカウント値symcoは、変換部22xに供されるシンボル群の内、q軸原点に配置、記憶されているシンボル、すなわち図25におけるq=k−255シンボルに付随するシンボルカウント値である。ステップS603ではキャリア方向のフーリエ変換処理を施す。
FIG. 30 is a flowchart illustrating a procedure example of the carrier direction inverse Fourier transform process illustrated in FIG. In step S602, the shift amount s in the carrier direction for each symbol is calculated based on the transmission mode mode and the symbol count value symco. The transmission mode mode is a variable that is, for example, 0 in
ステップS605では、ステップS602で算出したずれ量sとキャリアインデックスmに基づいて、回転因子係数の複素指数phを算出する。ステップS607ではフーリエ変換処理された{H”z,q}(H”(z,q)に相当)に回転因子係数exp(ph)を乗算する。上記処理をキャリア方向にkX回繰り返し、シンボル方向にnY回繰り返し施す。In step S605, the complex exponent ph of the twiddle factor coefficient is calculated based on the shift amount s calculated in step S602 and the carrier index m. In step S607, {H " z, q } (corresponding to H" (z, q)) subjected to the Fourier transform is multiplied by a twiddle factor exp (ph). The above process is repeated kX times in the carrier direction and nY times in the symbol direction.
このように、第2実施形態によれば、算出部21において変換部22xに供するSP信号伝達特性{Hp,q}を限定し、変換部22xにおいて演算を工夫することにより、第1実施形態に比べ、推定伝達特性の精度を低下させることなく、さらに演算量を削減することができる。As described above, according to the second embodiment, the SP signal transfer characteristic {H p, q } provided to the
以上説明したように、本実施形態における受信装置1aは、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波部11(シンボル検波部)と、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部20と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部30とを有する受信装置1aであって、前記伝達特性推定部20は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段21(SP伝達特性算出部)と、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換手段22x(2Dフーリエ変換部)と、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給手段26(フィルタ係数設定回路)と、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段23(2Dフィルタ回路)と、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段24(2D逆フーリエ変換部)とを備え、前記算出手段21は、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段21a(SP伝達特性算出回路)と、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段22xに供する伝達特性抽出手段21b(SP伝達特性抽出回路)とを備えることを特徴とする。
As described above, the receiving
本実施形態における受信方法は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたOFDM信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元データ領域内に配置する信号検波ステップと、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、前記伝達特性推定ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、を備え、前記算出ステップは、前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップとを備えることを特徴とする。 In the receiving method in the present embodiment, a pilot signal having a specific known complex amplitude is superimposed on a predetermined carrier in the transmission symbol with a transmission symbol generated by orthogonally modulating a plurality of carriers based on transmission data as a transmission unit. A received signal obtained by receiving a received OFDM signal and detecting a carrier group included in a plurality of consecutive transmission symbols is arranged in a two-dimensional data region on a two-dimensional space corresponding to the carrier frequency and symbol time. Based on the signal detection step, the transfer characteristic estimation step for estimating the received signal transfer characteristic for each of the received signals based on the pilot signal arranged in the two-dimensional data region, the received signal and the received signal transfer characteristic And a data decoding step for decoding the transmission data. The estimation step includes a calculation step for calculating a pilot signal transmission characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region, and a two-dimensional Fourier transform is performed on the pilot signal transmission characteristic to obtain a transmission line delay time and a transmission line. A conversion step for generating two-dimensional Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a variable frequency, and a supply step for calculating a two-dimensional filter window for allowing a group of data in a specific region to pass through the two-dimensional Fourier transform data. A filter step for selectively extracting a data group in the specific region determined based on the two-dimensional filter window, and performing a two-dimensional inverse Fourier transform on the selected and extracted data group, Generate two-dimensional inverse Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to the symbol time, Generating a reception signal transfer characteristic based on the received data, and the calculating step includes a transfer characteristic calculation step of calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region; And a transfer characteristic extracting step for extracting the pilot signal transfer characteristic at a position where the pilot signal is superimposed, except for a carrier on which the pilot signal is not superimposed, and for performing the conversion step. To do.
これらのようにすると、第1実施形態に比べ、推定伝達特性の精度を低下させることなく、さらに少ない演算処理量で推定伝達特性を算出することができる。 By doing so, it is possible to calculate the estimated transfer characteristic with a smaller amount of calculation processing without lowering the accuracy of the estimated transfer characteristic as compared with the first embodiment.
