JP2010246024A

JP2010246024A - Demodulation device

Info

Publication number: JP2010246024A
Application number: JP2009095105A
Authority: JP
Inventors: Makoto Hamaminato; 真濱湊
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2009-04-09
Filing date: 2009-04-09
Publication date: 2010-10-28

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a demodulation device which can improve noise resistance even when delay time of interference wave is long. <P>SOLUTION: The demodulation device includes: a symbol interpolation portion which presumes transmitting line characteristics of a known symbol position in a received signal Fourier-transformed by a Fourier-transformation portion and interpolates transmitting line characteristics of symbol position where a known symbol is not located in the symbol direction being a unit of time, based on the transmitting line characteristics of the presumed known symbol position; and a carrier interpolation portion which interpolates transmitting line characteristics of symbol position where a known symbol is not located in the carrier direction being a unit of frequency, based on the transmitting line characteristics interpolated by the symbol interpolation portion. The interpolation portion has: a filter portion which filters the transmitting line characteristics interpolated by the symbol interpolation portion and individually passes a plurality of passes in a delayed profile; and a compound portion which compounds the transmitting line characteristics of a plurality of passes, filtered by the filter portion. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、復調装置に関する。 The present invention relates to a demodulation device.

デジタル放送信号は、ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing：直交周波数分割多重）で変調された信号であり、マルチパス妨害に強い特性を有する。 A digital broadcast signal is a signal modulated by OFDM (orthogonal frequency division multiplexing), and has a strong characteristic against multipath interference.

特開２００５−１５１４４７号公報には、所定のパイロット信号を伝送するパイロットキャリアが所定の周波数間隔毎に配置されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置が開示されている。 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-151447 discloses an OFDM receiver that receives an OFDM signal in which pilot carriers that transmit a predetermined pilot signal are arranged at predetermined frequency intervals.

特開２００５−１５１４４７号公報JP 2005-151447 A

デジタル放送の全国展開に伴い、隣接するサービスエリアを単一の周波数でカバーするＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）エリアのような、妨害波として遅延時間が長い遅延波があるエリアが増えている。ＳＦＮエリアでは、複数のサービスエリアが同一の信号を送信するため、妨害波の遅延時間が大きくなる。 Along with the nationwide deployment of digital broadcasting, there are more areas with delayed waves with long delay times such as SFN (Single Frequency Network) areas that cover adjacent service areas with a single frequency. ing. In the SFN area, a plurality of service areas transmit the same signal, so that the delay time of the interference wave is increased.

本発明の目的は、妨害波の遅延時間が長い場合にもノイズ耐性を向上させることができる復調装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a demodulator that can improve noise resistance even when the delay time of an interference wave is long.

本発明の一観点によれば、受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された受信信号内の既知のシンボルの位置の伝送路特性を推定し、前記推定した既知のシンボル位置の伝送路特性を基に前記既知のシンボルが配置されていないシンボル位置の伝送路特性を時間単位であるシンボル方向に補間するシンボル補間部と、前記シンボル補間部により補間された伝送路特性をシンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換部と、前記シンボル補間部により補間された伝送路特性を基に、前記既知のシンボルが配置されていないシンボル位置の伝送路特性を周波数単位であるキャリア方向に補間するキャリア補間部と、前記シンボル補間部及び前記キャリア補間部により補間された伝送路特性を基に前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号を等化する等化部とを有し、前記キャリア補間部は、前記シンボル補間部により補間された伝送路特性をフィルタリングし、前記遅延プロファイル中の複数のパスを個別に通過させるフィルタ部と、前記フィルタ部によりフィルタリングされた複数のパスの伝送路特性を合成する合成部とを有することを特徴とする復調装置が提供される。 According to an aspect of the present invention, a Fourier transform unit that Fourier transforms a received signal, and a transmission path characteristic of a position of a known symbol in the received signal Fourier-transformed by the Fourier transform unit, the estimated known A symbol interpolation unit for interpolating the transmission path characteristic at the symbol position where the known symbol is not arranged based on the transmission path characteristic at the symbol position in the symbol direction as a time unit, and the transmission path interpolated by the symbol interpolation part Based on the inverse Fourier transform unit that generates a delay profile by performing inverse Fourier transform of the characteristics for each symbol, and the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit, transmission of symbol positions where the known symbols are not arranged A carrier interpolation unit for interpolating a path characteristic in a carrier direction which is a frequency unit, the symbol interpolation unit, and the carrier interpolation. An equalization unit for equalizing the signal Fourier-transformed by the Fourier transform unit based on the channel characteristic interpolated by the unit, and the carrier interpolation unit is characterized by the channel characteristic interpolated by the symbol interpolation unit And a combining unit that combines transmission path characteristics of a plurality of paths filtered by the filter unit, and a filtering unit that individually filters a plurality of paths in the delay profile. Is provided.

受信するパスの部分のみをフィルタリングして伝送路特性を推定できるため、伝送路推定のノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。 Since the transmission path characteristics can be estimated by filtering only the portion of the received path, the noise resistance of the transmission path estimation is improved, and the reception bit error characteristics are improved regardless of the delay time of the interference wave.

デジタル放送信号受信装置の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of a digital broadcast signal receiver. 復調部が入力する受信信号を示す図である。It is a figure which shows the received signal which a demodulation part inputs. 遅延プロファイル部により生成された遅延プロファイルを示す図である。It is a figure which shows the delay profile produced | generated by the delay profile part. 遅延プロファイル部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of a delay profile part. キャリア補間部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of a carrier interpolation part. 本発明の第１の実施形態によるキャリア補間部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the carrier interpolation part by the 1st Embodiment of this invention. 遅延プロファイル部により生成された遅延プロファイルを示す図である。It is a figure which shows the delay profile produced | generated by the delay profile part. 図８（Ａ）〜（Ｃ）は遅延プロファイル部により生成された遅延プロファイルを示す図である。FIGS. 8A to 8C are diagrams showing delay profiles generated by the delay profile unit. 本発明の第１の実施形態による遅延プロファイル部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the delay profile part by the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態によるキャリア補間部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the carrier interpolation part by the 2nd Embodiment of this invention. 図１１（Ａ）及び（Ｂ）は本発明の第２の実施形態による復調装置のフィルタリング方法を説明するための図である。FIGS. 11A and 11B are diagrams for explaining a filtering method of the demodulator according to the second embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施形態による遅延プロファイル部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the delay profile part by the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態による復調装置内のキャリア補間部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the carrier interpolation part in the demodulation apparatus by the 3rd Embodiment of this invention.

