JP5925137B2 - Digital broadcast receiving apparatus and digital broadcast receiving method - Google Patents
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Description
この発明は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を使用したデジタル放送波を受信するデジタル放送受信装置およびデジタル放送受信方法に関する。 The present invention relates to a digital broadcast receiving apparatus and a digital broadcast receiving method for receiving a digital broadcast wave using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme.
特許文献1には、シンボル内挿補間を逆フーリエ変換した後の遅延プロファイル推定結果を用いて、キャリア内挿補間フィルタの係数を決定する技術が開示されている。 Patent Document 1 discloses a technique for determining a coefficient of a carrier interpolation filter using a delay profile estimation result after inverse Fourier transform of symbol interpolation.
特許文献1に代表される従来の技術では、キャリア内挿フィルタのタップ数によって、生成可能なフィルタ帯域が決定される。このため、例えば、複数の到来波が到達し、かつ高速に移動しながら受信している場合、フィルタのタップ数が少なければ、シンボル内挿補間で発生した擬似的な遅延波を除去できず、受信性能を悪化させてしまう。また、タップ数を多くすると、回路規模が増大するという問題があった。 In the conventional technique represented by Patent Document 1, a filter band that can be generated is determined by the number of taps of a carrier interpolation filter. For this reason, for example, when a plurality of incoming waves arrive and are received while moving at high speed, if the number of filter taps is small, the pseudo delayed wave generated by symbol interpolation cannot be removed, The reception performance is deteriorated. Further, when the number of taps is increased, there is a problem that the circuit scale increases.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、高速に移動して受信している場合であっても高精度に伝送路推定を行うことができるデジタル放送受信装置およびデジタル放送受信方法を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a digital broadcast receiver and a digital broadcast receiver capable of performing transmission path estimation with high accuracy even when moving and receiving at high speed The purpose is to obtain a broadcast receiving method.
この発明に係るデジタル放送受信装置は、OFDM方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したOFDM信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力する第1のフーリエ変換部と、第1のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、パイロット信号に対応する既知信号を生成する既知信号生成部と、パイロット抽出部が抽出したパイロット信号を、既知信号生成部が生成した既知信号で除算してパイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出する第1の除算部と、第1の除算部が算出したパイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うシンボル内挿フィルタ部と、シンボル内挿フィルタ部がシンボル方向に内挿した伝送路特性信号をキャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力する逆フーリエ変換部と、遅延プロファイルをフィルタリングするフィルタリング部と、フィルタリング部によってフィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力する第2のフーリエ変換部と、第1のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分を、第2のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第2の除算部とを備え、フィルタリング部は、遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに0データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行うことを特徴とするものである。 A digital broadcast receiving apparatus according to the present invention includes a first Fourier transform unit that receives a digital broadcast wave using the OFDM method, Fourier-transforms the received OFDM signal and outputs a subcarrier component, and a first Fourier transform A pilot extraction unit that extracts a pilot signal included in the subcarrier component output from the conversion unit, a known signal generation unit that generates a known signal corresponding to the pilot signal, and a pilot signal extracted by the pilot extraction unit A first division unit that calculates a transmission line characteristic signal corresponding to the pilot signal by dividing by the known signal generated by the generation unit, and a transmission line characteristic signal that corresponds to the pilot signal calculated by the first division unit A symbol interpolation filter that performs interpolation in the symbol direction, and a channel characteristic signal that is interpolated in the symbol direction by the symbol interpolation filter. Inverse Fourier transform unit that outputs a delay profile by performing inverse Fourier transform on the carrier direction, filtering unit that filters the delay profile, and Fourier transform of the delay profile filtered by the filtering unit to support all subcarrier components A second Fourier transform unit that outputs a transmission path characteristic signal to be transmitted, and a subcarrier component output from the first Fourier transform unit to a transmission path characteristic corresponding to the subcarrier component output from the second Fourier transform unit in division to example Bei a second divider for outputting a demodulated signal, filtering section in the delay profile for each sample by inserting 0 data by a plurality of samples characterized in that to perform low-pass filtering is there.
この発明によれば、高速に移動して受信している場合であっても高精度に伝送路推定を行うことができるという効果がある。 According to the present invention, there is an effect that transmission path estimation can be performed with high accuracy even when moving and receiving at high speed.
実施の形態1.
OFDM方式において、送信する情報は、複数のサブキャリアに割り振られ、各サブキャリアでQPSK(Quadrature Phase Shift Keign)方式またはQAM(Quadrature Amplitude Modulation)方式あるいは多値PSK方式などのデジタル変調が施される。
また、サブキャリアを受信側で復調する際に利用する信号として、既知信号が、特定のサブキャリアに多重されている。これらの多重化されたサブキャリアは、逆フーリエ変換処理によって直交変換され、所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。
なお、逆フーリエ変換を行う伝送単位をシンボルと呼ぶ。
Embodiment 1 FIG.