上記実施形態における受信装置1aにおいては、上述した構成に加えてさらに、前記変換手段22x(2Dフ−リエ変換部)は、周波数移動定理を利用し、12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に基づいて前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段24(2D逆フーリエ変換回路)は、周波数移動定理を利用し、前記選択抽出されたデータ群に基づいて前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出することを特徴とする。
In the receiving
上記実施形態における受信装置1aにおいては、上述した構成に加えてさらに、前記変換手段22x(2Dフ−リエ変換部)は、12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ前記生成手段24(2D逆フーリエ変換回路)は、前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する。
In the receiving
なお、本実施形態は、上記に限られず、種々の変形が可能である。以下、そのような変形例を順を追って説明する。 In addition, this embodiment is not restricted above, A various deformation | transformation is possible. Hereinafter, such modifications will be described in order.
<回転因子係数を用いない方法>
上記第2実施形態においては、図22に示される構成において、SP信号のみを変換部22xに供する場合に、変換部22xにおいてキャリア方向の逆フーリエ変換後に上記回転因子係数を乗算しなくても、次のように所望の演算結果を求めることができる。<Method without using twiddle factor coefficient>
In the second embodiment, in the configuration shown in FIG. 22, when only the SP signal is supplied to the
算出部21は、上記実施形態と同様に(p,q)空間におけるSP信号伝達特性{Hp,q}を算出する。そしてSP伝達特性抽出回路21bでは、SP信号のキャリア位置のみのSP信号伝達特性{H”p,q}を抽出し(図24参照)、それをキャリア方向に詰めたSP信号伝達特性(図25参照)を変換部22xに供する。The
変換部22xでは、算出部21から供されたSP信号伝達特性に対し、2Dフーリエ変換処理を行う。例として、(p,q)空間上の原点(0,0)にSP信号が存在する場合の変換部22xのフローチャートを図31に示す。2Dフ−リエ変換処理は、キャリア方向逆フーリエ変換処理(図示のC−IFFT処理ステップS500に相当)及びシンボル方向フーリエ変換処理(図示のS−IFFT処理ステップS600に相当)を示す。
The
図32は、キャリア方向の逆フーリエ変換処理(ステップS500)の手順例を示すフローチャートである。このフローチャートは変換部22xによって実行される。
FIG. 32 is a flowchart illustrating a procedure example of the inverse Fourier transform process (step S500) in the carrier direction. This flowchart is executed by the
ステップS522では、シンボルインデックスq軸方向にインデックスが4インクリメントされる毎に1インクリメントされる値を算出している。ステップS524では、ステップS522で算出した値に基づいて、キャリアインデックスp軸方向に巡回する先のインデックスを算出する。ステップS525では、一時記憶領域temp(pa)にキャリアインデックスp軸方向に巡回させたデータを格納する。このステップS525の処理は、逆フーリエ変換に供するデータの先頭アドレス(原点)を変更する処理であり、必ずしも一時記憶領域temp(pa)が必要な訳でない。 In step S522, a value that is incremented by 1 every time the index is incremented by 4 in the symbol index q-axis direction is calculated. In step S524, an index to be circulated in the carrier index p-axis direction is calculated based on the value calculated in step S522. In step S525, the data that has been circulated in the carrier index p-axis direction is stored in the temporary storage area temp (pa). The process of step S525 is a process of changing the top address (origin) of data used for inverse Fourier transform, and does not necessarily require the temporary storage area temp (pa).
これらステップS524,S525は、2次元領域キャリア幅kXに亘り繰り返し実行される(S526,S527)。ステップS528では、キャリア方向に逆フーリエ変換処理が行われる。これらステップS522〜S528は、2次元シンボル幅nYに亘り繰り返し実行される(S529,S530)。 These steps S524 and S525 are repeatedly executed over the two-dimensional region carrier width kX (S526 and S527). In step S528, an inverse Fourier transform process is performed in the carrier direction. These steps S522 to S528 are repeatedly executed over the two-dimensional symbol width nY (S529, S530).