（参考技術）
図１は、デジタル放送信号受信装置の構成例を示すブロック図である。デジタル放送信号受信装置は、ＯＦＤＭで変調されたデジタル放送信号を受信する。アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調信号を無線受信する。チューナ１０２は、アンテナ１０１を介して入力した受信信号を入力し、指定されたチャンネルで選局された信号を出力する。デジタル放送復調装置１０３は、例えば１個のＬＳＩであり、Ａ／Ｄ変換器１１１、同期部１１２、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１３、復調部１１４、誤り訂正部１１５を有する。Ａ／Ｄ変換器１１１は、チューナ１０２の出力信号をアナログからデジタルに変換して出力する。同期部１１２は、Ａ／Ｄ変換器１１１の出力信号に対して同期処理を行う。高速フーリエ変換部１１３は、同期部１１２の出力信号に対して高速フーリエ変換する。高速フーリエ変換は、時間軸から周波数軸への変換である。復調部１１４は、高速フーリエ変換部１１３の出力信号に対して復調処理を行う。誤り訂正部１１５は、復調部１１４の出力信号に対して誤り訂正処理を行い、ＭＰＥＧ２−ＴＳフォーマットの信号を出力する。復調部１１４は、伝送路推定部１２１、遅延プロファイル部１２４及び等化部１２５を有する。伝送路推定部１２１は、シンボル補間部１２２及びキャリア補間部１２３を有する。 (Reference technology)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a digital broadcast signal receiving apparatus. The digital broadcast signal receiving apparatus receives a digital broadcast signal modulated by OFDM. The antenna 101 wirelessly receives an OFDM modulated signal. The tuner 102 receives a reception signal input via the antenna 101 and outputs a signal selected by a designated channel. The digital broadcast demodulator 103 is, for example, one LSI, and includes an A / D converter 111, a synchronization unit 112, a fast Fourier transform (FFT) unit 113, a demodulation unit 114, and an error correction unit 115. The A / D converter 111 converts the output signal of the tuner 102 from analog to digital and outputs it. The synchronization unit 112 performs synchronization processing on the output signal of the A / D converter 111. The fast Fourier transform unit 113 performs fast Fourier transform on the output signal of the synchronization unit 112. Fast Fourier transform is a transformation from the time axis to the frequency axis. The demodulation unit 114 performs demodulation processing on the output signal of the fast Fourier transform unit 113. The error correction unit 115 performs error correction processing on the output signal of the demodulation unit 114, and outputs an MPEG2-TS format signal. The demodulation unit 114 includes a transmission path estimation unit 121, a delay profile unit 124, and an equalization unit 125. The transmission path estimation unit 121 includes a symbol interpolation unit 122 and a carrier interpolation unit 123.

図２は、復調部１１４が入力する受信信号を示す図である。横軸は周波数単位であるキャリア方向であり、縦軸は時間単位であるシンボル方向である。黒丸は、受信信号内の既知のシンボル位置にあるＳＰ（Scattered Pilot：スキャッタードパイロット）シンボルを表す。白丸は、ＳＰシンボル以外のシンボルであるデータシンボルを表す。ＳＰシンボルは、受信信号内に離散的に配置されている。 FIG. 2 is a diagram illustrating a reception signal input by the demodulation unit 114. The horizontal axis is the carrier direction, which is a frequency unit, and the vertical axis is the symbol direction, which is a time unit. A black circle represents an SP (Scattered Pilot) symbol at a known symbol position in the received signal. White circles represent data symbols that are symbols other than SP symbols. The SP symbols are discretely arranged in the received signal.

シンボル補間部１２２は、高速フーリエ変換部１１３によりフーリエ変換された受信信号内の既知のＳＰシンボルの位置の伝送路特性を推定する。ＳＰシンボルは、その配置位置及び送信信号値Ｔｐが既知である。したがって、シンボル補間部１２２は、ＳＰシンボルの受信信号値Ｒｐを入力すれば、ＳＰシンボルの送信信号値Ｔｐ及びＳＰシンボルの受信信号値Ｒｐの比をＳＰシンボルの伝送路特性ＣＨｐとして推定することができる。次に、シンボル補間部１２２は、推定した既知のＳＰシンボル位置の伝送路特性ＣＨｐを基に既知のＳＰシンボルが配置されていないデータシンボル位置の伝送路特性ＣＨｄをエリア２０１のように時間単位であるシンボル方向に補間する。 The symbol interpolation unit 122 estimates the transmission path characteristic of the position of the known SP symbol in the received signal Fourier-transformed by the fast Fourier transform unit 113. The SP symbol has a known arrangement position and transmission signal value Tp. Therefore, when the symbol interpolator 122 receives the SP symbol received signal value Rp, the symbol interpolator 122 can estimate the ratio of the SP symbol transmitted signal value Tp and the SP symbol received signal value Rp as the SP symbol transmission channel characteristic CHp. it can. Next, the symbol interpolation unit 122 sets the channel characteristic CHd at the data symbol position where no known SP symbol is arranged based on the channel characteristic CHp at the estimated known SP symbol position in units of time as in the area 201. Interpolate in a certain symbol direction.

遅延プロファイル部１２４は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性をシンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成し、遅延プロファイルに応じたフィルタ係数をキャリア補間部１２３に出力する。 The delay profile unit 124 generates a delay profile by performing inverse Fourier transform on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122 for each symbol, and outputs a filter coefficient corresponding to the delay profile to the carrier interpolation unit 123.

キャリア補間部１２３は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性に対して、遅延プロファイル部１２４から入力したフィルタ係数でフィルタリングし、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性を基に、既知のＳＰシンボルが配置されていないデータシンボル位置の伝送路特性ＣＨｄをエリア２０２のように周波数単位であるキャリア方向に補間する。 The carrier interpolation unit 123 filters the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122 with the filter coefficient input from the delay profile unit 124 and based on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122. The channel characteristic CHd at the data symbol position where no SP symbol is arranged is interpolated in the carrier direction which is a frequency unit like the area 202.

等化部１２５は、シンボル補間部１２２及びキャリア補間部１２３により補間された伝送路特性ＣＨｄを基に高速フーリエ変換部１１３により高速フーリエ変換されたデータシンボルの信号を等化する。すなわち、等化部１２５は、高速フーリエ変換部１１３からデータシンボルの受信信号値Ｒｄを入力し、キャリア補間部１２３よりデータシンボルの伝送路特性ＣＨｄを入力し、データシンボルの受信信号値Ｒｄ及びデータシンボルの伝送路特性ＤＨｄを基にデータシンボルの送信信号値Ｔｄを等価により演算することができる。データシンボルの伝送路特性ＤＨｄは、データシンボルの送信信号値Ｔｄ及びデータシンボルの受信信号値Ｒｄの比である。 The equalization unit 125 equalizes the signal of the data symbol that has been fast Fourier transformed by the fast Fourier transform unit 113 based on the channel characteristics CHd interpolated by the symbol interpolation unit 122 and the carrier interpolation unit 123. That is, equalization section 125 receives data symbol received signal value Rd from fast Fourier transform section 113, receives data symbol transmission path characteristic CHd from carrier interpolation section 123, receives data symbol received signal value Rd and data. The transmission signal value Td of the data symbol can be calculated equivalently based on the symbol transmission path characteristic DHd. The data symbol transmission path characteristic DHd is the ratio of the data symbol transmission signal value Td and the data symbol reception signal value Rd.

図３（Ａ）〜（Ｃ）は、遅延プロファイル部１２４により生成された遅延プロファイルを示す図である。遅延プロファイルは、横軸が時間であり、縦軸が電力である。送信装置により送信された信号が建物等に反射されると、複数のパスの受信信号が受信装置に受信される。また、複数のサービスエリアから同一の送信信号が送信されると、複数のパスの受信信号が受信装置に受信される。遅延プロファイルは、受信波の分布を示す。希望波３１１は、最も大きいレベルの受信波である。妨害波３１２は、小さいレベルの受信波であり、希望波３１１に対する遅延波である。ノイズ３１３は、ホワイトノイズである。 3A to 3C are diagrams illustrating the delay profile generated by the delay profile unit 124. FIG. In the delay profile, the horizontal axis is time, and the vertical axis is power. When the signal transmitted by the transmission device is reflected by a building or the like, reception signals of a plurality of paths are received by the reception device. In addition, when the same transmission signal is transmitted from a plurality of service areas, reception signals of a plurality of paths are received by the reception device. The delay profile indicates the distribution of received waves. The desired wave 311 is the reception wave having the highest level. The interfering wave 312 is a low-level received wave and is a delayed wave with respect to the desired wave 311. Noise 313 is white noise.

図３（Ａ）は、希望波３１１に対して妨害波３１２の遅延時間が短い場合の遅延プロファイルを示す。この場合は、希望波３１１及び妨害波３１２を通過させるための狭い第１のフィルタ通過帯域３０１を設定する。 FIG. 3A shows a delay profile when the delay time of the disturbing wave 312 is shorter than the desired wave 311. In this case, a narrow first filter passband 301 for passing the desired wave 311 and the interference wave 312 is set.