In the OFDM scheme, information to be transmitted is allocated to a plurality of subcarriers, and each subcarrier is subjected to digital modulation such as a QPSK (Quadrature Phase Shift Key) scheme, a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) scheme, or a multilevel PSK scheme. .
A known signal is multiplexed on a specific subcarrier as a signal used when demodulating the subcarrier on the receiving side. These multiplexed subcarriers are orthogonally transformed by inverse Fourier transform processing, and frequency-converted to a desired transmission frequency and transmitted.
A transmission unit for performing inverse Fourier transform is called a symbol.
次に、逆フーリエ変換後の信号の最後部をシンボルの先頭に付加する。この付加された部分は、ガードインターバルと呼ばれており、これによってガードインターバル長以下の遅延時間を有する到来波があっても、受信側でシンボル間干渉することなく信号を再生できるようになる。 Next, the last part of the signal after the inverse Fourier transform is added to the head of the symbol. This added portion is called a guard interval, which makes it possible to reproduce a signal without intersymbol interference on the receiving side even if there is an incoming wave having a delay time shorter than the guard interval length.
次に、送信信号にあらかじめ挿入されている既知信号について説明する。
国内の地上デジタル放送であるISDB−T方式または欧州のDVB−T方式を例にとると、送信信号にスキャッタードパイロット(SP;Scattered Pilot)信号が周期的に挿入されている。
スキャッタードパイロット信号(以下、SP信号と記載する)は、図1に示すように、時間方向に4シンボルごと、キャリア(周波数)方向に12キャリアずつ分散配置されており、かつ、それらの挿入位置は4シンボル周期で同じ周波数位置になるようにシンボルごとに3キャリアずつシフトしながら配置されている。
Next, a known signal inserted in advance in the transmission signal will be described.
Taking the ISDB-T system or the European DVB-T system, which is a domestic terrestrial digital broadcast, as an example, a scattered pilot (SP) signal is periodically inserted into a transmission signal.
As shown in FIG. 1, scattered pilot signals (hereinafter referred to as SP signals) are distributed every four symbols in the time direction and twelve carriers in the carrier (frequency) direction, and their insertion. The positions are arranged while shifting by 3 carriers for each symbol so as to be the same frequency position in a period of 4 symbols.
デジタル放送受信装置において、受信したSP信号を既知のSP信号で除算することにより、各SP信号における振幅と位相との変動量(以下、伝送路特性とも呼ぶ)の推定(以下、伝送路推定とも呼ぶ)を行う。
さらに、SP信号の伝送路特性の推定結果を、図2に示すようにシンボル(時間)方向に内挿補間し、その後、図3に示すようにキャリア(周波数)方向に内挿補間をすることで、全てのサブキャリアに対する伝送路特性を得ることが可能となる。
ここで、シンボル方向に内挿補間をする理由は、12キャリアずつ分散配置されたSP信号をシンボル方向に内挿処理することでキャリア方向に3キャリアずつ分散された信号となり、推定可能な伝送路特性の時間範囲がTs/12からTs/3に拡張されて、到来波の到来時間差が大きい環境であっても正しく伝送路推定が可能となるためである。
なお、Tsは有効シンボル長を表す。
In the digital broadcast receiver, the received SP signal is divided by a known SP signal to estimate the amount of variation (hereinafter also referred to as transmission path characteristics) of the amplitude and phase of each SP signal (hereinafter also referred to as transmission path estimation). Call).
Further, the SP signal transmission path characteristic estimation result is interpolated in the symbol (time) direction as shown in FIG. 2, and then is interpolated in the carrier (frequency) direction as shown in FIG. Thus, it is possible to obtain transmission path characteristics for all subcarriers.
Here, the reason why the interpolation is performed in the symbol direction is that the SP signal dispersedly arranged by 12 carriers is interpolated in the symbol direction to be a signal dispersed by 3 carriers in the carrier direction, and the transmission path that can be estimated This is because the time range of characteristics is expanded from Ts / 12 to Ts / 3, and transmission path estimation can be performed correctly even in an environment where the arrival time difference of incoming waves is large.
Ts represents the effective symbol length.