図33は、シンボル方向のフーリエ変換処理の手順例を示すフローチャートである。このフローチャートは変換部22によって実行される。
FIG. 33 is a flowchart illustrating an exemplary procedure of Fourier transform processing in the symbol direction. This flowchart is executed by the
まずステップS621では、キャリアインデックスmが初期化される。ステップS622ではシンボル方向のフーリエ変換処理が行われる。ステップS623では、シンボルインデックスq軸方向にデータを巡回するオフセット値maが算出される。ステップS625ではシンボルインデックスq軸方向にデータを巡回する先のインデックスnaを算出する。ステップS626では、シンボル方向のフーリエ変換後のデータをシンボルインデックスq軸方向に巡回し、SP信号伝達特性{hm,na}を算出する。これらステップS625,S626は、2次元領域シンボル幅nYに亘り繰り返し実行される(S627,S628)。これらステップS622〜S628は、2次元領域キャリア幅mXに亘り実行される(S629,S630)。First, in step S621, the carrier index m is initialized. In step S622, a Fourier transform process in the symbol direction is performed. In step S623, an offset value ma for circulating data in the symbol index q-axis direction is calculated. In step S625, the index na to which data is circulated in the symbol index q-axis direction is calculated. In step S626, the data after Fourier transformation in the symbol direction is circulated in the symbol index q-axis direction to calculate the SP signal transfer characteristic {hm , na }. These steps S625 and S626 are repeatedly executed over the two-dimensional area symbol width nY (S627, S628). These steps S622 to S628 are executed over the two-dimensional region carrier width mX (S629, S630).
このように、キャリア方向の逆フーリエ変換前のインデックス(アドレス)操作とシンボル方向のフーリエ変換後のインデックス(アドレス)操作を行うことにより、複素回転因子係数を乗算しなくてもよい演算方法もある。このように演算を行えるのはnY/mXの値が1以上の整数になる場合のみである。 As described above, there is an arithmetic method that does not need to multiply the complex twiddle factor coefficient by performing an index (address) operation before the inverse Fourier transform in the carrier direction and an index (address) operation after the Fourier transform in the symbol direction. . The calculation can be performed only when the value of nY / mX becomes an integer of 1 or more.
一方、2次元領域キャリア幅mX/2次元領域シンボル幅nYが1以上の整数になる場合には、まずSP伝達特性抽出回路21bがSPキャリア信号位置のみのSP信号伝達特性を抽出し、シンボル方向に詰めて変換部22に供する。次に変換部22は、先にシンボル方向のフーリエ変換処理から行うと、上記と同様に複素回転因子係数を乗算しなくてもインデックス(アドレス)操作のみで2Dフーリエ変換を行うことが可能となる。
On the other hand, when the two-dimensional region carrier width mX / 2-dimensional region symbol width nY is an integer of 1 or more, the SP transfer characteristic extracting
<変形例>
図34は、図4に示す受信装置1においてシンボル記憶部12をデータキャリア記憶部12aとSPキャリア記憶部12bに分割した構成の受信装置1xの構成例を示すブロック図である。図34に示す受信装置1xは、図4に示す受信装置1及び図21に示す受信装置1aと同一の符号を付した構成はほぼ同様の構成である。なおこれらデータキャリア記憶部12a及びSPキャリア記憶部12bは、シンボル記憶部12の記憶領域を分けて確保された2つの記憶領域でも良いし、物理的に分かれた記憶領域であっても良い。<Modification>
FIG. 34 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving
上述した各実施形態では、シンボル記憶部12をデータキャリア記憶部12aとSPキャリア記憶部12bに分割した構成であってもよい。なおその他の構成は上記実施形態とほぼ同様であるため、以下では、主にデータキャリア記憶部12aとSPキャリア記憶部12bについて説明する。
In each embodiment described above, the
まず構成について説明すると、周波数領域処理部13は、フレーム同期処理、TMCC復調処理などが施され、シンボル毎に0から203までのシンボルカウント値を生成する。シンボルカウント値をデータキャリア記憶部12aとSPキャリア記憶部12bに供する。
First, the configuration will be described. The frequency
データキャリア記憶部12aでは、シンボル毎にデータ復号部30で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の2次元空間として記憶する。またデータキャリア記憶部12aは、周波数領域処理部13から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部11から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。記憶されたキャリア群はデータ復号部30に供される。