図３（Ｂ）は、希望波３１１に対して妨害波３１２の遅延時間が中位の場合の遅延プロファイルを示す。この場合は、希望波３１１及び妨害波３１２を通過させるための中位の第２のフィルタ通過帯域３０２を設定する。 FIG. 3B shows a delay profile when the delay time of the disturbing wave 312 is intermediate with respect to the desired wave 311. In this case, a middle second filter passband 302 for passing the desired wave 311 and the interference wave 312 is set.

図３（Ｃ）は、希望波３１１に対して妨害波３１２の遅延時間が長い場合の遅延プロファイルを示す。この場合は、希望波３１１及び妨害波３１２を通過させるための広い第ｎのフィルタ通過帯域３０ｎを設定する。 FIG. 3C shows a delay profile when the delay time of the disturbing wave 312 is long with respect to the desired wave 311. In this case, a wide nth filter passband 30n for allowing the desired wave 311 and the interference wave 312 to pass is set.

上記のように、妨害波３１２の遅延時間が長くなるほど、フィルタ通過帯域を広くする。フィルタ通過帯域３０１〜３０ｎを制限することにより、フィルタ通過帯域３０１〜３０ｎの外のノイズを除去し、ノイズ耐性を向上させることができる。 As described above, the longer the delay time of the disturbing wave 312 is, the wider the filter pass band is. By limiting the filter passbands 301 to 30n, noise outside the filter passbands 301 to 30n can be removed, and noise resistance can be improved.

図４は、図１の遅延プロファイル部１２４の構成例を示すブロック図である。遅延プロファイル部１２４は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部４０１、遅延プロファイル結果格納部４０２、選択部４０３、第１のフィルタ係数格納部４１１、第２のフィルタ係数格納部４１２、及び第ｎのフィルタ係数格納部４１ｎを有する。第１のフィルタ係数格納部４１１は、図３（Ａ）の第１のフィルタ通過帯域３０１を設定するための第１のフィルタ係数を格納する。第２のフィルタ係数格納部４１２は、図３（Ｂ）の第２のフィルタ通過帯域３０２を設定するための第２のフィルタ係数を格納する。第ｎのフィルタ係数格納部４１ｎは、図３（Ｃ）の第ｎのフィルタ通過帯域３０ｎを設定するための第ｎのフィルタ係数を格納する。逆高速フーリエ変換部４０１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性をシンボル毎に逆フーリエ変換することにより図３（Ａ）〜（Ｃ）の遅延プロファイルを生成し、遅延プロファイル結果格納部４０２に格納する。選択部４０３は、遅延プロファイル結果格納部４０２に格納されている遅延プロファイル内の希望波３１１に対する妨害波３１２の遅延時間に応じて、第１のフィルタ係数格納部４１１〜第ｎのフィルタ係数格納部４１ｎに格納されているフィルタ係数の中から１個を選択し、キャリア補間部１２３へ出力する。 FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the delay profile unit 124 of FIG. The delay profile unit 124 includes an inverse fast Fourier transform (IFFT) unit 401, a delay profile result storage unit 402, a selection unit 403, a first filter coefficient storage unit 411, a second filter coefficient storage unit 412, and an nth filter. A coefficient storage unit 41n is included. The first filter coefficient storage unit 411 stores a first filter coefficient for setting the first filter passband 301 in FIG. The second filter coefficient storage unit 412 stores a second filter coefficient for setting the second filter passband 302 in FIG. The nth filter coefficient storage unit 41n stores the nth filter coefficient for setting the nth filter passband 30n in FIG. The inverse fast Fourier transform unit 401 generates the delay profile shown in FIGS. 3A to 3C by performing inverse Fourier transform on the transmission path characteristic interpolated by the symbol interpolation unit 122 for each symbol, and generates a delay profile result storage unit. Stored in 402. The selection unit 403 selects the first filter coefficient storage unit 411 to the nth filter coefficient storage unit according to the delay time of the interference wave 312 with respect to the desired wave 311 in the delay profile stored in the delay profile result storage unit 402. One of the filter coefficients stored in 41n is selected and output to the carrier interpolation unit 123.

図５は、キャリア補間部１２３の構成例を示す図である。キャリア補間部１２３は、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ５０１を有する。ＦＩＲフィルタ５０１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性を、図４の選択部４０３により出力されたフィルタ係数でフィルタリングする。これにより、図３（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、フィルタ係数で設定されたフィルタ通過帯域３０１〜３０ｎを通過した信号のみが出力される。 FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the carrier interpolation unit 123. The carrier interpolation unit 123 includes an FIR (finite impulse response) filter 501. The FIR filter 501 filters the transmission path characteristic interpolated by the symbol interpolation unit 122 with the filter coefficient output by the selection unit 403 in FIG. As a result, as shown in FIGS. 3A to 3C, only signals that have passed through the filter pass bands 301 to 30n set by the filter coefficients are output.

デジタル放送の全国展開に伴い、隣接するサービスエリアを単一の周波数でカバーするＳＦＮエリア等では、妨害波３１２として遅延時間の長い遅延波があるエリアが増えている。ＳＦＮエリアでは、複数のサービスエリアが同一の信号を送信するため、妨害波３１２の遅延時間が大きくなる可能性が大きい。妨害波３１２の遅延時間が大きくなると、フィルタ通過帯域が広くなり、エラー耐性が低減してしまう。 With the nationwide development of digital broadcasting, in areas such as SFN areas that cover adjacent service areas with a single frequency, there are an increasing number of areas with delayed waves having a long delay time as interference waves 312. In the SFN area, a plurality of service areas transmit the same signal, so there is a high possibility that the delay time of the jamming wave 312 will be large. When the delay time of the disturbing wave 312 is increased, the filter pass band is widened, and the error resistance is reduced.

以下、妨害波３１２の遅延時間が長い場合にもノイズ耐性を向上させることができる復調装置の実施形態を説明する。 Hereinafter, an embodiment of a demodulator that can improve noise resistance even when the delay time of the jamming wave 312 is long will be described.

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態によるデジタル放送信号受信装置の構成例を示す。デジタル放送信号受信装置は、ＯＦＤＭで変調されたデジタル放送信号を受信する。アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調信号を無線受信する。チューナ１０２は、アンテナ１０１を介して入力した受信信号を入力し、指定されたチャンネルで選局された信号を出力する。デジタル放送復調装置１０３は、例えば１個のＬＳＩであり、Ａ／Ｄ変換器１１１、同期部１１２、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１３、復調部１１４、誤り訂正部１１５を有する。Ａ／Ｄ変換器１１１は、チューナ１０２の出力信号をアナログからデジタルに変換して出力する。同期部１１２は、Ａ／Ｄ変換器１１１の出力信号に対して同期処理を行う。高速フーリエ変換部１１３は、同期部１１２の出力信号に対して高速フーリエ変換する。高速フーリエ変換は、時間軸から周波数軸への変換である。復調部１１４は、高速フーリエ変換部１１３の出力信号に対して復調処理を行う。誤り訂正部１１５は、復調部１１４の出力信号に対して誤り訂正処理を行い、ＭＰＥＧ２−ＴＳフォーマットの信号を出力する。復調部１１４は、伝送路推定部１２１、遅延プロファイル部１２４及び等化部１２５を有する。伝送路推定部１２１は、シンボル補間部１２２及びキャリア補間部１２３を有する。 (First embodiment)
FIG. 1 shows a configuration example of a digital broadcast signal receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention. The digital broadcast signal receiving apparatus receives a digital broadcast signal modulated by OFDM. The antenna 101 wirelessly receives an OFDM modulated signal. The tuner 102 receives a reception signal input via the antenna 101 and outputs a signal selected by a designated channel. The digital broadcast demodulator 103 is, for example, one LSI, and includes an A / D converter 111, a synchronization unit 112, a fast Fourier transform (FFT) unit 113, a demodulation unit 114, and an error correction unit 115. The A / D converter 111 converts the output signal of the tuner 102 from analog to digital and outputs it. The synchronization unit 112 performs synchronization processing on the output signal of the A / D converter 111. The fast Fourier transform unit 113 performs fast Fourier transform on the output signal of the synchronization unit 112. Fast Fourier transform is a transformation from the time axis to the frequency axis. The demodulation unit 114 performs demodulation processing on the output signal of the fast Fourier transform unit 113. The error correction unit 115 performs error correction processing on the output signal of the demodulation unit 114, and outputs an MPEG2-TS format signal. The demodulation unit 114 includes a transmission path estimation unit 121, a delay profile unit 124, and an equalization unit 125. The transmission path estimation unit 121 includes a symbol interpolation unit 122 and a carrier interpolation unit 123.