また、伝送路特性値を逆フーリエ変換することにより、図4に示すように、受信信号の到来時間ごとの強度を示す遅延プロファイルを得られることが知られている。
しかしながら、高速に移動しながら受信する環境にあっては、受信信号が、ドップラー変動を受け、シンボルごとの伝送路特性が変動する。
この変動の最大周波数(最大ドップラー周波数とも言う)がシンボル内挿補間で補間可能な最大周波数である1/((Ts+Tg)/8)(Hz)を超えると、図5に示すように、シンボル内挿補間が正しく行えなくなり、結果的に、遅延プロファイルにおいて、図8に示すように、擬似的な遅延波が現れるようになる。
ここで、Tsは有効シンボル長で、Tgはガードインターバル長であり、サンプリング定理と4シンボル周期にSP信号が内挿されていることから上記式が導かれる。
このとき、誤ったシンボル内挿補間を行った伝送路特性を基にキャリア方向の内挿処理を行うと、正しい伝送路特性が得られず、受信性能が悪化するという問題点があった。
In addition, it is known that by performing inverse Fourier transform on the transmission path characteristic value, as shown in FIG. 4, a delay profile indicating the intensity for each arrival time of the received signal can be obtained.
However, in an environment where reception is performed while moving at high speed, the received signal is subjected to Doppler fluctuations, and the transmission path characteristics for each symbol fluctuate.
When the maximum frequency of the fluctuation (also referred to as the maximum Doppler frequency) exceeds 1 / ((Ts + Tg) / 8) (Hz), which is the maximum frequency that can be interpolated by symbol interpolation, as shown in FIG. Interpolation cannot be performed correctly, and as a result, a pseudo delay wave appears in the delay profile as shown in FIG.
Here, Ts is the effective symbol length, Tg is the guard interval length, and the above equation is derived from the sampling theorem and the SP signal interpolated in a 4-symbol period.
At this time, if the carrier direction interpolation processing is performed based on the channel characteristics in which the erroneous symbol interpolation is performed, there is a problem that correct channel characteristics cannot be obtained and reception performance deteriorates.
図7は、従来のデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。図7に示すように、従来のデジタル放送受信装置は、FFT部100、パイロット抽出部101、遅延調整部102、除算部103a,103b、既知信号生成部104、シンボル内挿フィルタ部105、遅延プロファイル推定部106、キャリア内挿フィルタ部107およびデータ再生部108を備えて構成される(例えば、特許文献1参照)。
上述した問題点を解決するために、従来のデジタル放送受信装置においては、FFT部100が、受信されたOFDM信号から1シンボル期間だけ切り出し、高速フーリエ変換を実行する。これにより、受信信号が時間軸信号から周波数軸信号となる。
すなわち、フーリエ変換を行うことで、周波数軸信号の搬送波単位であるサブキャリアごとの信号に変換される。
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital broadcast receiving apparatus. As shown in FIG. 7, the conventional digital broadcast receiving apparatus includes an
In order to solve the above-described problem, in the conventional digital broadcast receiving apparatus, the
That is, by performing Fourier transform, the signal is converted into a signal for each subcarrier which is a carrier unit of the frequency axis signal.
次に、パイロット抽出部101が、サブキャリアごとになった信号からパイロット抽出部で所定のサブキャリア位置に挿入されているSP信号のみを抽出する。
SP信号は既知信号であるため、既知信号生成部104が、所定のサブキャリア位置に対応する既知のSP信号(以下、既知SP信号と呼ぶ)を生成する。
続いて、除算部103aが、パイロット抽出部101で抽出されたSP信号を、既知信号生成部104が生成した既知SP信号で除算して伝送路特性信号を得る。
なお、SP信号は、12サブキャリアごとに分散して挿入されているため、全てのサブキャリアの伝送路特性を取得するには内挿処理を行う必要がある。
Next,
Since the SP signal is a known signal, the known
Subsequently, the
Since the SP signal is distributed and inserted every 12 subcarriers, it is necessary to perform an interpolation process in order to obtain transmission path characteristics of all subcarriers.