In the data
SPキャリア記憶部12aでは、シンボル毎に伝達特性推定部20で用いるSPキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の2次元空間として記憶する。また、周波数領域処理部13から供されるシンボルカウント値をシンボル検波部11から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する。記憶されたサブキャリア群は伝達特性推定部20に供される。
The SP
データ復号部30では、データキャリア記憶部12aからのキャリア複素振幅と伝達特性推定部20からの推定伝達特性に基づいて等化、デインターリーブ、リードソロモン復号などの処理を行い、TSデータを出力する。
The
SPキャリア記憶部12aでは、シンボル検波部11から供されるキャリア系列からなるシンボルのチャンネル中央部nX個のキャリアのうち、SPキャリアのみを選択しこれをシンボル時間方向にnYシンボル分に亘り記憶する。即ち、SPキャリア記憶部12aでは、図35のOFDM空間における斜線部分(−nX/2≦p<nX/2,k−nY<q≦k)のSPキャリアのみのキャリア振幅{Sp,q}を記憶保持する。なお図35に示されるようにキャリア周波数方向のキャリアインデックスをpとし、シンボル時間方向のシンボルインデックスをqとする。The SP
データキャリア記憶部12aでは、シンボル検波部11から供されるキャリア系列からなるシンボルのチャネル中央部wX個のキャリアのうちデータキャリアのみを選択し、これをシンボル時間方向に(2次元領域シンボル幅nY/2+推定領域シンボル幅wY/2)シンボル分に亘り記憶する。即ち、図36のOFDM空間における格子部分(−wX/2≦p<wX/2,k−nY/2−wX/2<q≦k)のデータキャリアのみのキャリア振幅{SDp,q}が記憶保持される。In the data
以上のように、上記実施形態における受信装置1xは、上述した構成に加えてさらに、前記信号検波手段11(シンボル検波部)から出力されるキャリア振幅を順次記憶する記憶手段を有し、前記記憶手段は、シンボル毎に前記データ復号手段30(データ復号部)で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の2次元空間として記憶する第1記憶手段12a(データキャリア記憶部)と、前記周波数領域処理手段13(周波数領域処理部)から供されるシンボルカウント値を前記信号検波手段11から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する第2記憶手段12b(SPキャリア記憶部)とを有することを特徴とする。
As described above, in addition to the above-described configuration, the receiving
<伝送モードによらず記憶領域を一定にする技術>
上記実施形態では、特定の伝送モードを例示して説明したが、伝送モードによらず、データキャリア記憶部12a及びSPキャリア記憶部14の合計記憶領域が一定になるように、2次元領域キャリアnX及び2次元領域シンボル幅nYを伝送モードに対し可変にするようにしても良い。<Technology to make the storage area constant regardless of the transmission mode>
In the above embodiment, a specific transmission mode has been described as an example. However, the two-dimensional area carrier nX is set so that the total storage area of the data
まず受信装置1xは、搭載している記憶領域が限られているため、記憶領域は有効に活用されるべきである。よって、伝送モードによらずデータキャリア記憶部12aとSPデータ記憶部12bで用いる記憶領域は一定であることが望ましい。そこで伝達特性推定部20は、伝送モードによらず記憶容量が一定になるように、伝送モードによって各パラメータの設定を可変に行う。
First, since the receiving
上記各実施形態では、伝達特性推定部20は、伝送モードが変わっても、推定領域キャリア幅wX×推定領域シンボル幅WY、2次元キャリア幅nX×2次元領域シンボル幅nYが変わらないようにする。一例として図37に示すように各パラメータが設定される。
In each of the above embodiments, the transfer
2次元領域キャリアwXと2次元領域キャリア幅nXの関係については、下記の式で表される。なおceil_pow(x)は、値x以上の最小の2の階乗値を返す関数を表している。
nX=(ceil_pow(wX/3))×3The relationship between the two-dimensional area carrier wX and the two-dimensional area carrier width nX is expressed by the following equation. Note that ceil_pow (x) represents a function that returns the minimum factorial value of 2 that is greater than or equal to the value x.
nX = (ceil_pow (wX / 3)) × 3
上記受信装置1xは、上述した構成に加えてさらに、前記供給手段26(フィルタ係数決定回路)は、伝送モードに応じて前記2次元フィルタ窓としてキャリア周波数幅wX,nX及びシンボル時間幅wY,nYを供することを特徴とする。
In the receiving
このように伝送モードに応じてキャリア幅wX,nXとシンボル幅wY,nYを設定することにより、伝送モードによらずデータキャリア記憶部12a及びSPキャリア記憶部12bにおいて使用する合計記憶領域を一定にすることができる。
Thus, by setting the carrier width wX, nX and the symbol width wY, nY according to the transmission mode, the total storage area used in the data
また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。 In addition to those already described above, the methods according to the above-described embodiments and modifications may be used in appropriate combination.