図２に、復調部１１４が入力する受信信号を示す。横軸は周波数単位であるキャリア方向であり、縦軸は時間単位であるシンボル方向である。黒丸は、受信信号内の既知のシンボル位置にあるＳＰシンボルを表す。白丸は、ＳＰシンボル以外のシンボルであるデータシンボルを表す。ＳＰシンボルは、受信信号内に離散的に配置されている。 FIG. 2 shows a received signal input by demodulator 114. The horizontal axis is the carrier direction, which is a frequency unit, and the vertical axis is the symbol direction, which is a time unit. A black circle represents an SP symbol at a known symbol position in the received signal. White circles represent data symbols that are symbols other than SP symbols. The SP symbols are discretely arranged in the received signal.

シンボル補間部１２２は、高速フーリエ変換部１１３により高速フーリエ変換された受信信号内の既知のＳＰシンボルの位置の伝送路特性を推定する。ＳＰシンボルは、その配置位置及び送信信号値Ｔｐが既知である。したがって、シンボル補間部１２２は、ＳＰシンボルの受信信号値Ｒｐを入力すれば、ＳＰシンボルの送信信号値Ｔｐ及びＳＰシンボルの受信信号値Ｒｐの比をＳＰシンボルの伝送路特性ＣＨｐとして推定することができる。次に、シンボル補間部１２２は、推定した既知のＳＰシンボル位置の伝送路特性ＣＨｐを基に既知のＳＰシンボルが配置されていないデータシンボル位置の伝送路特性ＣＨｄをエリア２０１のように時間単位であるシンボル方向に補間する。 The symbol interpolation unit 122 estimates the transmission path characteristic of the position of a known SP symbol in the received signal that has been fast Fourier transformed by the fast Fourier transform unit 113. The SP symbol has a known arrangement position and transmission signal value Tp. Therefore, when the symbol interpolator 122 receives the SP symbol received signal value Rp, the symbol interpolator 122 can estimate the ratio of the SP symbol transmitted signal value Tp and the SP symbol received signal value Rp as the SP symbol transmission channel characteristic CHp. it can. Next, the symbol interpolation unit 122 sets the channel characteristic CHd at the data symbol position where no known SP symbol is arranged based on the channel characteristic CHp at the estimated known SP symbol position in units of time as in the area 201. Interpolate in a certain symbol direction.

図７は、図１の遅延プロファイル部１２４により生成された遅延プロファイルを示す図である。遅延プロファイルは、横軸が時間であり、縦軸が電力である。送信装置により送信された信号が建物等に反射されると、複数のパスの受信信号が受信装置に受信される。また、複数のサービスエリアから同一の送信信号が送信されると、複数のパスの受信信号が受信装置に受信される。遅延プロファイルは、受信波の分布を示す。希望波７１１は、最も大きいレベルの受信波である。妨害波７１２は、小さいレベルの受信波であり、希望波７１１に対する遅延波である。ノイズ７２０は、ホワイトノイズである。第１のフィルタ通過帯域７０１は、希望波７１１を通過させるためのフィルタ通過帯域である。第２のフィルタ通過帯域７０２は、妨害波７１２を通過させるためのフィルタ通過帯域である。第１のフィルタ通過帯域７０１及び第２のフィルタ通過帯域７０２は、帯域幅が同じであり、中心位置が異なる。 FIG. 7 is a diagram showing a delay profile generated by the delay profile unit 124 of FIG. In the delay profile, the horizontal axis is time, and the vertical axis is power. When the signal transmitted by the transmission device is reflected by a building or the like, reception signals of a plurality of paths are received by the reception device. In addition, when the same transmission signal is transmitted from a plurality of service areas, reception signals of a plurality of paths are received by the reception device. The delay profile indicates the distribution of received waves. The desired wave 711 is the reception wave having the highest level. The interfering wave 712 is a low-level received wave and is a delayed wave with respect to the desired wave 711. Noise 720 is white noise. The first filter pass band 701 is a filter pass band for allowing the desired wave 711 to pass therethrough. The second filter pass band 702 is a filter pass band for allowing the interference wave 712 to pass. The first filter pass band 701 and the second filter pass band 702 have the same bandwidth and different center positions.

希望波７１１及び妨害波７１２を個別のフィルタ通過帯域７０１及び７０２により通過させる。すなわち、遅延プロファイル中の複数のパスを個別に通過させる。受信するパスの部分のみをフィルタリングするため、不必要なノイズ７２０を効果的に除去することができる。これにより、ノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。 The desired wave 711 and the interference wave 712 are allowed to pass through separate filter pass bands 701 and 702. That is, a plurality of paths in the delay profile are individually passed. Since only the part of the received path is filtered, unnecessary noise 720 can be effectively removed. As a result, noise tolerance is improved, and reception bit error characteristics are improved regardless of the delay time of the interference wave.

図６は、図１のキャリア補間部１２３の構成例を示す図である。キャリア補間部１２３は、第１のＦＩＲフィルタ６０１、第２のＦＩＲフィルタ６０２及び合成部６０３を有する。第１のＦＩＲフィルタ６０１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性６１３を、図７の第１のフィルタ通過帯域７０１を設定するための第１のフィルタ係数６１１でフィルタリングし、図７の希望波７１１の伝送路特性の信号を出力する。第２のＦＩＲフィルタ６０２は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性６１３を、図７の第２のフィルタ通過帯域７０２を設定するための第２のフィルタ係数６１２でフィルタリングし、図７の妨害波７１２の伝送路特性の信号を出力する。第１のフィルタ係数６１１及び第２のフィルタ係数６１２は、相互に異なる。合成部６０３は、第１のＦＩＲフィルタ６０１が出力する希望波７１１の伝送路特性の信号及び第２のＦＩＲフィルタ６０２が出力する妨害波７１２の伝送路特性の信号を合成する。 FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the carrier interpolation unit 123 of FIG. The carrier interpolation unit 123 includes a first FIR filter 601, a second FIR filter 602, and a synthesis unit 603. The first FIR filter 601 filters the transmission path characteristic 613 interpolated by the symbol interpolation unit 122 with the first filter coefficient 611 for setting the first filter passband 701 in FIG. The signal of the transmission path characteristic of the desired wave 711 is output. The second FIR filter 602 filters the transmission path characteristic 613 interpolated by the symbol interpolation unit 122 with the second filter coefficient 612 for setting the second filter passband 702 of FIG. The signal of the transmission path characteristic of the interference wave 712 is output. The first filter coefficient 611 and the second filter coefficient 612 are different from each other. The synthesizer 603 synthesizes the transmission path characteristic signal of the desired wave 711 output from the first FIR filter 601 and the transmission path characteristic signal of the interference wave 712 output from the second FIR filter 602.