SP信号はシンボル方向に4シンボル置きに配置されているため、シンボル内挿フィルタ部107が、除算部103aから出力された伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿処理を行う。例えば、シンボル内挿フィルタ部では、直線内挿または複数のシンボルを用い、FIR(Finite Impulse Response)フィルタなどで、シンボル方向の内挿処理を行う。シンボル内挿処理が完了すると、キャリア方向で3キャリアごとの伝送路特性信号となる。
Since the SP signals are arranged every four symbols in the symbol direction, the symbol
シンボル内挿処理を施された伝送路特性信号は、遅延プロファイル推定部106およびキャリア内挿フィルタ部107に出力される。
遅延プロファイル推定部106は、入力した伝送路特性信号から到来波の到来時間およびそのレベルを判定し、キャリア内挿フィルタ部107に通知する。
キャリア内挿フィルタ部107では、その通知内容に基づいてフィルタ(FIRフィルタなど)の係数を設定し、入力した伝送路特性信号に対してフィルタリング処理を行う。
The channel characteristic signal subjected to the symbol interpolation processing is output to delay
The delay
The carrier
除算部103bは、遅延調整部102で遅延調整されたFFT部からのサブキャリア成分を、キャリア内挿フィルタ部107から出力されたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算(等化という)して復調信号を出力する。データ再生部108は、復調信号を再生して元の送信データが再生される。このように内挿フィルタを通過することにより、不要なノイズ成分が除去されて受信性能の劣化を軽減することができる。
しかしながら、従来のデジタル放送受信装置では、キャリア内挿フィルタ部107を用いるため、キャリア内挿フィルタのタップ段数に応じてフィルタの通過帯域および減衰量に制約が生じるという課題があった。
The
However, since the conventional digital broadcast receiving apparatus uses the carrier
そこで、この発明では、SP信号をシンボル方向に内挿した後、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを算出し、この遅延プロファイルに対してサンプル単位でフィルタリング処理を行う。これにより、フィルタの通過帯域および減衰量に制約がなくなり、より正確に伝送路推定を求めることができ、かつ受信性能を向上させることが可能である。また、キャリア方向の内挿補間フィルタが不要となるため、回路規模を削減することもできる。 Therefore, in the present invention, after the SP signal is interpolated in the symbol direction, a delay profile is calculated by inverse Fourier transform in the carrier direction, and filtering processing is performed on the delay profile in units of samples. As a result, there are no restrictions on the passband and attenuation amount of the filter, transmission path estimation can be obtained more accurately, and reception performance can be improved. In addition, since the interpolation filter in the carrier direction is not necessary, the circuit scale can be reduced.
図8は、この発明の実施の形態1に係るデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。図8において、実施の形態1に係るデジタル放送受信装置は、FFT部1、パイロット抽出部2、遅延調整部3、除算部4a,4b、既知信号生成部5、シンボル内挿フィルタ部6、不要信号判定部7、フィルタリング部8およびデータ再生部9を備えて構成される。FFT部1は、入力した信号に対して高速フーリエ変換(FFT)および高速逆フーリエ変換(IFFT)を実行可能なFFT部であり、FFTの機能部をFFT1a(第1のフーリエ変換部、第2のフーリエ変換部)、IFFTの機能部をIFFT1b(逆フーリエ変換部)とする。パイロット抽出部2は、FFT部1から出力されたサブキャリア成分に含まれるSP信号を抽出する。既知信号生成部5は、SP信号に対応する既知SP信号を生成する。遅延調整部3は、FFT部1からのサブキャリア成分を遅延調整して除算部4bへ出力する。
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the digital broadcast receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 8, the digital broadcast receiving apparatus according to Embodiment 1 includes an FFT unit 1, a
除算部4aは、パイロット抽出部2が抽出したSP信号を、既知信号生成部5が生成した既知SP信号で除算してSP信号に対応する伝送路特性信号を算出する第1の除算部である。シンボル内挿フィルタ部6は、除算部4aが算出したSP信号に対応する伝送路特性信号に対してシンボル方向の内挿を行う。不要信号判定部7は、シンボル内挿フィルタ部6からの出力を高速逆フーリエ変換して得られた遅延プロファイルのうち、不要なデータを判定する。フィルタリング部8は、不要信号判定部7の判定結果などを利用して遅延プロファイルをフィルタリングする。除算部4bは、遅延調整部2で遅延調整されたFFT部1からのサブキャリア成分を、フィルタリング部8でフィルタリングされた遅延プロファイルを高速フーリエ変換したサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第2の除算部である。データ再生部9は、この復調信号を再生して元の送信データを再生する。
The division unit 4a is a first division unit that calculates the transmission path characteristic signal corresponding to the SP signal by dividing the SP signal extracted by the
次に動作について説明する。
受信されたOFDM信号は、FFT部1のFFT1aによって1シンボル期間だけ切り出して高速フーリエ変換され、時間軸信号から周波数軸信号となる。フーリエ変換を行うことで周波数軸信号の搬送波単位であるサブキャリアごとの信号に変換される。
パイロット抽出部2は、サブキャリアごとになった信号から所定のサブキャリア位置に挿入されているSP信号のみを抽出する。また、既知信号生成部5が所定のサブキャリア位置の既知SP信号を生成する。
Next, the operation will be described.
The received OFDM signal is cut out for one symbol period by the FFT 1a of the FFT unit 1 and subjected to fast Fourier transform to be converted from a time axis signal to a frequency axis signal. By performing Fourier transform, the signal is converted into a signal for each subcarrier which is a carrier unit of the frequency axis signal.