1 受信装置
1a 受信装置
1x 受信装置
11 シンボル検波部(信号検波部)
12 シンボル記憶部
12a データキャリア記憶部(第1記憶手段、記憶手段)
12b SPキャリア記憶部(第2記憶手段、記憶手段)
20 伝達特性推定部
20a 伝達特性推定部
21 SP伝達特性算出部(算出手段)
21a SP伝達特性算出回路(伝達特性算出手段)
21b SP伝達特性抽出回路(伝達特性抽出手段)
22 2次元フーリエ変換回路(変換手段)
23 2次元フィルタ回路(フィルタ手段)
24 2次元逆フーリエ変換回路(生成手段)
24a 逆フーリエ変換回路
24b 乗算回路
24c フーリエ変換回路
25 推定伝達特性出力回路
26 フィルタ係数決定回路(供給手段)
30 データ復号部1
12
12b SP carrier storage section (second storage means, storage means)
20 transfer
21a SP transfer characteristic calculation circuit (transfer characteristic calculation means)
21b SP transfer characteristic extraction circuit (transfer characteristic extraction means)
22 Two-dimensional Fourier transform circuit (conversion means)
23 Two-dimensional filter circuit (filter means)
24 Two-dimensional inverse Fourier transform circuit (generation means)
24a Inverse
30 Data decoding unit
Claims (4)
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、
前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を有する受信装置であって、
前記伝達特性推定部は、
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、
前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、
前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給手段と、
前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、
前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段と
を備え、
前記算出手段は、
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、
前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換手段に供する伝達特性抽出手段と
を備え、
前記変換手段は、
12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ
前記生成手段は、
前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する
ことを特徴とする受信装置。Receiving an OFDM signal in which a pilot signal having a specific known complex amplitude is superimposed on a predetermined carrier in the transmission symbol with a transmission symbol generated by orthogonally modulating a plurality of carriers based on transmission data as a transmission unit; A signal detection unit that arranges a received signal obtained by detecting a carrier group included in a plurality of continuous transmission symbols in a two-dimensional data region on a two-dimensional space corresponding to a carrier frequency and a symbol time;
A transfer characteristic estimator for estimating a received signal transfer characteristic for each of the received signals based on a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
A data decoding unit that decodes the transmission data based on the received signal and the received signal transfer characteristic,
The transfer characteristic estimator is
Calculating means for calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
Conversion means for performing two-dimensional Fourier transform on the pilot signal transfer characteristic to generate two-dimensional Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a transmission line delay time and a transmission line fluctuation frequency;
Supply means for calculating a two-dimensional filter window for allowing a data group in a specific region to pass through the two-dimensional Fourier transform data;
Filter means for selectively extracting a data group in the specific area determined based on the two-dimensional filter window;
Two-dimensional inverse Fourier transform is performed on the selected and extracted data group to generate two-dimensional inverse Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a carrier frequency and a symbol time, and based on the generated data Generating means for generating the received signal transfer characteristic,
The calculating means includes
Transfer characteristic calculation means for calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
Excluding the carrier on which the pilot signal is not superimposed, the pilot signal transmission characteristic at a position where the pilot signal is superimposed is extracted, and includes a transmission characteristic extraction means for providing to the conversion means,
The converting means includes
The pilot signal transfer characteristic for every 12 carriers is multiplied by a twiddle factor to generate the two-dimensional Fourier transform data, and the generation means includes:
The receiving apparatus, wherein the reception signal transfer characteristic in the two-dimensional data area is calculated by multiplying the selected and extracted data group by a twiddle factor .