図８（Ａ）〜（Ｃ）は、図１の遅延プロファイル部１２４により生成された遅延プロファイルを示す図である。遅延プロファイルは、図７と同様に、希望波７１１、妨害波７１２及びノイズ７２０を有する。図８（Ａ）は、希望波７１１を通過させるための第１のフィルタ通過帯域８０１を示す。図８（Ｂ）は、希望波７１１に対して遅延時間が短い妨害波７１２を通過させるための第２のフィルタ通過帯域８０２を示す。図８（Ｃ）は、希望波７１１に対して遅延時間が長い妨害波７１２を通過させるための第ｎのフィルタ通過帯域８０ｎを示す。フィルタ通過帯域８０１〜８０ｎは、帯域幅が同じであり、中心位置が異なる。妨害波７１２の遅延時間が長くなるほど、フィルタ通過帯域８０１〜８０ｎの中心位置が遅い時間方向にずれる。遅延時間に応じて、フィルタ通過帯域８０１〜８０ｎの中から適切な１個を選択することにより、遅延プロファイル中のすべてのパスの受信波（希望波７１１及び妨害波７１２）を個別にフィルタリングすることができる。 8A to 8C are diagrams showing the delay profile generated by the delay profile unit 124 of FIG. The delay profile includes a desired wave 711, an interference wave 712, and noise 720 as in FIG. 7. FIG. 8A shows a first filter pass band 801 for allowing the desired wave 711 to pass therethrough. FIG. 8B shows a second filter pass band 802 for passing the interference wave 712 having a short delay time with respect to the desired wave 711. FIG. 8C shows an nth filter passband 80n for allowing the interference wave 712 having a longer delay time to pass through the desired wave 711. The filter pass bands 801 to 80n have the same bandwidth and different center positions. As the delay time of the interference wave 712 becomes longer, the center positions of the filter passbands 801 to 80n are shifted in the later time direction. According to the delay time, by selecting an appropriate one from the filter pass bands 801 to 80n, the received waves (desired wave 711 and jamming wave 712) of all paths in the delay profile are individually filtered. Can do.

図９は、図１の遅延プロファイル部１２４の構成例を示すブロック図である。遅延プロファイル部１２４は、逆高速フーリエ変換部９０１、遅延プロファイル結果格納部９０２、選択部９０３、第１のフィルタ係数格納部９２１、第２のフィルタ係数格納部９２２、及び第ｎのフィルタ係数格納部９２ｎを有する。第１のフィルタ係数格納部９２１は、図８（Ａ）の第１のフィルタ通過帯域８０１を設定するための第１のフィルタ係数を格納する。第２のフィルタ係数格納部９２２は、図８（Ｂ）の第２のフィルタ通過帯域８０２を設定するための第２のフィルタ係数を格納する。第ｎのフィルタ係数格納部９２ｎは、図８（Ｃ）の第ｎのフィルタ通過帯域８０ｎを設定するための第ｎのフィルタ係数を格納する。逆高速フーリエ変換部９０１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性６１３をシンボル毎に逆フーリエ変換することにより図８（Ａ）〜（Ｃ）の遅延プロファイルを生成し、遅延プロファイル結果格納部９０２に格納する。逆高速フーリエ変換は、周波数軸から時間軸への変換である。選択部９０３は、遅延プロファイル結果格納部９０２に格納されている遅延プロファイル内の希望波７１１に対する妨害波７１２の遅延時間に応じて、第１のフィルタ係数格納部９２１〜第ｎのフィルタ係数格納部９２ｎに格納されているフィルタ係数の中から２個を選択し、第１のフィルタ係数６１１及び第２のフィルタ係数６１２をキャリア補間部１２３へ出力する。 FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the delay profile unit 124 of FIG. The delay profile unit 124 includes an inverse fast Fourier transform unit 901, a delay profile result storage unit 902, a selection unit 903, a first filter coefficient storage unit 921, a second filter coefficient storage unit 922, and an nth filter coefficient storage unit. 92n. The first filter coefficient storage unit 921 stores a first filter coefficient for setting the first filter passband 801 in FIG. The second filter coefficient storage unit 922 stores a second filter coefficient for setting the second filter passband 802 in FIG. 8B. The nth filter coefficient storage unit 92n stores the nth filter coefficient for setting the nth filter passband 80n in FIG. The inverse fast Fourier transform unit 901 generates the delay profile shown in FIGS. 8A to 8C by performing inverse Fourier transform on the transmission path characteristic 613 interpolated by the symbol interpolation unit 122 for each symbol, and stores the delay profile result. Stored in the unit 902. The inverse fast Fourier transform is a conversion from the frequency axis to the time axis. The selection unit 903 selects the first filter coefficient storage unit 921 to the nth filter coefficient storage unit according to the delay time of the interference wave 712 with respect to the desired wave 711 in the delay profile stored in the delay profile result storage unit 902. Two of the filter coefficients stored in 92 n are selected, and the first filter coefficient 611 and the second filter coefficient 612 are output to the carrier interpolation unit 123.

上記のように、キャリア補間部１２３は、第１のフィルタ６１１により希望波７１１のフィルタ通過帯域７０１を設定し、第２のフィルタ６１２により妨害波７１２のフィルタ通過帯域７０２を設定することにより、希望波７１１及び妨害波７１２のパスを個別のフィルタ通過帯域７０１及び７０２により通過させることができる。受信するパスの部分のみをフィルタリングするため、不必要なノイズ７２０を効果的に除去することができる。これにより、ノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。 As described above, the carrier interpolation unit 123 sets the filter pass band 701 of the desired wave 711 by the first filter 611 and sets the filter pass band 702 of the interference wave 712 by the second filter 612, thereby The paths of the wave 711 and the disturbing wave 712 can be passed through separate filter passbands 701 and 702. Since only the part of the received path is filtered, unnecessary noise 720 can be effectively removed. As a result, noise tolerance is improved, and reception bit error characteristics are improved regardless of the delay time of the interference wave.

（第２の実施形態）
図１１（Ａ）及び（Ｂ）は、本発明の第２の実施形態による復調装置のフィルタリング方法を説明するための図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。 (Second Embodiment)
FIGS. 11A and 11B are diagrams for explaining a filtering method of the demodulation device according to the second embodiment of the present invention. Hereinafter, the points of the present embodiment different from the first embodiment will be described.

図１１（Ａ）は、図１の遅延プロファイル部１２４により生成された遅延プロファイルを示す図である。希望波１１１１は、最も大きいレベルの受信波である。妨害波１１１２は、小さいレベルの受信波であり、希望波１１１１に対する遅延波である。ノイズ１１１３は、ホワイトノイズである。第１のフィルタ通過帯域１１０１は、希望波１１１１を通過させるためのフィルタ通過帯域である。 FIG. 11A is a diagram showing a delay profile generated by the delay profile unit 124 of FIG. The desired wave 1111 is the reception wave having the highest level. The jamming wave 1112 is a reception wave of a small level and is a delay wave with respect to the desired wave 1111. Noise 1113 is white noise. The first filter pass band 1101 is a filter pass band for allowing the desired wave 1111 to pass through.