The
除算部4aは、パイロット抽出部2で抽出されたSP信号を既知SP信号で除算して、伝送路特性を得る。SP信号は、12サブキャリアごとに分散して挿入されているため、全サブキャリアの伝送路特性を取得するためには内挿処理を行う必要がある。なお、SP信号は、シンボル方向に4シンボル置きに配置されているため、シンボル方向による内挿処理を行う。
The division unit 4a divides the SP signal extracted by the
シンボル内挿フィルタ部6は、直線内挿または複数のシンボルを用い、FIRフィルタなどを用いてシンボル方向内挿処理を行う。シンボル内挿処理を行うと、キャリア方向では3キャリアごとの伝送路特性信号となる。
次に、FFT部1のIFFT1bで、シンボル方向内挿処理したデータをキャリア方向にIFFT(高速逆フーリエ変換)を行う。
IFFT後のデータは、一般的に遅延プロファイルと呼ばれる遅延時間ごとの到来波のレベルを表す信号となる。ここでは、3キャリアごとのキャリア全てをIFFTする。
The symbol
Next, the
The data after IFFT is a signal representing the level of an incoming wave for each delay time, generally called a delay profile. Here, all the carriers for every three carriers are IFFTed.
フィルタリング部8は、このIFFT後のデータに対してサンプルごとに0のデータを2サンプルずつ挿入して全体のデータを3倍にし、さらにFIRフィルタなどを用いて、ローパスフィルタを行う。これにより、全データが滑らかにつながり、全体として3倍のサンプル数に拡張された遅延プロファイルとなる。
このとき、不要信号判定部7が、本来の到来波ではない不要なデータを検出し、フィルタリング部7で該当するサンプルをゼロまたは前後複数サンプルの近似データに置き換えてもよい。これにより、伝送路推定精度を向上させることが可能となる。なお、この処理は行わなくても構わない。
The
At this time, the unnecessary
3倍に拡張され、不要データが削除された遅延プロファイルは、FFT部1に送られ、FFT1aによってFFTされる。これにより、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性が得られる。
除算部4bは、サブキャリアごとに伝送路特性で除算をすることで(等化という)送信信号を再生する。以降、後段のデータ再生部9で元の送信データが再生される。
The delay profile expanded three times and from which unnecessary data has been deleted is sent to the FFT unit 1 and is subjected to FFT by the FFT 1a. As a result, transmission path characteristics corresponding to all subcarrier components can be obtained.
The
以上のように、この実施の形態1によれば、OFDM方式を使用したデジタル放送波を受信して、受信したOFDM信号をフーリエ変換してサブキャリア成分を出力し、サブキャリア成分に含まれるSP信号を抽出し、SP信号に対応する既知SP信号を生成し、抽出されたSP信号を既知SP信号で除算して、SP信号に対応する伝送路特性信号を算出し、算出したSP信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行い、シンボル方向に内挿された伝送路特性信号を、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力し、この遅延プロファイルをフィルタリングし、フィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力し、受信したOFDM信号をフーリエ変換して得られたサブキャリア成分を、フィルタリングされた遅延プロファイルをフーリエ変換して得られたサブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する。このように遅延プロファイルに対してサンプル単位でフィルタリング処理を行うことから、フィルタの通過帯域および減衰量に制約がなくなり、より正確に伝送路特性推定が可能であり、受信性能を向上させることができる。すなわち、高速に移動して受信している場合であっても、高精度に伝送路推定を行うことができる。 As described above, according to the first embodiment, a digital broadcast wave using the OFDM method is received, and the received OFDM signal is Fourier-transformed to output a subcarrier component, and an SP included in the subcarrier component. Extract a signal, generate a known SP signal corresponding to the SP signal, divide the extracted SP signal by the known SP signal, calculate a transmission path characteristic signal corresponding to the SP signal, and correspond to the calculated SP signal The transmission path characteristic signal is interpolated in the symbol direction, and the transmission path characteristic signal interpolated in the symbol direction is subjected to inverse Fourier transform in the carrier direction to output a delay profile, and this delay profile is filtered. , Fourier-transform the filtered delay profile, and output a channel characteristic signal corresponding to all subcarrier components, and receive OFDM Subcarrier component obtained by Fourier transform, and the delay profile are filtered divided by the channel characteristics corresponding to the sub-carrier components obtained by Fourier transform to output a demodulated signal No.. Since filtering processing is performed on the delay profile in units of samples in this way, there are no restrictions on the passband and attenuation amount of the filter, transmission path characteristics can be estimated more accurately, and reception performance can be improved. . That is, even when the mobile station is moving at a high speed, transmission path estimation can be performed with high accuracy.