前記信号検波手段から出力されるキャリア振幅を順次記憶する記憶手段を有し、
前記記憶手段は、
シンボル毎に前記データ復号手段で用いるキャリア系列のみを選択し、キャリア周波数方向及びシンボル時間方向の2次元空間として記憶する第1記憶手段と、
前記周波数領域処理手段から供されるシンボルカウント値を前記信号検波手段から供されるシンボル毎に付随させる形で記憶する第2記憶手段と
を備えることを特徴とする受信装置。The receiving device according to claim 1,
Storage means for sequentially storing carrier amplitudes output from the signal detection means;
The storage means
First storage means for selecting only a carrier sequence used by the data decoding means for each symbol and storing it as a two-dimensional space in the carrier frequency direction and symbol time direction;
And a second storage means for storing the symbol count value provided by the frequency domain processing means in association with each symbol provided by the signal detection means.
前記供給手段は、
伝送モードに応じて前記2次元フィルタ窓としてキャリア周波数幅及びシンボル時間幅を供する
ことを特徴とする受信装置。The receiving device according to claim 1,
The supply means includes
A receiving apparatus that provides a carrier frequency width and a symbol time width as the two-dimensional filter window according to a transmission mode.
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に
対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定ステップと、
前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号ステップと、を有する受信方法であって、
前記伝達特性推定ステップは、
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出ステップと、
前記パイロット信号伝達特性について2次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した2次元空間上の2次元フーリエ変換データを生成する変換ステップと、
前記2次元フーリエ変換データのうち特定領域内のデータ群を通過させるための2次元フィルタ窓を算出する供給ステップと、
前記2次元フィルタ窓に基づいて確定された前記特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタステップと、
前記選択抽出されたデータ群に対して2次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した2次元空間上の2次元逆フーリエ変換データを生成し、前記生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成ステップと、
を備え、
前記算出ステップは、
前記2次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する伝達特性算出ステップと、
前記パイロット信号が重畳されていないキャリアを除き、前記パイロット信号が重畳されている位置の前記パイロット信号伝達特性を抽出し、前記変換ステップの処理に供する伝達特性抽出ステップと
を備え、
前記変換ステップは、
12キャリア毎の前記パイロット信号伝達特性に回転因子を乗算して前記2次元フーリエ変換データを生成し、かつ
前記生成ステップは、
前記選択抽出されたデータ群に回転因子を乗算して前記2次元データ領域内の前記受信信号伝達特性を算出する
ことを特徴とする受信方法。Receiving an OFDM signal in which a pilot signal having a specific known complex amplitude is superimposed on a predetermined carrier in the transmission symbol with a transmission symbol generated by orthogonally modulating a plurality of carriers based on transmission data as a transmission unit; A signal detection step of arranging a received signal obtained by detecting a carrier group included in a plurality of continuous transmission symbols in a two-dimensional data region on a two-dimensional space corresponding to a carrier frequency and a symbol time;
A transfer characteristic estimating step for estimating a received signal transfer characteristic for each of the received signals based on a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
A data decoding step of decoding the transmission data based on the received signal and the received signal transfer characteristics, comprising:
The transfer characteristic estimation step includes:
A calculation step of calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
A transforming step of performing a two-dimensional Fourier transform on the pilot signal transfer characteristic to generate two-dimensional Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a transmission path delay time and a transmission path fluctuation frequency;
A supply step of calculating a two-dimensional filter window for allowing a data group in a specific region to pass through the two-dimensional Fourier transform data;
A filter step of selectively extracting a data group in the specific region determined based on the two-dimensional filter window;
Two-dimensional inverse Fourier transform is performed on the selected and extracted data group to generate two-dimensional inverse Fourier transform data in a two-dimensional space corresponding to a carrier frequency and a symbol time, and based on the generated data Generating to generate the received signal transfer characteristics;
With
The calculating step includes:
A transfer characteristic calculating step for calculating a pilot signal transfer characteristic for a pilot signal arranged in the two-dimensional data region;
Excluding the carrier on which the pilot signal is not superimposed, the pilot signal transmission characteristic at a position where the pilot signal is superimposed is extracted, and includes a transmission characteristic extraction step for use in the conversion step processing,
The converting step includes
The pilot signal transfer characteristic for every 12 carriers is multiplied by a twiddle factor to generate the two-dimensional Fourier transform data, and the generating step includes:
Reception method characterized by calculating the reception signal transfer characteristics of the selected twiddle factors by multiplying the extracted data set the two-dimensional data area.
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