図１１（Ｂ）は、図１１（Ａ）の遅延プロファイルを周波数シフトした遅延プロファイルを示す図である。周波数シフトにより、希望波１１１１及び妨害波１１１２は、図の左側にずれる。第１のフィルタ通過帯域１１０１は、妨害波１１１２を通過させるためのフィルタ通過帯域である。図１１（Ａ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１及び図１１（Ｂ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１は、帯域幅が同じであり、中心位置も同じである。すなわち、図１１（Ａ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１及び図１１（Ｂ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１は、同じである。以上のように、周波数シフトを行うことにより、図１１（Ａ）の希望波１１１１及び図１１（Ｂ）の妨害波１１１２に対して、同じ第１のフィルタ通過帯域１１０１を用いることができる。 FIG. 11B is a diagram showing a delay profile obtained by frequency-shifting the delay profile of FIG. Due to the frequency shift, the desired wave 1111 and the interference wave 1112 are shifted to the left side of the figure. The first filter pass band 1101 is a filter pass band for allowing the interference wave 1112 to pass through. The first filter passband 1101 in FIG. 11A and the first filter passband 1101 in FIG. 11B have the same bandwidth and the same center position. That is, the first filter pass band 1101 in FIG. 11A and the first filter pass band 1101 in FIG. 11B are the same. As described above, the same first filter passband 1101 can be used for the desired wave 1111 in FIG. 11A and the disturbing wave 1112 in FIG. 11B by performing frequency shift.

図１０は、図１のキャリア補間部１２３の構成例を示す図である。キャリア補間部１２３は、第１のＦＩＲフィルタ１００３、第１の周波数シフト部１００１、第２のＦＩＲフィルタ１００２、第２の周波数シフト部１００４及び合成部１００５を有する。第１のＦＩＲフィルタ１００３は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性１０１３を入力し、図１１（Ａ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１を設定するための第１のフィルタ係数１０１１でフィルタリングし、遅延プロファイル中の図１１（Ａ）の希望波（第１のパス）１１１１の伝送路特性の信号を通過させる。第１の周波数シフト部１００１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性１０１３を周波数シフト量１０１２に応じて周波数シフトし、図１１（Ｂ）に示す伝送路特性を出力する。第２のＦＩＲフィルタ１００２は、第１の周波数シフト部１００１により周波数シフトされた図１１（Ｂ）の伝送路特性を入力し、図１１（Ｂ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１を設定するための第１のフィルタ係数１０１１でフィルタリングし、遅延プロファイル中の図１１（Ｂ）の妨害波（第２のパス）１１１２の伝送路特性の信号を通過させる。第２の周波数シフト部１００４は、第２のＦＩＲフィルタ１００２によりフィルタリングされた伝送路特性を、第１の周波数シフト部１００１の周波数シフトに対して逆方向に周波数シフト量１０１２に応じて周波数シフトして出力する。すなわち、第２の周波数フィルタ部１００４は、図１１（Ｂ）の伝送路特性を図の右側にずらし、図１１（Ａ）の伝送路特性の位置に戻す。第１のＦＩＲフィルタ１００３のフィルタ係数１０１１及び第２のＦＩＲフィルタ１００２のフィルタ係数１０１１は、同じである。合成部１００５は、第１のＦＩＲフィルタ１００３によりフィルタリングされた伝送路特性及び第２の周波数シフト部１００４により周波数シフトされた伝送路特性を合成する。 FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the carrier interpolation unit 123 of FIG. The carrier interpolation unit 123 includes a first FIR filter 1003, a first frequency shift unit 1001, a second FIR filter 1002, a second frequency shift unit 1004, and a synthesis unit 1005. The first FIR filter 1003 receives the transmission path characteristic 1013 interpolated by the symbol interpolation unit 122 and performs filtering with the first filter coefficient 1011 for setting the first filter passband 1101 in FIG. Then, the signal of the transmission path characteristic of the desired wave (first path) 1111 in FIG. 11A in the delay profile is passed. First frequency shift section 1001 shifts the frequency of transmission path characteristic 1013 interpolated by symbol interpolation section 122 according to frequency shift amount 1012, and outputs the transmission path characteristics shown in FIG. The second FIR filter 1002 receives the transmission path characteristic of FIG. 11B shifted by the first frequency shift unit 1001 and sets the first filter passband 1101 of FIG. 11B. The first filter coefficient 1011 is filtered, and the signal having the transmission path characteristic of the interference wave (second path) 1112 in FIG. 11B in the delay profile is passed. The second frequency shift unit 1004 shifts the transmission path characteristics filtered by the second FIR filter 1002 according to the frequency shift amount 1012 in the opposite direction to the frequency shift of the first frequency shift unit 1001. Output. That is, the second frequency filter unit 1004 shifts the transmission line characteristic of FIG. 11B to the right side of the figure and returns it to the position of the transmission line characteristic of FIG. The filter coefficient 1011 of the first FIR filter 1003 and the filter coefficient 1011 of the second FIR filter 1002 are the same. The combining unit 1005 combines the transmission path characteristic filtered by the first FIR filter 1003 and the transmission path characteristic frequency-shifted by the second frequency shift unit 1004.

図１２は、図１の遅延プロファイル部１２４の構成例を示すブロック図である。遅延プロファイル部１２４は、逆高速フーリエ変換部１２０１、遅延プロファイル結果格納部１２０２及びフィルタ係数格納部１２０３を有する。フィルタ係数格納部１２０３は、図１１（Ａ）及び（Ｂ）の第１のフィルタ通過帯域１１０１を設定するための第１のフィルタ係数１０１１を格納し、第１のフィルタ係数１０１１をキャリア補間部１２３へ出力する。逆高速フーリエ変換部１２０１は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性１０１３をシンボル毎に逆高速フーリエ変換することにより図１１（Ａ）及び（Ｂ）に示す遅延プロファイルを生成し、遅延プロファイル結果格納部１２０２に格納し、遅延プロファイル中の妨害波１１１２の遅延時間に応じて周波数シフト量１０１２をキャリア補間部１２３へ出力する。 FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the delay profile unit 124 of FIG. The delay profile unit 124 includes an inverse fast Fourier transform unit 1201, a delay profile result storage unit 1202, and a filter coefficient storage unit 1203. The filter coefficient storage unit 1203 stores the first filter coefficient 1011 for setting the first filter passband 1101 in FIGS. 11A and 11B, and the first filter coefficient 1011 is stored in the carrier interpolation unit 123. Output to. The inverse fast Fourier transform unit 1201 generates the delay profile shown in FIGS. 11A and 11B by performing the inverse fast Fourier transform on the transmission path characteristic 1013 interpolated by the symbol interpolation unit 122 for each symbol, thereby generating the delay profile. The result is stored in the result storage unit 1202, and the frequency shift amount 1012 is output to the carrier interpolation unit 123 according to the delay time of the jamming wave 1112 in the delay profile.

上記のように、キャリア補間部１２３内の周波数シフト部１００１及び１００４は、周波数シフト量１０１２に応じて周波数シフトを行う。また、キャリア補間部１２３は、フィルタ係数１０１１により図１１（Ａ）及び（Ｂ）のフィルタ通過帯域１１０１を設定し、希望波１１１１及び妨害波１１１２の伝送路特性を通過させる。 As described above, the frequency shift units 1001 and 1004 in the carrier interpolation unit 123 perform frequency shift according to the frequency shift amount 1012. Further, the carrier interpolation unit 123 sets the filter pass band 1101 of FIGS. 11A and 11B by the filter coefficient 1011 and passes the transmission path characteristics of the desired wave 1111 and the interference wave 1112.

本実施形態は、第１の実施形態と同様に、遅延プロファイル中の複数のパス（希望波１１１１及び妨害波１１１２）を個別に通過させる。受信するパスの部分のみをフィルタリングするため、不必要なノイズ１１１３を効果的に除去することができる。これにより、ノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。 In the present embodiment, similarly to the first embodiment, a plurality of paths (desired wave 1111 and interference wave 1112) in the delay profile are individually passed. Since only the portion of the path to be received is filtered, unnecessary noise 1113 can be effectively removed. As a result, noise tolerance is improved, and reception bit error characteristics are improved regardless of the delay time of the interference wave.