また、この実施の形態1によれば、FFT1aとIFFT1bとが、1つのフーリエ変換回路であるFFT部1で共用して構成されるので、上述のようにキャリア方向への内挿補間フィルタが不要となったことも加えて、回路規模を従来よりも格段に削減することができる。
Further, according to the first embodiment, since the FFT 1a and
さらに、この実施の形態1によれば、フィルタリング部8が、遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに0データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行う。例えば、サンプルごとに0のデータを2サンプルずつ挿入した後にローパスフィルタを行う。このようにすることで、シンボル方向に内挿されたデータに含まれるノイズ成分を抑制し、より正確に伝送路推定を求めることができ、受信性能を向上することが可能である。
Further, according to the first embodiment, the
なお、フィルタリング部8で使用するローパスフィルタは、オーバーサンプリングのためのフィルタであり、急峻な特性を必要としない。このため、キャリア内挿フィルタ部と比較してタップ数の少ないフィルタで実現できる。また、この発明で示すフィルタとは、FIRフィルタに限らず、IIRフィルタ、直線内挿フィルタなど任意のフィルタであっても構わない。
Note that the low-pass filter used in the
実施の形態2.
図9は、この発明の実施の形態2におけるデジタル放送受信方法を示すフローチャートであり、不要信号判定部7による判定方法の一例を示している。
まず、不要信号判定部7は、FFT部1のIFFT1bによる高速逆フーリエ変換の結果(遅延プロファイル)を入力すると、この遅延プロファイルにおけるピーク値(最大値)を算出する(ステップST1)。次に、不要信号判定部7は、ピーク値に対する一定の割合(変数α)で閾値を算出する(ステップST2)。
FIG. 9 is a flowchart showing a digital broadcast receiving method according to
First, when the result (delay profile) of the fast inverse Fourier transform by the
この後、不要信号判定部7は、IFFT結果である遅延プロファイルを1サンプルずつ読み出して(ステップST3)、上記閾値未満のレベルのサンプルデータを不要データとして判定する(ステップST4)。この判定の結果は、サンプルごとに不要信号判定部7からフィルタリング部8へ通知される。フィルタリング部8は、不要信号判定部7により不要データと判定されたデータを、0または前後複数のサンプルの近似データに置き換える(ステップST5)。
Thereafter, the unnecessary
最後に、不要信号判定部7は、遅延プロファイルの全てのサンプルで上記処理を行ったか否かを判定する(ステップST6)。ここで、未処理のサンプルがある場合(ステップST6;NO)、ステップST3に戻り、上述の処理を繰り返す。また、全てのサンプルで処理を終了した場合(ステップST6;YES)、不要データ判定処理を終了する。
Finally, the unnecessary
以上のように、この実施の形態2によれば、不要信号判定部7が、IFFT1bから出力された遅延プロファイルのピークレベルから所定の割合の閾値を決定して、この閾値未満のレベルのデータを不要データと判定し、フィルタリング部8が、不要信号判定部7によって判定された不要データを0または前後複数のサンプルの近似データに置き換える。このようにすることで、SP信号に含まれるノイズ成分を抑制することができ、受信性能を向上させることができる。
As described above, according to the second embodiment, the unnecessary
実施の形態3.
高速に移動しながら受信する環境においては、受信信号は、ドップラー変動を受けて、シンボルごとの伝送路特性が変動する。この変動の最大周波数(最大ドップラー周波数とも言う)が、シンボル内挿補間で補間可能な最大周波数である1/((Ts+Tg)/8)(Hz)を超えた場合、図5に示したようにシンボル内挿補間が正しく行えなくなり、キャリア方向のIFFT結果(遅延プロファイル)上に擬似的な遅延波が現れる。
この擬似的な遅延波は、図6に示したように、到来波の遅延時間に対して、SP信号のサンプリング周波数に対応する±Ts/12の遅延時間に現れることになる。
In an environment where signals are received while moving at high speed, the received signal undergoes Doppler fluctuations, and the transmission path characteristics of each symbol vary. When the maximum frequency of this fluctuation (also referred to as the maximum Doppler frequency) exceeds 1 / ((Ts + Tg) / 8) (Hz), which is the maximum frequency that can be interpolated by symbol interpolation, as shown in FIG. Symbol interpolation cannot be performed correctly, and a pseudo delayed wave appears on the IFFT result (delay profile) in the carrier direction.
As shown in FIG. 6, this pseudo delay wave appears in a delay time of ± Ts / 12 corresponding to the sampling frequency of the SP signal with respect to the delay time of the incoming wave.