（第３の実施形態）
図１３は、本発明の第３の実施形態による復調装置内のキャリア補間部１２３の構成例を示すブロック図である。第２の実施形態では２個のＦＩＲフィルタ１００２及び１００３を用いる例を説明したが、本実施形態では１個のＦＩＲフィルタ１３０３を用いる例を説明する。以下、本実施形態が第２の実施形態と異なる点を説明する。 (Third embodiment)
FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration example of the carrier interpolation unit 123 in the demodulation device according to the third embodiment of the present invention. In the second embodiment, an example in which two FIR filters 1002 and 1003 are used has been described. In the present embodiment, an example in which one FIR filter 1303 is used will be described. Hereinafter, the points of the present embodiment different from the second embodiment will be described.

キャリア補間部１２３は、第１のレジスタ１３０１、第１の周波数シフト部１３０２、第１のＦＩＲフィルタ１３０３、第２の周波数シフト部１３０４、合成部１３０５及び第２のレジスタ１３０６を有する。第１のレジスタ１３０１は、図１のシンボル補間部１２２により補間された伝送路特性１０１３を格納する。第１の周波数シフト部１３０２は、図１０の第１の周波数シフト部１００１に対応し、第１のレジスタ１３０１に格納された伝送路特性を可変周波数シフト量１０１２で周波数シフトする。第１のＦＩＲフィルタ１３０３は、図１０のＦＩＲフィルタ１００２及び１００３に対応し、第１の周波数シフト部１３０２により周波数シフトされた伝送路特性を入力し、遅延プロファイル中の図１１（Ａ）の希望波１１１１又は図１１（Ｂ）の妨害波１１１２のパスを通過させるためのフィルタリングを行う。第２の周波数シフト部１３０４は、図１０の第２の周波数シフト部１００４に対応し、第１のＦＩＲフィルタ１３０３によりフィルタリングされた伝送路特性を、第１の周波数シフト部１３０２の周波数シフトに対して逆方向の可変周波数シフト量１０１２で周波数シフトする。第２のレジスタ１３０６は、合成部１３０５により出力される伝送路特性を格納し、格納した伝送路特性を合成部１３０５に出力する。合成部１３０５は、第１の周波数シフト部１３０２及び第２の周波数シフト部１３０４の周波数シフト量がそれぞれ第１の周波数シフト量（例えば０）及び第２の周波数シフト量（例えば０）のときに第１のＦＩＲフィルタ１３０３を通過した遅延プロファイル中の第１のパス（例えば希望波１１１１）の伝送路特性と、第１の周波数シフト部１３０２及び第２の周波数シフト部１３０４の周波数シフト量が第３の周波数シフト量及び第４の周波数シフト量のときに第１のＦＩＲフィルタ１３０３を通過した遅延プロファイル中の第２のパス（例えば妨害波１１１２）の伝送路特性とを合成する。 The carrier interpolation unit 123 includes a first register 1301, a first frequency shift unit 1302, a first FIR filter 1303, a second frequency shift unit 1304, a synthesis unit 1305, and a second register 1306. The first register 1301 stores the transmission path characteristic 1013 interpolated by the symbol interpolation unit 122 of FIG. The first frequency shift unit 1302 corresponds to the first frequency shift unit 1001 in FIG. 10 and shifts the transmission path characteristics stored in the first register 1301 by a variable frequency shift amount 1012. The first FIR filter 1303 corresponds to the FIR filters 1002 and 1003 in FIG. 10 and inputs the transmission path characteristics frequency-shifted by the first frequency shift unit 1302, and the desired FIR filter 1303 in FIG. 11A in the delay profile. Filtering for passing the path of the wave 1111 or the disturbing wave 1112 in FIG. 11B is performed. The second frequency shift unit 1304 corresponds to the second frequency shift unit 1004 of FIG. 10, and the transmission path characteristics filtered by the first FIR filter 1303 are compared with the frequency shift of the first frequency shift unit 1302. Thus, the frequency is shifted by the variable frequency shift amount 1012 in the reverse direction. The second register 1306 stores the transmission path characteristics output from the combining unit 1305 and outputs the stored transmission path characteristics to the combining unit 1305. The synthesizing unit 1305 is used when the frequency shift amounts of the first frequency shift unit 1302 and the second frequency shift unit 1304 are a first frequency shift amount (for example, 0) and a second frequency shift amount (for example, 0), respectively. The transmission path characteristics of the first path (for example, the desired wave 1111) in the delay profile that has passed through the first FIR filter 1303 and the frequency shift amounts of the first frequency shift unit 1302 and the second frequency shift unit 1304 are The transmission path characteristics of the second path (for example, the jamming wave 1112) in the delay profile that has passed through the first FIR filter 1303 when the frequency shift amount is 3 and the fourth frequency shift amount are combined.

まず、周波数シフト部１３０２及び１３０４の周波数シフト量１０１２として０を設定する。すると、第１のＦＩＲフィルタ１３０３は、図１０の第１のＦＩＲフィルタ１００３と同じ機能を果たし、図１１（Ａ）の希望波１１１１の伝送路特性を出力する。第２のレジスタ１３０６には、図１１（Ａ）の希望波１１１１の伝送路特性が格納される。 First, 0 is set as the frequency shift amount 1012 of the frequency shift units 1302 and 1304. Then, the first FIR filter 1303 performs the same function as the first FIR filter 1003 in FIG. 10, and outputs the transmission path characteristic of the desired wave 1111 in FIG. The second register 1306 stores the transmission path characteristics of the desired wave 1111 shown in FIG.

次に、周波数シフト部１３０２及び１３０４の周波数シフト量１０１２として妨害波１１１２の遅延時間に相当する値を設定する。すると、第１のＦＩＲフィルタ１３０３は、図１０の第２のＦＩＲフィルタ１００２と同じ機能を果たし、図１１（Ｂ）の妨害波１１１２の伝送路特性を出力する。 Next, a value corresponding to the delay time of the jamming wave 1112 is set as the frequency shift amount 1012 of the frequency shift units 1302 and 1304. Then, the first FIR filter 1303 performs the same function as the second FIR filter 1002 in FIG. 10, and outputs the transmission path characteristics of the disturbing wave 1112 in FIG.

次に、合成部１３０５は、第２のレジスタ１３０６が出力する図１１（Ａ）の希望波１１１１の伝送路特性と、第２の周波数シフト部１３０４が出力する図１１（Ｂ）の妨害波１１１２の伝送路特性とを合成する。これにより、本実施形態は、第２の実施形態と同様の動作を行うことができる。 Next, the synthesizing unit 1305 transmits the transmission path characteristics of the desired wave 1111 in FIG. 11A output from the second register 1306 and the interference wave 1112 in FIG. 11B output from the second frequency shift unit 1304. Are combined with the transmission path characteristics. Thereby, this embodiment can perform the same operation as that of the second embodiment.

本実施形態は、１個のＦＩＲフィルタ１３０３を用いて希望波１１１１及び妨害波１１１２のフィルタリングを行うことができるので、第２の実施形態に比べ、回路規模を削減することができる。 In the present embodiment, since the desired wave 1111 and the interference wave 1112 can be filtered using one FIR filter 1303, the circuit scale can be reduced as compared with the second embodiment.