そこで、この実施の形態3では、図11に示すフローチャートに従って、不要信号判定部7による不要データの判定を行う。
まず、不要信号判定部7は、IFFT結果である遅延プロファイルを1サンプルずつ読み出して(ステップST1a)、そのインデックスに対して、前後±Ts/12に当たるサンプル位置に、所定のレベル以上の擬似的な到来波(ピーク)が存在するか否かを判定する(ステップST2a)。
Therefore, in the third embodiment, unnecessary data is determined by the unnecessary
First, the unnecessary
擬似的な到来波が存在する場合(ステップST2a;YES)、不要信号判定部7は、この判定結果をフィルタリング部8へ通知する。フィルタリング部8は、不要信号判定部7から通知を受けると、前後±Ts/12のサンプル位置にあるサンプル値(擬似的な到来波)を0または前後複数のサンプルの近似データに置き換える(ステップST3a)。
また、擬似的な到来波が存在しない場合(ステップST2a;NO)は、ステップST4aの処理に移行する。
If a pseudo incoming wave exists (step ST2a; YES), the unnecessary
If there is no pseudo incoming wave (step ST2a; NO), the process proceeds to step ST4a.
ステップST4aにおいて、不要信号判定部7は、遅延プロファイルの全てのサンプルで上記処理を行ったか否かを判定する。ここで、未処理のサンプルがある場合(ステップST4a;NO)、ステップST1aに戻り、上述の処理を繰り返す。
また、全てのサンプルで処理を終了した場合(ステップST4a;YES)、不要データ判定処理を終了する。
In step ST4a, the unnecessary
Further, when the process is completed for all samples (step ST4a; YES), the unnecessary data determination process is terminated.
なお、上述の判定方法の他に、擬似的な遅延波を発生させない遅延プロファイルなどとの比較から擬似的な遅延波を特定して不要データを判定しても構わない。例えば、FFT1aの二乗和のIFFT結果を用いる。また、シンボル内挿フィルタの帯域を狭くするといった方法がある。 In addition to the determination method described above, unnecessary data may be determined by specifying a pseudo delay wave based on a comparison with a delay profile that does not generate a pseudo delay wave. For example, the IFFT result of the square sum of FFT1a is used. There is also a method of narrowing the band of the symbol interpolation filter.
以上のように、この実施の形態3によれば、不要信号判定部7が、IFFT1bから出力された遅延プロファイルにおいてシンボル内挿フィルタ部6によるシンボル方向の内挿で発生した擬似的な遅延波を判別して、この擬似的な遅延波を不要データと判定し、フィルタリング部8が、不要信号判定部7によって判定された不要データを0または前後複数のサンプルの近似データに置き換える。
このようにすることで、高速に移動しながら受信する環境であっても、正確に伝送路特性を推定することができ、受信性能を向上させることができる。
特に、図11に示すように、±Ts/12付近に本来の到来波が存在するような場合、到来波と擬似的な遅延波とが近接するため、従来方式のキャリア方向の内挿フィルタで、擬似的な遅延波を除去するには多くのタップ段数のフィルタを構成する必要がある。
これに対して、上記実施の形態3のようにすることで、到来時間に依存しないフィルタリングを行うことができる。
As described above, according to the third embodiment, the unnecessary
In this way, even in an environment where data is received while moving at high speed, transmission path characteristics can be accurately estimated, and reception performance can be improved.
In particular, as shown in FIG. 11, when the original incoming wave is present in the vicinity of ± Ts / 12, the incoming wave and the pseudo delayed wave are close to each other. In order to remove the pseudo delay wave, it is necessary to construct a filter with many tap stages.
On the other hand, filtering that does not depend on the arrival time can be performed by using the third embodiment.
なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of each embodiment, any component of each embodiment can be modified, or any component can be omitted in each embodiment. .
1 FFT部、1a FFT、1b IFFT、2 パイロット抽出部、3 遅延調整部、4a,4b 除算部、5 既知信号生成部、6 シンボル内挿フィルタ部、7 不要信号判定部、8 フィルタリング部、9 データ再生部。 1 FFT unit, 1a FFT, 1b IFFT, 2 pilot extraction unit, 3 delay adjustment unit, 4a, 4b division unit, 5 known signal generation unit, 6 symbol interpolation filter unit, 7 unnecessary signal determination unit, 8 filtering unit, 9 Data playback unit.
Claims (5)
前記第1のフーリエ変換部から出力されたサブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、
前記パイロット信号に対応する既知信号を生成する既知信号生成部と、
前記パイロット抽出部が抽出した前記パイロット信号を、前記既知信号生成部が生成した前記既知信号で除算して前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出する第1の除算部と、
前記第1の除算部が算出した前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うシンボル内挿フィルタ部と、
前記シンボル内挿フィルタ部がシンボル方向に内挿した伝送路特性信号をキャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力する逆フーリエ変換部と、
前記遅延プロファイルをフィルタリングするフィルタリング部と、
前記フィルタリング部によってフィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力する第2のフーリエ変換部と、
前記第1のフーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分を、前記第2のフーリエ変換部から出力された前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力する第2の除算部とを備え、
前記フィルタリング部は、前記遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに0データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行うことを特徴とするデジタル放送受信装置。 A first Fourier transform unit that receives a digital broadcast wave using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method, Fourier-transforms the received OFDM signal, and outputs a subcarrier component;
A pilot extraction unit that extracts a pilot signal included in the subcarrier component output from the first Fourier transform unit;
A known signal generator for generating a known signal corresponding to the pilot signal;
A first division unit that calculates the transmission line characteristic signal corresponding to the pilot signal by dividing the pilot signal extracted by the pilot extraction unit by the known signal generated by the known signal generation unit;
A symbol interpolation filter for performing interpolation in the symbol direction on the transmission path characteristic signal corresponding to the pilot signal calculated by the first divider;
An inverse Fourier transform unit that outputs a delay profile by performing inverse Fourier transform on the transmission path characteristic signal interpolated in the symbol direction by the symbol interpolation filter unit;
A filtering unit for filtering the delay profile;
A second Fourier transform unit that Fourier-transforms the delay profile filtered by the filtering unit and outputs a channel characteristic signal corresponding to all subcarrier components;
The subcarrier component output from the first Fourier transform unit is divided by a transmission path characteristic corresponding to the subcarrier component output from the second Fourier transform unit, and a demodulated signal is output. for example Bei and the division unit,
The filtering unit, in the delay profile, digital broadcast receiving apparatus and performs low-pass filtering by inserting 0 data for each sample by a plurality of samples.
前記フィルタリング部は、前記不要信号判定部によって判定された不要データを0または前後複数のサンプルの近似データに置き換えることを特徴とする請求項1または請求項2記載のデジタル放送受信装置。 A threshold of a predetermined ratio is determined from a peak level of the delay profile output from the inverse Fourier transform unit, and an unnecessary signal determination unit that determines data having a level lower than the threshold as unnecessary data is provided.
3. The digital broadcast receiving apparatus according to claim 1, wherein the filtering unit replaces unnecessary data determined by the unnecessary signal determination unit with approximate data of zero or a plurality of samples before and after.
前記フィルタリング部は、前記不要信号判定部によって判定された不要データを0または前後複数のサンプルの近似データに置き換えることを特徴とする請求項1または請求項2記載のデジタル放送受信装置。 In the delay profile output from the inverse Fourier transform unit, a pseudo delay wave generated by interpolation in the symbol direction by the symbol interpolation filter unit is determined, and the pseudo delay wave is determined as unnecessary data. Equipped with an unnecessary signal determination unit,
3. The digital broadcast receiving apparatus according to claim 1, wherein the filtering unit replaces unnecessary data determined by the unnecessary signal determination unit with approximate data of zero or a plurality of samples before and after.
前記サブキャリア成分に含まれるパイロット信号を抽出するステップと、
前記パイロット信号に対応する既知信号を生成するステップと、
前記抽出された前記パイロット信号を前記既知信号で除算して、前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号を算出するステップと、
前記算出した前記パイロット信号に対応する伝送路特性信号に対して、シンボル方向の内挿を行うステップと、
前記シンボル方向に内挿された伝送路特性信号を、キャリア方向に逆フーリエ変換して遅延プロファイルを出力するステップと、
前記遅延プロファイルをフィルタリングするステップと、
前記フィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して、全てのサブキャリア成分に対応する伝送路特性信号を出力するステップと、
前記受信したOFDM信号をフーリエ変換して得られた前記サブキャリア成分を、前記フィルタリングされた前記遅延プロファイルをフーリエ変換して得られた前記サブキャリア成分に対応する伝送路特性で除算して復調信号を出力するステップとを備え、
前記遅延プロファイルをフィルタリングするステップにおいて、当該遅延プロファイルにおいて、サンプルごとに0データを複数サンプルずつ挿入してローパスフィルタリングを行うことを特徴とするデジタル放送受信方法。 Receiving a digital broadcast wave using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme, Fourier-transforming the received OFDM signal, and outputting a subcarrier component;
Extracting a pilot signal included in the subcarrier component;
Generating a known signal corresponding to the pilot signal;
Dividing the extracted pilot signal by the known signal to calculate a transmission line characteristic signal corresponding to the pilot signal;
Interpolating in the symbol direction the transmission path characteristic signal corresponding to the calculated pilot signal;
A transmission path characteristic signal interpolated in the symbol direction, inverse Fourier transform in the carrier direction and outputting a delay profile;
Filtering the delay profile;
Fourier-transforming the filtered delay profile to output a channel characteristic signal corresponding to all subcarrier components;
The demodulated signal is obtained by dividing the subcarrier component obtained by Fourier transform of the received OFDM signal by the transmission path characteristic corresponding to the subcarrier component obtained by Fourier transform of the filtered delay profile. Bei example and outputting the,
In the step of filtering the delay profile, low-pass filtering is performed by inserting a plurality of samples of zero data for each sample in the delay profile .
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