なお、第１〜第３の実施形態では、受信波が希望波及び妨害波の２波の例を説明したが、受信波は２波に限定せず、受信波に複数のパスを検出した場合、それぞれに対応したＦＩＲフィルタで処理し、ＦＩＲフィルタ通過後に合成するものとする。また、複数のパスを検出した場合でも、伝送路推定に影響する電力のパスのみ抽出し、抽出したパスに対応した数のＦＩＲフィルタで処理及び合成してもよい。 In the first to third embodiments, an example in which the received wave is a desired wave and an interference wave has been described. However, the received wave is not limited to two waves, and a plurality of paths are detected in the received wave. These are processed by the corresponding FIR filters and synthesized after passing through the FIR filters. Even when a plurality of paths are detected, only power paths that affect transmission path estimation may be extracted, and processed and combined by the number of FIR filters corresponding to the extracted paths.

以上のように、第１〜第３の実施形態の復調装置において、高速フーリエ変換部１１３は、受信信号を高速フーリエ変換する。シンボル補間部１２２は、高速フーリエ変換部１１３により高速フーリエ変換された受信信号内の既知のＳＰシンボルの位置の伝送路特性を推定し、推定した既知のＳＰシンボル位置の伝送路特性を基に既知のＳＰシンボルが配置されていないデータシンボル位置の伝送路特性を時間単位であるシンボル方向に補間する。逆フーリエ変換部９０１等は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性をシンボル毎に逆高速フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する。キャリア補間部１２３は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性を基に、既知のＳＰシンボルが配置されていないデータシンボル位置の伝送路特性を周波数単位であるキャリア方向に補間する。等化部１２５は、シンボル補間部１２２及びキャリア補間部１２３により補間された伝送路特性を基に高速フーリエ変換部１１３により高速フーリエ変換された信号を等化する。 As described above, in the demodulation devices according to the first to third embodiments, the fast Fourier transform unit 113 performs fast Fourier transform on the received signal. The symbol interpolation unit 122 estimates the transmission path characteristic of the position of the known SP symbol in the received signal subjected to the fast Fourier transform by the fast Fourier transform unit 113, and is known based on the estimated transmission path characteristic of the known SP symbol position. The transmission line characteristics at the data symbol position where no SP symbol is arranged are interpolated in the symbol direction which is a time unit. The inverse Fourier transform unit 901 and the like generate a delay profile by performing inverse fast Fourier transform on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122 for each symbol. Based on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation section 122, the carrier interpolation section 123 interpolates the transmission path characteristics at the data symbol positions where no known SP symbols are arranged in the carrier direction, which is a frequency unit. The equalization unit 125 equalizes the signal subjected to the fast Fourier transform by the fast Fourier transform unit 113 based on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122 and the carrier interpolation unit 123.

キャリア補間部１２３は、シンボル補間部１２２により補間された伝送路特性をフィルタリングし、遅延プロファイル中の複数のパスを個別に通過させるフィルタ部６０１，６０２等と、フィルタ部６０１，６０２等によりフィルタリングされた複数のパスの伝送路特性を合成する合成部６０３等とを有する。 The carrier interpolation unit 123 filters the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit 122 and is filtered by the filter units 601, 602 and the like that individually pass a plurality of paths in the delay profile, and the filter units 601, 602 and the like. And a combining unit 603 that combines transmission path characteristics of a plurality of paths.

第１〜第３の実施形態によれば、受信するパスの部分のみをフィルタリングして伝送路特性を推定できるため、伝送路推定のノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。 According to the first to third embodiments, since it is possible to estimate a transmission path characteristic by filtering only a part of a received path, the noise resistance of the transmission path estimation is improved, and reception is performed regardless of the delay time of the interference wave. Bit error characteristics are improved.

以上のように、受信パス部分のみを帯域制限して伝送路推定できるため、伝送路推定のノイズ耐性が向上し、妨害波の遅延時間によらず、受信ビットエラー特性が向上する。第１〜第３の実施形態は、帯域制限しない場合に比べて、ビットエラー特性が１ｄＢ程度向上する。 As described above, since the transmission path can be estimated by limiting the band of only the reception path portion, the noise resistance of the transmission path estimation is improved, and the reception bit error characteristic is improved regardless of the delay time of the interference wave. In the first to third embodiments, the bit error characteristic is improved by about 1 dB as compared with the case where the band is not limited.

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 The above-described embodiments are merely examples of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed in a limited manner. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the technical idea or the main features thereof.

１０１アンテナ
１０２チューナ
１０３デジタル放送復調装置
１１１Ａ／Ｄ変換器
１１２同期部
１１３高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部
１１４復調部
１１５誤り訂正部
１２１伝送路推定部
１２２シンボル補間部
１２３キャリア補間部
１２４遅延プロファイル部
１２５等化部 Reference Signs List 101 antenna 102 tuner 103 digital broadcast demodulator 111 A / D converter 112 synchronization unit 113 fast Fourier transform (FFT) unit 114 demodulation unit 115 error correction unit 121 transmission path estimation unit 122 symbol interpolation unit 123 carrier interpolation unit 124 delay profile unit 125 Equalizer

Claims

A Fourier transform unit for Fourier transforming the received signal;
A symbol in which the known symbol position in the received signal Fourier-transformed by the Fourier transform unit is estimated, and the known symbol is not arranged based on the estimated channel characteristic of the known symbol position. A symbol interpolation unit that interpolates the transmission path characteristics of the position in a symbol direction that is a unit of time;
An inverse Fourier transform unit that generates a delay profile by performing an inverse Fourier transform on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit for each symbol;
Based on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation section, a carrier interpolation section that interpolates transmission path characteristics at symbol positions where the known symbols are not arranged in a carrier direction that is a frequency unit;
An equalization unit for equalizing the signal Fourier-transformed by the Fourier transform unit based on the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit and the carrier interpolation unit;
The carrier interpolation unit
Filtering transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit, and a filter unit for individually passing a plurality of paths in the delay profile;
A demodulating device comprising: a combining unit that combines transmission path characteristics of a plurality of paths filtered by the filter unit.

The demodulator according to claim 1, wherein the filter unit includes a plurality of filters for individually passing the plurality of paths, and the filter coefficients of the plurality of filters are different.

The filter unit is
A first filter that inputs a transmission path characteristic interpolated by the symbol interpolation unit and performs filtering for passing the first path in the delay profile;
A first frequency shift unit for frequency shifting the transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit;
A second filter that inputs the transmission path characteristics frequency-shifted by the first frequency shift unit and performs filtering for passing the second path in the delay profile;
A second frequency shift unit that shifts the transmission path characteristics filtered by the second filter in a direction opposite to the frequency shift of the first frequency shift unit;
The filter coefficients of the first filter and the second filter are the same,
2. The demodulator according to claim 1, wherein the combining unit combines the transmission path characteristic filtered by the first filter and the transmission path characteristic frequency-shifted by the second frequency shift unit.

The filter unit is
A first register for storing transmission path characteristics interpolated by the symbol interpolation unit;
A first frequency shift unit for frequency shifting the transmission line characteristics stored in the first register by a variable frequency shift amount;
A first filter that inputs a transmission line characteristic frequency-shifted by the first frequency shift unit and performs filtering to pass a path in the delay profile;
A second frequency shift unit that shifts the transmission path characteristics filtered by the first filter by a variable frequency shift amount in a reverse direction to the frequency shift of the first frequency shift unit;
The carrier interpolation unit has a second register that stores the transmission path characteristics output by the combining unit, and outputs the stored transmission path characteristics to the combining unit,
The synthesizing unit passes through the first filter when the frequency shift amounts of the first frequency shift unit and the second frequency shift unit are the first frequency shift amount and the second frequency shift amount, respectively. When the transmission path characteristics of the first path in the delay profile and the frequency shift amounts of the first frequency shift unit and the second frequency shift unit are the third frequency shift amount and the fourth frequency shift amount. 2. The demodulator according to claim 1, wherein the transmission path characteristic of the second path in the delay profile that has passed through the first filter is synthesized.